CN111713007A - 马达控制系统和助力转向系统 - Google Patents

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Abstract

一个方式的噪声补偿调整方法具有以下工序：测定工序，对包含马达以及与该马达耦合并由该马达驱动的驱动体的耦合系统，驱动该马达来测定噪声；次数确定工序，根据在上述测定工序中测定的噪声，确定上述马达旋转的k次成分和1/k次成分中的有助于补偿上述噪声的成分的次数B，k是整数；调整工序，将在上述次数确定工序中所确定的次数B的成分作为补偿值而对上述马达的驱动进行控制，调整该次数B的成分值以降低上述噪声；以及记录工序，将通过上述调整工序进行了调整的上述次数B的成分值记录为使上述噪声降低的补偿值。

Description

马达控制系统和助力转向系统
技术领域
本公开涉及马达控制系统和助力转向系统。
背景技术
以往，作为马达的控制技术，公知有控制装置使用指令值对马达进行反馈控制的方法。例如，公知有控制装置将与扭矩波动为逆相位的电流指令值反馈并与基本指令值相加的结构。在这样的结构中，公知有控制装置将电流值的高次谐波成分的电流指令值叠加于基本指令值而进行扭矩波动的补偿的方法(例如，专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特许第4019842号
发明内容
发明要解决的课题
但是，即使是在马达单体中实现了工作声降低的情况下，如果马达与转向机构等其他要素耦合，则也有可能由于共振等原因而产生噪音。因此，本发明的目的之一在于，实现马达与其他要素耦合的情况下的低工作声。
用于解决课题的手段
本发明的一个方式的噪声补偿调整方法具有以下工序：测定工序，对于包含马达以及与该马达耦合并由该马达驱动的驱动体的耦合系统，驱动该马达来测定噪声；次数确定工序，根据在所述测定工序中测定出的噪声，确定所述马达旋转的k次成分和1/k次成分中的有助于补偿所述噪声的成分的次数B，k是整数；调整工序，将在所述次数确定工序中所确定的次数B的成分作为补偿值对所述马达的驱动进行控制，调整该次数B的成分值以降低所述噪声；以及记录工序，将通过所述调整工序进行了调整的所述次数B的成分值记录为使所述噪声降低的补偿值。
另外，本发明的一个方式的马达控制系统的制造方法是制造对马达的驱动进行控制的马达控制系统的制造方法，其中，通过所述噪声补偿调整方法，将所述补偿值记录于所述马达控制系统内的存储部。
发明效果
根据本发明的例示的实施方式，实现了马达与其他要素耦合的情况下的低工作声。
附图说明
图1是第一实施方式的马达控制系统的概略图。
图2是第一实施方式的控制运算部的概略图。
图3是针对目标q轴电流Iq_target的增益特性图。
图4是针对目标q轴电流Iq_target的相位曲线图。
图5是示出基于2D映射的运算处理的流程的概略图。
图6是示出第一实施方式中的扭矩波动的模拟结果的图。
图7是第二实施方式的马达控制系统的概略图。
图8是第二实施方式的控制运算部的概略图。
图9a是本实施方式的第一马达的俯视图。
图9b是本实施方式的第二马达的俯视图。
图10是本实施方式的电动助力转向装置的概略图。
图11是具有牵引马达的马达单元的概念图。
图12是马达单元的侧视示意图。
图13是第三实施方式的马达控制系统的概略图。
图14是第三实施方式的控制运算部的概略图。
图15是示出存储于存储部中的查找表的图。
图16是示出调整补偿值γ并进行记录的过程的图。
图17是示意性地示出噪声测定的状况的图。
图18是示出通过噪声测定而得到的噪声数据的例子的曲线图。
图19是例示出所监视的噪声电平的图。
图20是示出对扭矩波动进行补偿的效果的曲线图。
图21是示出对噪声进行补偿的效果的曲线图。
图22是第四实施方式的马达控制系统的概略图。
图23是第四实施方式的控制运算部的概略图。
具体实施方式
以下，参照附图对本公开的控制器、具有该控制器的马达控制系统以及具有该马达控制系统的电动助力转向系统的实施方式进行详细说明。但是，为了避免以下的说明不必要地冗长，使本领域技术人员容易理解，有时省略必要以上的详细说明。例如，有时省略对已周知事项的详细说明或对实质上相同的结构的重复说明。
＜第一实施方式＞
对第一实施方式的马达控制系统进行说明，在该马达控制系统中，具有对扭矩波动进行补偿的扭矩波动补偿运算部作为补偿运算部，扭矩波动补偿运算部的输出为“电流值”。第一实施方式的马达控制系统例如是对3相无刷马达进行控制的控制系统。以下，为了方便，对d轴电流Id和q轴电流Iq彼此为正的情况、即旋转为一个方向的情况进行说明。在本实施方式的马达控制系统中，主要能够降低扭矩波动。
通常，对于3相马达中的扭矩的产生，q轴电流Iq的影响比d轴电流Id的影响大。因此，要想降低扭矩波动，优选主要对q轴电流Iq进行控制以应用本控制系统。另外，在降低感应电压(BEMF：Back Electromotive Force，反电动势)的控制系统的情况下，也能够通过与本发明相同的结构进行反馈控制。即，在本发明的控制方法中，可仅将q轴电流用作指令值，也可以将q轴电流Iq和d轴电流Id双方用作指令值。另外，在本说明书中，省略与d轴电流Id相关的控制方法的说明。
图1是第一实施方式的马达控制系统的概略图，图2是第一实施方式的控制运算部的概略图。如图1所示，马达控制系统5具有马达旋转角度传感器51、逆变器52以及控制运算部53。控制运算部53作为所谓的电流控制器发挥功能。如图2所示，控制运算部53具有扭矩波动补偿运算部531、电流限制运算部532、电压控制运算部533、感应电压补偿运算部534、2轴/3相转换部535、死区时间补偿运算部536以及PWM控制运算部537。
马达控制系统5经由逆变器52对马达1进行控制。马达1具有转子3、定子2以及马达旋转角度传感器51。马达旋转角度传感器51检测马达1的转子3的旋转角度。检测到的转子的旋转角度是用任意的角度单位来表示的，从机械角度适当地被转换为马达电角度θ、或者从马达电角度θ适当地被转换为机械角度。机械角度与马达电角度θ的关系是用马达电角度θ＝机械角度×(磁极数÷2)这样的关系式表示的。另外，作为检测马达的旋转的传感器，也可以代替旋转角度传感器而具有例如角速度传感器。
本实施方式的马达控制系统5进行反馈在逆变器52中流动的电流值(实际q轴电流值IQR)的控制。另外，虽然未图示，但本马达控制系统5也能够还进行弱磁控制等公知的运算处理。本马达控制系统5通过进行弱磁控制，能够抑制马达1的扭矩变动。
从外部向马达控制系统5输入目标q轴电流Iq_target。通过目标q轴电流Iq_target的增减而从外部指示马达输出的增减。本马达控制系统5对输入的目标q轴电流Iq_target进行电流限制。电流限制由电流限制运算部532处理。电流限制运算部532接受目标q轴电流Iq_target的输入并执行自适应控制，由此将目标q轴电流Iq_target(输出值)限制在规定的电流值以下。
在目标q轴电流Iq_target没有被限制而超过了上述规定的电流值的情况下，后述的处理的结果为，马达施加电压有可能饱和。在这样马达施加电压饱和的情况下，不再有将抑制马达扭矩变动的补偿电流与目标q轴电流Iq_target相加的余地。其结果为，产生以下问题：扭矩波动激增，产生工作声。为了避免该问题，通过由电流限制运算部532对目标q轴电流Iq_target进行限制以给补偿电流留出余地的方法是有效的。马达施加电压的饱和依赖于马达电流和马达旋转角速度双方而产生。因此，本实施方式的电流限制运算部532使用以马达旋转角速度作为参数的函数来限制马达电流(目标q轴电流Iq_target)。通过这样的电流限制，确保了平时(电压未饱和时)对扭矩波动进行补偿的余地。因此，实现了安静并且顺畅的马达的旋转。
更详细而言，电流限制运算部532的自适应控制使用以马达旋转角速度作为参数的函数来进行范围缩小。该函数是对于输入的目标q轴电流Iq_target而言连续的函数。即，电流限制运算部532不是进行例如电流的峰值截止等不连续的限制，而是进行输入电流值越大，越大幅度地限制电流这样的连续的范围缩小。另外，在电流限制运算部532中范围缩小所使用的函数可以是表现出线性缩小的函数，也可以是表现出非线性(并且连续)的缩小的函数。
范围缩小的缩小幅度是以满足下述的不等式的方式来缩小电流值i的缩小幅度。
Vsat＞(Ls+R)i+keω···(1)
其中，Vsat是饱和电压，Ls是马达的电感，R是马达的电阻，keω表示伴随着马达旋转的感应电压。
另外，在电流限制运算部532的自适应控制中，在利用电池电源进行驱动时，基于范围缩小的电流的限制值为与电池电压Vbat相应的限制值。在交流发电机的供给量不足的情况下使用电池电源。由于在电池电源中存在内阻，因此伴随着电池电源劣化等，内阻发生变化，有效输出电压发生变化。因此，进行与电池电压Vbat相应的自适应控制。
马达控制系统5利用目标q轴电流Iq_target和转子的角速度ω来进行扭矩波动补偿控制。扭矩波动补偿控制由扭矩波动补偿运算部531处理。扭矩波动补偿运算部531将校正前的目标q轴电流Iq_target和角速度ω作为参数进行运算处理。角速度ω是根据马达旋转角度传感器51检测到的转子3的旋转角度来计算的。更详细而言，扭矩波动补偿运算部531具有相位补偿部5311。另外，相位补偿部5311进行上述扭矩波动补偿控制。另外，在本实施方式中，扭矩波动补偿运算部531和相位补偿部5311的功能等同。
通常，扭矩波动会受到电流中的波动的影响。因此，进行预先在表示要提供给马达1的电流的目标q轴电流Iq_target上叠加用于抑制扭矩波动的电流指令值(补偿电流)等的校正，由此能够抑制在马达1中产生的扭矩波动(即，进行扭矩波动补偿)。
本实施方式的扭矩波动补偿运算部531具有所谓的查找表。该查找表以角速度ω和目标q轴电流Iq_target作为输入进行参照，输出增益α和相位β作为与输入对应的参照值。并且，扭矩波动补偿运算部531以所输出的参照值即增益α和相位β作为参数而进行后述的式子(2)和式子(3)所示的αsin6(θ+β)的运算。将该运算结果像图2和后述的式子(2)所示那样与从电流限制运算部532输出的目标q轴电流Iq_target叠加来计算作为新电流指令值的校正后的目标q轴电流Iq_correct。
接下来，对角速度ω、目标q轴电流Iq_target、增益α以及相位β彼此的相关进行说明。图3是针对目标q轴电流Iq_target的增益特性图。图4是针对目标q轴电流的相位曲线图。图3的增益特性图和图4的相位曲线图分别表示一次滞后特性。但是，也可以根据考虑了二次响应及以后的滞后的特性来求取增益α和相位β。
在图4中的相位曲线图中，将初始值归一化为目标q轴电流Iq_target。在图3中，横轴表示角速度ω，纵轴表示增益α(ω)的值。在图4中，横轴是角速度ω，纵轴是相位β(ω)。这里，用于补偿扭矩波动的电流(补偿值)是正弦波，是通过使用了在扭矩波动的振动成分中占支配地位的六次谐波成分的近似来表示的。此时，校正后的目标q轴电流值Iq_correct是以校正前的目标q轴电流Iqt_target、马达电角度θ(θ＝ωt)作为变量、用以下的式子(2)来表示的。另外，t是表示时间的变量。
Iq_correct＝Iq_target+αsin6(θ+β) ··· (2)
另外，增益α(ω)和相位β(ω)是由使用了查找表的以下的运算式(3)来表示的。此时，增益α(ω)和相位β(ω)是通过进行使用了2D映射(将校正前的目标q轴电流Iq_target的绝对值设为U1，将角速度ω的绝对值设为U2)的运算处理来计算的。另外，在图5中示出此时的运算处理的关系图。另外，角速度ω是根据由马达旋转角度传感器51所取得的马达电角度θ来计算的。
αsin6(θ+β)
α＝Lookuptable_α(Iq_target，ω) ··· (3)
β＝Lookuptable_β(Iq_target，ω)
如图5所示，向扭矩波动补偿运算部531输入目标q轴电流Iq_target和角速度ω，计算目标q轴电流Iq_target的绝对值U1和角速度ω的绝对值U2。查找表(2D映射)根据绝对值U1、U2而返回对应的增益α和相位β的值。
优选为，针对包含马达控制系统5和马达1的各个产品，例如通过产品出厂前的单独测量来测量传递特性，并根据该测量出的传递特性而单独制作图5所示的查找表(2D映射)。但是，关于查找表(2D映射)，例如也可以是，对同一种类的马达1和马达控制系统5测量传递特性作为代表值或平均值，将根据该传递特性而制作出的查找表通用于同一种类的马达1。或者，也可以是，对已知了传递特性彼此近似的多种马达1和马达控制系统5采用通用的查找表。
扭矩波动补偿运算部531使用从查找表返回的值，运算式子(2)和式子(3)中的补偿值αsin6(θ+β)，并输出该值。将从扭矩波动补偿运算部531输出的补偿值αsin6(θ+β)叠加于从电流限制运算部532输出的校正前的目标q轴电流Iq_target。
本实施方式的马达控制系统5将从扭矩波动补偿运算部531输出的q轴电流值的补偿值与由电流限制运算部532处理后的q轴电流值相加。另外，补偿值αsin6(θ+β)是用于消除q轴电流中的因扭矩波动而引起的成分的值。即，补偿值αsin6(θ+β)是根据角速度成分和指令值的六次谐波成分(扭矩波动的阶次成分)的逆相位成分来计算的。
换言之，在本实施方式中，基于电流控制器的逆特性分为增益和相位(提前角)的关系式，扭矩波动补偿运算部531分别求取对增益和相位进行调整的值，并将基于这些值的补偿值叠加于指令值。通过从提前角(即，电流控制器的响应性)和扭矩波动(即，扭矩波动的振幅)双方的观点考虑进行补偿，抑制了扭矩波动。这样，在扭矩波动补偿运算部531中，生成了对q轴电流的指令值进行电流控制器的响应性的补偿(以下，称为提前角补偿)以及扭矩波动补偿的补偿值，其中，该提前角补偿是基于提前角控制进行的，该扭矩波动补偿是基于扭矩波动的逆相位成分相加进行的。由于扭矩波动的阶次成分是指令值的六次谐波成分这样的高频成分，因此基于提前角控制的响应性的补偿高效地发挥功能。另外，由扭矩波动补偿运算部531处理的提前角控制中的值β是对电流控制器的响应性进行补偿的值，因此通常是与180°不同的值。
进一步地，马达控制系统5从上述那样加上了补偿值后的q轴电流值减去在逆变器中流动的实际q轴电流值IQR，计算q轴电流的电流偏差IQ_err。即，本实施方式的马达控制系统5进行如下反馈控制：使用该q轴电流的电流偏差IQ_err来进行PI控制等，从而对马达的输出等进行控制。
另外，在上述说明中，补偿值αsin6(θ+β)与电流限制后的目标q轴电流Iq_target相加，但补偿值αsin6(θ+β)也可以与电流限制前的目标q轴电流Iq_target相加，然后进行电流限制，或者，补偿值αsin6(θ+β)也可以和目标q轴电流Iq_target与实际q轴电流值IQR的电流偏差IQ_err相加。
如上所述，第一实施方式的马达控制系统5进行预先对电流控制器的响应性进行补偿的控制。即，马达控制系统5利用反馈控制而进行扭矩波动补偿和提前角补偿。另外，提前角补偿是基于使用角速度成分以及目标电流值中的扭矩波动的阶次成分的逆相位成分计算出的参数而进行的。在本实施方式中，基于将电流控制器的逆特性分为增益和相位的关系式，计算对扭矩波动(的振幅)进行调整的增益，并且计算对提前角进行调整的相位，并导出使用了这些值的补偿值。
通过使用该补偿值，对在马达1中产生的扭矩波动进行从振幅方面进行补偿的扭矩波动补偿和从相位方面进行补偿的提前角补偿。由此，能够降低马达控制系统5对伴随着高通滤波运算的量化噪声和传感器噪声的灵敏度，其结果为，降低了扭矩波动并且也防止了工作声恶化。并且，通过上述，马达控制的鲁棒性也提高。
另外，通过使用电流值中的扭矩波动的阶次成分的逆相位成分进行扭矩波动补偿，在马达的低速区域中电流控制器的响应性提高。并且，通过不仅使用上述的电流值的逆相位成分而且使用角速度的成分来计算参数，在马达的高速区域中电流控制器的响应性也提高。因此，即使在从低速到高速的大范围区域中，电流控制器的响应性也提高。
作为使用了上述的电流值的逆相位成分的扭矩波动补偿的方法，公知有将补偿值与马达电流指令值相加的方法和将补偿值与马达施加电压指令值相加的方法，在本实施方式中，将补偿值与马达的电流指令值相加。由此，无论马达的特性变动如何，都能进行稳定的扭矩变动校正。
在像上述那样求出q轴电流的电流偏差IQ_err之后，马达控制系统5进行根据q轴电流的电流偏差IQ_err来运算马达施加电压指令值的电压控制。电压控制由电压控制运算部533进行。在本实施方式中，作为电压控制，使用PI控制。另外，作为电压控制，不限于PI控制，也可以采用PID控制等其他控制方法。在电压控制运算部533中，根据q轴电流的电流偏差IQ_err，由q轴PI控制部5331计算q轴电压指令值VQ1，并将其与从非干扰处理部5332输出的非干扰要素COR_Q相加而计算q轴电压指令值VQ2。非干扰要素COR_Q例如是为了避免d轴电流(电压)与q轴电流(电压)彼此干扰而施加的电流要素。
然后，马达控制系统5对q轴电压指令值VQ2进行感应电压补偿。感应电压补偿由感应电压补偿运算部534进行。在马达驱动时，除了在马达中流动的电流以外，也考虑了马达的感应电压的影响，在此基础上对马达进行控制。在感应电压补偿运算部534中，根据由马达产生的感应电压(BEMF)的倒数而进行提前角控制，对感应电压(BEMF)进行补偿。
即，感应电压补偿运算部534求取由马达产生的感应电压(BEMF)的倒数，根据该倒数而计算补偿值，该补偿值用于进行调整电压(或电流)的提前角的补偿(提前角补偿)。在本实施方式中，在感应电压补偿运算部534中，将感应电压补偿用的补偿值与q轴电压指令值VQ2相加而计算q轴电压指令值VQ3。另外，如果使用基于感应电压模型的倒数的补偿值，则也可以从q轴电压指令值VQ2减去该补偿值而不是与该补偿值相加。另外，该补偿值也可以与2轴/3相转换后的各相的电压值相加。
进一步地，马达控制系统5对q轴电压指令值VQ3进行2轴/3相转换。2轴/3相转换是由2轴/3相转换运算部535根据马达电角度θ而进行的。2轴/3相转换运算部535根据q轴电压指令值VQ3而计算对应的q轴电压和d轴电压，并转换为U、V、W相各相的3相的电压指令值。
之后，马达控制系统根据从2轴/3相转换运算部535输出的各相的电压指令值而进行死区时间补偿。死区时间补偿由死区时间补偿运算部536进行。首先，在死区时间补偿运算部536中，由中点调制部5363进行基于中点调制的运算，在该中点调制中，叠加作为电压的基波的n倍的高次谐波(例如，三次谐波)。n是正整数。通过进行中点调制，电压的波形从正弦波状的波形接近梯形形状的波形。由此，逆变器52的有效电压率提高。
接着，死区时间补偿运算部536进行死区时间的补偿。到中点调制部5363为止进行针对上述的电流偏差IQ_err的处理，计算使电流偏差IQ_err减少的电压成分。与此相对，向目标IQ 2轴/3相转换部5362输入目标q轴电流Iq_target，对与目标q轴电流Iq_target相当的电压指令值进行2轴/3相转换。即，目标IQ 2轴/3相转换部5362计算与目标q轴电流Iq_target对应的q轴电压和d轴电压，并将它们转换为U、V、W相各相的3相的电压指令值。
与2轴/3相转换运算部535的2轴/3相转换同样地，在目标IQ 2轴/3相转换部5362的2轴/3相转换中，在运算中也使用马达电角度。但是，在本实施方式的马达控制系统5中，作为输入到目标IQ 2轴/3相转换部5362的马达电角度，使用对传感器检测到的马达电角度θ进行了相位补偿后的马达电角度θ2。该相位补偿是由校正相位补偿部5361进行的，通过该相位补偿，对伴随马达旋转的电压的相位偏移进行了补偿。
最后，马达控制系统根据从死区时间补偿运算部536输出的电压指令值而进行PWM控制。PWM控制的指令值由PWM控制运算部537来运算。PWM控制运算部537根据运算出的指令值而对逆变器52的电压进行控制。通过该PWM控制，与上述电流指令值相当的电流流向马达1。另外，如上所述，反馈在逆变器52内流动的实际q轴电流值IQR。
另外，在本系统中，作为上述的电压控制、感应电压补偿、2轴/3相转换、死区时间补偿、PWM控制等各处理，不限于上述的例子，也可以应用公知的技术。另外，在本系统中，根据需要也可以不进行这些补偿和控制。另外，在以下的说明中，将这些要素(即，上述的电压控制、感应电压补偿、2轴/3相转换、死区时间补偿、PWM控制等各处理)的耦合称为控制器要素C(S)。另外，也可以将进行PI控制等反馈控制的仅主要块的耦合看作控制器要素C(S)。另外，将马达和逆变器的耦合称为设备要素P(S)。
关于上述第一实施方式，在图6中示出了通过模拟而得到的结果。图6是示出了相对于马达的转速的、扭矩的二十四次成分(电角度的六次成分)的变动的曲线图。在本模拟中，转速的范围为0[min-1]至3000[min-1]，求出了死区时间打开/关闭这两种情况和扭矩变动校正打开/关闭这两种情况彼此组合起来的总计4个组合的扭矩波动的结果。从图6可知，在死区时间补偿和扭矩变动校正均“打开”了的情况下，马达扭矩的变动(即扭矩波动)变小。因此可知，通过第一实施方式，实现了扭矩波动降低，实现了低工作声。
＜第二实施方式＞
接下来，对本发明的第二实施方式进行说明，在该第二实施方式中，扭矩波动补偿运算部的输出为“电压值”。第二实施方式的马达控制系统是3相无刷马达的控制系统。另外，以下，对于与第一实施方式相同的内容，有时省略记载，但既可以采用相同的方法，也可以采用不同的方法。另外，在本实施方式中，与第一实施方式同样地，扭矩波动补偿运算部531与相位补偿部5311的功能等同。
图7是第二实施方式的马达控制系统的概略图，图8是第二实施方式的控制运算部的概略图。如图7所示，马达控制系统5具有马达旋转角度传感器51、逆变器52以及控制运算部53。如图8所示，控制运算部53具有扭矩波动补偿运算部531、电流限制运算部532、电压控制运算部533、感应电压补偿运算部534、2轴/3相转换部535、死区时间补偿运算部536以及PWM控制运算部537。马达控制系统进行将逆变器52的电流值反馈的反馈控制。另外，虽然未图示，但本马达控制系统5也可以还进行弱磁控制等已知的运算处理。本马达控制系统5通过进行弱磁控制，能够抑制马达1的扭矩变动。
从外部向马达控制系统5输入目标q轴电流Iq_target。通过目标q轴电流Iq_target的增减而从外部指示马达输出的增减。本马达控制系统5对目标q轴电流Iq_target进行电流限制处理。然后，本马达控制系统进行从电流限制后的q轴电流减去所反馈的实际q轴电流值IQR的反馈控制。
然后，本马达控制系统5对通过反馈控制而得到的电流偏差IQ_err进行电压控制。电压控制运算部533根据电流偏差IQ_err来计算电压指令值VQ1，在电压指令值VQ1上进一步加上抑制d轴和q轴彼此干扰的非干扰要素COR_Q。然后，感应电压补偿运算部534将感应电压补偿用的补偿值与q轴电压指令值VQ2相加。
另外，本马达控制系统5根据目标q轴电流Iq_target和角速度ω，在扭矩波动补偿运算部531中计算用于抑制扭矩波动的校正电压值(扭矩波动补偿值)。而且，与第一实施方式不同，在第二实施方式中，马达控制系统5在感应电压补偿运算部534的输出VQ3(即，VQ2与感应电压补偿值的相加值)上加上上述的电压校正值。由此，马达控制系统5在针对逆变器52的电压指令值上加上用于抑制扭矩波动的补偿值，从而能够抑制马达1中的扭矩波动。
如上所述，第二实施方式的马达控制系统5进行预先对电流控制器的响应性进行补偿的扭矩波动补偿。即，马达控制系统5进行使用了反馈控制的扭矩波动补偿和提前角补偿。与第一实施方式同样地，根据使用角速度成分以及目标电流值中的扭矩波动的阶次成分的逆相位成分计算出的参数来进行提前角补偿。在本实施方式中，基于将电流控制器的逆特性分为增益和相位的要素的关系式，进行将增益设为与目标电流值对应的值并且将相位设为电流的提前角调整值的补偿。通过这样的补偿，能够降低马达控制系统对伴随着高通滤波运算的量化噪声和传感器噪声的灵敏度，其结果为，能够降低在马达中产生的扭矩波动，并且也能够防止工作声恶化。而且，马达控制系统中的控制的鲁棒性也提高。
另外，与第一实施方式同样地，在第二实施方式中也是，进行根据指令电流值中的扭矩波动的阶次成分的逆相位成分来计算补偿值的扭矩波动补偿，由此在马达的低速区域中电流控制器响应性提高。并且，与第一实施方式同样地，在第二实施方式中也是，通过不仅根据电流值的逆相位成分而且根据角速度ω来计算参数，在马达的高速区域中电流控制器的响应性也提高。因此，即使在从低速至高速的大范围区域中，电流控制器的响应性也提高。
这里，第一实施方式与第二实施方式的差异在于以下方面：来自扭矩波动补偿运算部531的输出从电流值变成了电压值；以及与此相应，控制流程中的相加位置发生变更。由此，基于扭矩变动补偿的输出仅由马达的电特性决定，因此具有扭矩变动的调整很容易这样的优点。另外，通过将扭矩波动的补偿值与电压值相加，相比于与电流值相加的情况，也具有运算处理快这样的优点。
另外，第二实施方式中的电流控制、感应电压补偿、2轴/3相转换、死区时间补偿以及PWM控制与第一实施方式相同，因此省略说明。另外，在第二实施方式中，这些补偿和控制也可以应用已知的技术。另外，在第二实施方式中，根据需要，也可以不进行这些补偿和控制。另外，可以将这些要素的耦合作为控制器要素C(S)，也可以将进行反馈控制的仅主要块的耦合看作控制器要素C(S)。另外，将马达和逆变器的耦合称为设备要素P(S)。
＜其他实施方式＞
接下来，对其他实施方式进行说明。在其他实施方式中所记述的内容也能够用于第一实施方式和第二实施方式中的任意情况。
这里，对能够通过上述实施方式进行控制的马达的概略进行说明。图9a是本实施方式的第一马达的俯视图，图9b是本实施方式的第二马达的俯视图。图9a和图9b所示的马达1具有定子2和转子3。如图9a和图9b所示，马达1是内转子构造的。另外，作为马达1，除了内转子构造以外，也可以采用外转子构造。图9a所示的第一马达1是IPM(InteriorPermanent Magnet：内置永磁铁)马达，图9b所示的第二马达1是SPM(Surface PermanentMagnet：表面永磁铁)马达。
定子2具有沿轴向延伸的圆筒形状的外形。定子2以相对于转子3设置有规定的间隙的方式配置于转子3的径向外侧。定子2具有定子铁芯21、绝缘件22以及线圈23。定子铁芯21是沿轴向延伸的筒形状的部件。定子铁芯21是多块磁性钢板沿轴向层叠而形成的。定子铁芯21具有铁芯背部21a和齿(省略图示)。铁芯背部21a是圆环形状的部分。齿从铁芯背部21a的内周面向径向内侧延伸。齿沿着周向以规定的间隔而排列设置有多个。另外，相邻的齿之间的空隙被称为槽S。在图9a和图9b所示的马达1中，槽S例如设置有12个。
转子3具有沿轴向延伸的圆筒形状的外形。转子3以相对于定子2设置有规定的间隙的方式配置于定子2的径向内侧。转子3具有轴31、转子铁芯40以及磁铁32。转子3以沿上下方向(与图9a和图9b的纸面垂直的方向)延伸的轴31为中心进行旋转。转子铁芯40是沿轴向延伸的圆筒形状的部件。轴31插入于位于转子铁芯40的径向中心部的孔部41d中。转子铁芯40是多块磁性钢板沿轴向层叠而构成的。磁铁32在图9a所示的第一马达1中配置于转子铁芯40的内部，在图9b所示的第二马达1中安装于转子铁芯40的表面。磁铁32沿着周向以规定的间隔而排列配置有多个。在图9a和图9b所示的马达1中，磁铁32例如设置有8个。即，在图9a和图9b所示的马达1中，极数P为8。
马达的磁特性根据上述的极数P和槽数S而不同。这里，作为产生工作声的要因，主要举出了径向力和扭矩波动等。在极数P为8、槽数S为12的8P12S的马达的情况下，在转子与定子之间产生的电磁力的径向成分即径向力相互抵消，因此扭矩波动成为主要的工作声的原因。即，通过利用上述的马达控制系统仅对扭矩波动进行补偿，高效地降低了8P12S的马达的工作声。因此，本发明的马达控制系统在8P12S的马达中特别有用。
由于径向力的抵消在SPM马达中特别有效，因此本发明的马达控制系统在SPM马达中特别有用。更详细而言，在SPM马达中，不产生磁阻扭矩，仅磁铁扭矩起作用。因此，通过采用本发明，仅对磁铁扭矩进行补偿，从而实现了振动降低。反之，径向力的抵消不是限定性地在SPM马达和8P12S的马达中产生的作用，是在IPM马达或者例如10P12S马达中也产生的作用，因此本发明的马达控制系统在IPM马达中也是有用的、或者在例如10P12S马达中也是有用的。
接下来，对电动助力转向装置的概略进行说明。如图10所示，在本实施方式中，对柱型的电动助力转向装置进行例示。电动助力转向装置9搭载于汽车的车轮的操舵机构。电动助力转向装置9是借助马达1的动力而直接减轻操舵力的柱型助力转向装置。电动助力转向装置9具有马达1、操舵轴914以及车轴913。
操舵轴914将来自方向盘911的输入传递给具有车轮912的车轴913。马达1的动力经由具有齿轮等的联轴器915传递给操舵轴914。在柱型的电动助力转向装置9中采用的马达1设置于发动机室(未图示)的内部。另外，作为一例，图10所示的电动助力转向装置9是柱型的，但本发明的助力转向装置也可以是齿条型的。
这里，在像电动助力转向装置9那样要求低扭矩波动和低工作声的用途中，具有以下效果：通过由上述的马达控制系统5对马达1进行控制，实现了兼顾低扭矩波动和低工作声。其理由为，对于超过了电流控制的响应性的频率的扭矩波动，不使用放大噪声的高通滤波器地对电流控制器的响应性进行补偿，从而产生扭矩波动补偿的效果。因此，本发明在助力转向装置中特别有用。
本发明对于助力转向装置以外的用途也是有用的。本发明对例如牵引马达(行驶用马达)、压缩机用的马达、油泵用的马达等要求降低工作声的马达是有用的。
以下，对具有牵引马达的马达单元进行说明。
在以下的说明中，除非另有说明，将与马达102的马达轴线J2平行的方向简称为“轴向”，将以马达轴线J2作为中心的径向简称为“径向”，将以马达轴线J2作为中心的周向、即绕着马达轴线J2的方向简称为“周向”。但是，上述的“平行的方向”也包含大致平行的方向。图11是具有牵引马达的马达单元100的概念图，图12是马达单元100的侧视示意图。
马达单元100搭载于混合动力汽车(HEV)、插电式混合动力汽车(PHV)、电动汽车(EV)等以马达作为动力源的车辆，被用作动力源。本实施方式的马达单元100具有马达(主马达)102、齿轮部103、壳体106以及马达控制系统5。
如图11所示，马达102具有以沿水平方向延伸的马达轴线J2作为中心进行旋转的转子120和位于转子120的径向外侧的定子130。在壳体106的内部设置有收纳马达102和齿轮部103的收纳空间180。收纳空间180划分为收纳马达102的马达室181和收纳齿轮部103的齿轮室182。
马达102收纳于壳体106的马达室181内。马达102具有转子120和位于转子120的径向外侧的定子130。马达102是内转子型马达，具有定子130和旋转自如地配置于定子130的内侧的转子120。
转子120通过从省略了图示的电池经由马达控制系统5向定子130提供电力而旋转。转子120具有轴(马达轴)121、转子铁芯124以及转子磁铁(省略图示)。转子120(即，轴121、转子铁芯124以及转子磁铁)以沿水平方向延伸的马达轴线J2作为中心进行旋转。转子120的扭矩传递给齿轮部103。
轴121以沿水平方向并且车辆的宽度方向延伸的马达轴线J2作为中心而延伸。轴121以马达轴线J2作为中心进行旋转。
轴121跨越壳体106的马达室181和齿轮室182而延伸。轴121的一个端部突出到齿轮室182侧。在突出到齿轮室182的轴121的端部固定有第一齿轮141。
转子铁芯124是硅钢板(磁性钢板)层叠而构成的。转子铁芯124是沿轴向延伸的圆柱体。在转子铁芯124固定有多个转子磁铁。
定子130从径向外侧包围转子120。在图11中，定子130具有定子铁芯132和线圈131。定子130被壳体106保持。虽然省略了图示，但定子铁芯132从圆环状的轭的内周面向径向内侧具有多个磁极齿。在磁极齿之间缠绕有线圈线(省略图示)而构成了线圈31。
齿轮部103收纳于壳体106的齿轮室182内。齿轮部103在马达轴线J2的轴向一侧与轴121连接。齿轮部103具有减速装置104和差动装置105。从马达102输出的扭矩经由减速装置104而传递给差动装置105。
减速装置104与马达102的转子120连接。减速装置104具有以下功能：降低马达102的转速，根据减速比而使从马达102输出的扭矩增大。减速装置104将从马达102输出的扭矩传递给差动装置105。
减速装置104具有第一齿轮(中间驱动齿轮)141、第二齿轮(中间齿轮)142、第三齿轮(最终驱动齿轮)143以及中间轴145。从马达102输出的扭矩经由马达102的轴121、第一齿轮141、第二齿轮142、中间轴145以及第三齿轮143而传递给差动装置105的齿圈(齿轮)151。
差动装置105经由减速装置104与马达102连接。差动装置105是用于将从马达102输出的扭矩传递给车辆的车轮的装置。差动装置105具有以下功能：在车辆转弯时吸收左右车轮的速度差，并且向左右两轮的车轴155传递该扭矩。
马达控制系统5与马达102电连接。马达控制系统5通过逆变器而向马达102提供电力。马达控制系统5对提供给马达2的电流进行控制。通过利用马达控制系统5对扭矩波动进行补偿，降低了马达102的工作声。
＜耦合系统中的工作声的降低＞
例如，当在图10所示的电动助力转向装置9中组装有马达1的情况下，有可能由于马达1与其他要素耦合所引起的共振等而产生声音振动(噪声)，仅通过上述的扭矩波动的降低，无法充分实现低工作声。以下，对降低这样的声音振动(噪声)的实施方式进行说明。图13是第三实施方式的马达控制系统的概略图，图14是第三实施方式的控制运算部的概略图。
该第三实施方式的马达控制系统5具有声音振动补偿运算部538来代替第一实施方式的扭矩波动补偿运算部531。另外，这里为了说明简便，对具有声音振动补偿运算部538来代替扭矩波动补偿运算部531的例子进行了说明，但马达控制系统5也可以具有扭矩波动补偿运算部531和声音振动补偿运算部538双方。
如图14所示，声音振动补偿运算部538具有存储有查找表的存储部5382和参照查找表来取得补偿值的参照部5381。存储于存储部5382中的查找表是使用目标q轴电流值Iq_target和马达的转速ω来求取参照值的二维查找表。由声音振动补偿运算部538求取的补偿值γ能够通过以下的式子(4)取得。
γ＝Asin(Bθ+C)
A＝Lookuptable_A(Iq_target，ω) ··· (4)
C＝Lookuptable_C(Iq_target，ω)
即，在存储于存储部5382的查找表中，取得增益A和相位C作为参照值。另外，针对马达的电角度θ的次数B是对查找表赋予的固定值，是从k次和1/k次(k为整数)中选出的次数。换言之，查找表是记录了次数B的补偿值γ的记录表。另外，作为补偿值γ的记录方式，除了查找表以外，也可以使用基于补偿值γ的近似式的记录方式。
作为查找表，可以存储有次数B不同的多个查找表。在这种情况下，在声音振动补偿运算部538中，使用上述式子(4)，根据从各查找表取得的增益A和相位C来计算各补偿值γ，并将这些补偿值γ彼此相加而得到的值作为补偿值而输出。即，声音振动补偿运算部538对马达的旋转中的k次成分和1/k次成分中的至少一方进行补偿。图15是示出存储于存储部5382中的查找表的图。在存储部5382中存储有将增益A作为参照值而得到的第一表T1和将相位C作为参照值而得到的第二表T2。
在各查找表T1、T2中，马达转速ω的变化对应于行变化，目标电流值的变化对应于列变化。即，马达转速ω越高，则参照越下侧的行，目标电流值越大，则参照越右侧的列。在图15所示的例子中示出了m行n列的查找表，但一般来说，马达转速ω或目标电流值具有与行之间或列之间相当的值。因此，参照值能够根据各查找表T1、T2中记载的值，通过例如线性插补等来求取。
图14所示的参照部5381将通过参照查找表而得到的增益A和相位C代入γ＝Asin(Bθ+C)中而计算补偿值γ。与第一实施方式同样，该补偿值γ与从电流限制运算部532输出的校正前的目标q轴电流Iq_target叠加(相加)。通过这样的补偿值γ的相加，在第三实施方式的马达控制系统5中，降低了因耦合系统中的共振等引起的声音振动(噪声)。以下，说明对降低因共振等引起的声音振动(噪声)的补偿值γ进行调整并以查找表的形式记录的过程。图16是示出调整补偿值γ并进行记录的过程的图。
首先，在步骤S101中，作为包含马达以及与该马达耦合并由该马达驱动的驱动体的耦合系统，对马达与转向机构的至少一部分耦合而成的耦合系统测定噪声。这样的测定优选用于图10所示的柱型的助力转向机构。另外，在齿条型的助力转向机构的情况下，能够根据对柱型的助力转向机构的测定结果来求取补偿值γ。图17是示意性地示出图16的步骤S101中的噪声测定的状况的图。这里，示出了马达1和操舵轴914通过联轴器915耦合的耦合系统设置于隔音室6内的状况，在该隔音室6内驱动耦合系统来测定噪声。图18是示出通过图16的步骤S101中的噪声测定而得到的噪声数据的例子的曲线图。
图18的曲线图的横轴表示将噪声分解成频率成分而得到的各频率，纵轴表示马达的转速。另外，噪声(的成分)的大小用曲线图中的点的浓度来表示，点的颜色越黑则噪声越大。
在曲线图中，示出了噪声高的点连成斜线状的区域R1、R2、R3。这些区域R1、R2、R3是噪声的频率与马达的转速成比例的区域，一个区域对应于马达旋转的阶次成分中的一个次数。
另外，在曲线图中，也示出了噪声高的点呈带状集中于特定的马达转速附近的区域R4。该区域R4相当于将马达和转向机构耦合起来的联轴器的共振带域。
当在图16的步骤S101中得到了这样的噪声数据后，接着，在步骤S102中，确定上述的次数B。即，确定马达旋转的阶次成分中的、有助于噪声补偿的成分的次数B。有助于噪声补偿的成分例如是大量包含于噪声中的成分。
作为次数确定的方法，这里，对两种方法进行说明。在第一方法中，将马达旋转的各阶次成分相互比较，确定噪声大的成分的次数B。即，将图18所示的各阶次成分的区域R1、R2、R3相互比较，确定噪声大的区域的次数。
在第二方法中，着眼于马达的转速的带域中的噪声大的带域，在该带域中确定噪声大的成分的次数B。即，着眼于图18所示的带状区域R4，在该带状区域R4内确定噪声大的阶次成分的次数。
在图18所示的噪声数据的情况下，在使用了上述两种方法中的任意方法的情况下，都确定出作为与图18所示的区域R1对应的次数的24次(电角度时的次数)。该确定出的24次这一次数相当于图9a、图9b所例示的马达1的极数(8)和槽数(12)的公倍数(特别地，这里是最小公倍数)。
当在步骤S102中确定了次数B后，接着，在步骤S103中，进行增益和相位的调整。即，将确定出的次数B(例如，当在电角度时是24次的情况下，机械角度时是6次)的成分作为补偿值而对马达1的驱动进行控制，调整该次数B的成分值来降低噪声。更具体而言，作为图13和图14所示的声音振动补偿运算部538的输出值，使用基于任意调整的增益A和相位C的补偿值γ＝Asin(Bθ+C)。这里，在补偿值γ的计算中使用机械角度的阶次成分B的值。然后，在控制运算部53的控制下，以噪声大的所确定的转速对马达1进行驱动，一边监视噪声的电平，一边将增益A和相位C调整为使得噪声电平降低的值。即，作为次数B的成分值，调整增益和相位。图19是例示出所监视的噪声电平的图。图19的横轴表示噪声的频率，纵轴表示噪声的电平。
图19所例示的噪声波形相当于图18中的区域R4内的一定转速的噪声波形，在图18中用点的浓度表示的噪声电平在图19中用纵轴方向的高度来表示。在图19的噪声波形中产生的各峰值相当于各阶次成分，在图19中的右端附近所示的虚线的位置相当于上述的确定次数B(例如在电角度时是24次)。如果适当地调整了确定次数B的增益A和相位C，则不仅是次数B(例如在电角度时是24次)的峰值，图19所例示的噪声波形整体上会被降低。
即，通过适当地调整确定次数B的增益A和相位C，降低(补偿)了与将马达和转向机构耦合起来的联轴器的共振带域相当的区域R4整体的噪声。
在图16的步骤S103中，在多个马达转速下分别执行这样降低噪声的增益A和相位C的调整，得到了一系列的增益A和一系列的相位C。然后，在步骤S104中，将该一系列的增益A和一系列的相位C作为图15所示的查找表T1、T2的1列进行记录。即，次数B的成分值是作为表映射进行记录的。
在步骤S103中，进一步对多个目标q轴电流Iq_target分别重复进行上述过程，在步骤S104中，将增益A和相位C记录于图15所示的查找表T1、T2的各列。
当在步骤S104中将增益A和相位C记录于查找表T1、T2后，在步骤S105中，将该查找表T1、T2记录(保存)于马达控制系统5内的声音振动补偿运算部538的存储部5382。马达控制系统5例如是通过微型计算机而实现的，查找表T1、T2记录(保存储)于微型计算机的存储元件。
在声音振动补偿运算部538中使用这样记录(保存)的查找表T1、T2，通过上述式子(4)来计算补偿值γ，由此实现了降低在将马达和其他要素耦合而成的耦合系统中产生的噪声。
如上所述，作为查找表T1、T2，也可以存储有次数B不同的多种查找表。该情况下的补偿值γ例如可以是像上述那样将根据各查找表的参照值计算出的各补偿值相加而得到的补偿值。或者，补偿值γ例如也可以是通过在图16的步骤S102中所说明的方法来确定次数B、并使用该确定次数B的查找表T1、T2而计算出的补偿值γ。确定该次数B所使用的噪声数据例如是在转向驱动中的车室内测定出的噪声数据。图20和图21是示出基于补偿值γ的补偿的作用的曲线图。
图20和图21的横轴表示马达的转速，图20的纵轴表示扭矩波动，图21的纵轴表示噪声。另外，在图20和图21中，用虚线表示无补偿的状态，用实线表示有补偿的状态。
如图20所示，基于补偿值γ的补偿的结果为，扭矩波动在马达转速的整个区域内减小。但是，大约900转/分附近的峰值没怎么降低。另一方面，如图21所示，噪声在马达转速的整个区域内大幅减小。因此可知，基于补偿值γ的补偿对耦合系统的噪声降低特别起作用。
这样的作用被认为是比起适合降低马达的扭矩波动的控制条件，在适合降低噪声的控制条件下执行基于相位C的提前角控制的结果。换言之，基于补偿值γ的补偿使用马达的扭矩波动来消除耦合系统的共振等。
图22是第四实施方式的马达控制系统的概略图，图23是第四实施方式的控制运算部的概略图。
该第四实施方式的马达控制系统5具有声音振动补偿运算部538来代替第二实施方式的扭矩波动补偿运算部531。
如图23所示，声音振动补偿运算部538具有存储有查找表的存储部5382和参照查找表来取得补偿值的参照部5381。声音振动补偿运算部538使用目标q轴电流值Iq_target和马达的转速ω来求取增益A和相位C，计算补偿值γ＝Asin(Bθ+C)。其中，由第四实施方式的声音振动补偿运算部538计算的补偿值γ是与q轴电压指令值VQ4相加的补偿值。
存储于第四实施方式的存储部5382中的查找表也通过与图16的流程图所示的过程相同的过程来制作并记录。而且，通过基于补偿值γ的补偿，与第三实施方式同样地降低了由马达1与其他要素耦合而成的耦合系统所产生的声音振动(噪声)。
作为耦合系统的例子，在上述内容中，示出了将马达1与转向机构的要素耦合而成的耦合系统，但作为基于补偿值γ的噪声补偿的对象，例如也可以考虑图11和图12所示的具有牵引马达的马达单元等。
以上，对本发明的实施方式和变形例进行了说明，但实施方式和变形例中的各结构以及它们的组合等仅是一例，能够在不脱离本发明的主旨的范围内进行结构的附加、省略、置换以及其他变更。另外，本发明不受实施方式限定。
产业上的可利用性
本发明的实施方式能够广泛地应用于吸尘器、干燥器、吊扇、洗衣机、冰箱以及助力转向装置等具有各种马达的多种设备。

Claims (19)

1.一种噪声补偿调整方法，其具有以下工序：
测定工序，对于包含马达以及与该马达耦合并由该马达驱动的驱动体的耦合系统，驱动该马达来测定噪声；
次数确定工序，根据在所述测定工序中测定出的噪声，确定所述马达旋转的k次成分和1/k次成分中的有助于补偿所述噪声的成分的次数B，k是整数；
调整工序，将在所述次数确定工序中所确定的次数B的成分作为补偿值对所述马达的驱动进行控制，调整该次数B的成分值以降低所述噪声；以及
记录工序，将通过所述调整工序进行了调整的所述次数B的成分值记录为使所述噪声降低的补偿值。
2.根据权利要求1所述的噪声补偿调整方法，其中，
所述耦合系统是将马达与转向机构的至少一部分耦合而成的耦合系统。
3.根据权利要求1或2所述的噪声补偿调整方法，其中，
在所述调整工序中，作为所述次数B的成分值，对增益和相位进行调整。
4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的噪声补偿调整方法，其中，
在所述次数确定工序中，对于在所述测定工序中测定出的噪声，将所述马达旋转的各阶次成分相互比较，确定噪声大的成分的次数B。
5.根据权利要求4所述的噪声补偿调整方法，其中，
在所述次数确定工序中，对于在所述测定工序中测定出的噪声，着眼于所述马达的转速的带域中的噪声大的带域，在该带域中确定噪声大的成分的次数B。
6.根据权利要求1至5中的任意一项所述的噪声补偿调整方法，其中，
在所述记录工序中，将所述次数B的成分值作为表映射进行记录。
7.根据权利要求1至6中的任意一项所述的噪声补偿调整方法，其中，
所述次数B是所述马达的极数和槽数的公倍数。
8.一种马达控制系统的制造方法，制造对马达的驱动进行控制的马达控制系统，其中，
通过权利要求1至7中的任意一项所述的噪声补偿调整方法，将所述次数B的成分值记录于所述马达控制系统内的存储部。
9.根据权利要求8所述的马达控制系统的制造方法，其中，
将所述计算条件作为表映射记录于所述马达控制系统内的存储部。
10.根据权利要求8或9所述的马达控制系统的制造方法，其中，
所述存储部是微型计算机内的存储元件。
11.一种马达控制系统，其对相数n为3以上的马达进行驱动，其中，
该马达控制系统具有：
逆变器，其使所述马达驱动；以及
控制运算部，其根据从外部作为所述马达的控制目标而提供的目标电流指令值来运算表示从所述逆变器向所述马达提供的电流的电流指令值，
所述控制运算部具有补偿所述马达旋转的k次成分和1/k次成分中的至少一方的补偿运算部，k是整数，
所述补偿运算部使用所记录的有助于补偿噪声的成分的次数B对流向所述逆变器的信号值进行补偿。
12.根据权利要求11所述的马达控制系统，其中，
所述补偿运算部对由于所述马达与转向机构的至少一部分耦合而产生的噪声进行补偿。
13.根据权利要求11或12所述的马达控制系统，其中，
作为所述次数B的成分值，对增益和相位进行补偿。
14.根据权利要求11至13中的任意一项所述的马达控制系统，其中，
对于驱动时的噪声，所述补偿运算部将所述马达旋转的各阶次成分相互比较，确定噪声大的成分的次数B而进行补偿。
15.根据权利要求14所述的马达控制系统，其中，
对于驱动时的噪声，所述补偿运算部着眼于所述马达的转速的带域中的噪声大的带域，在该带域中对噪声大的成分的次数B进行补偿。
16.根据权利要求11至15中的任意一项所述的马达控制系统，其中，
所述补偿运算部将所述次数B的成分值作为表映射进行补偿。
17.根据权利要求11至16中的任意一项所述的马达控制系统，其中，
所述次数B是所述马达的极数和槽数的公倍数。
18.一种驱动装置，其具有：
权利要求11至17中的任意一项所述的马达控制系统；以及
马达，该马达的驱动由所述马达控制系统进行控制。
19.一种助力转向装置，其具有：
权利要求11至17中的任意一项所述的马达控制系统；
马达，该马达的驱动由所述马达控制系统进行控制；以及
助力转向机构，其由所述马达进行驱动。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2022166231A1 (zh) * 2021-02-07 2022-08-11 广东威灵电机制造有限公司 电动机及其谐波噪声优化方法和装置
CN115955158A (zh) * 2023-03-15 2023-04-11 东南大学 一种逆变器死区调控式三相同步电机主动降噪方法

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11496077B2 (en) * 2018-08-07 2022-11-08 Nidec Corporation Drive controller, drive unit, and power steering
CN114585821A (zh) * 2019-11-05 2022-06-03 舍弗勒技术股份两合公司 用于减小滚动轴承设备的振动的方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06247331A (ja) * 1993-02-26 1994-09-06 Omron Corp 電動式パワーステアリング装置
JP2003124825A (ja) * 2001-10-15 2003-04-25 Hitachi Unisia Automotive Ltd ノイズ除去装置
US20040206571A1 (en) * 2003-04-21 2004-10-21 Koyo Seiko Co., Ltd. Electric power steering apparatus
US20130099707A1 (en) * 2011-09-27 2013-04-25 Masayuki Okubo Brushless motor control method, brushless motor control device and electric power steering apparatus
CN104937834A (zh) * 2013-01-31 2015-09-23 Ntn株式会社 电动汽车用同步电动机的控制装置

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4019842B2 (ja) * 2002-07-30 2007-12-12 日産自動車株式会社 モータ制御装置
JP2006262668A (ja) 2005-03-18 2006-09-28 Honda Motor Co Ltd 電動パワーステアリング装置
JP5282412B2 (ja) * 2008-02-26 2013-09-04 トヨタ自動車株式会社 リップル検出装置
JP5804409B2 (ja) 2011-03-31 2015-11-04 株式会社ジェイテクト 車載装置の振動解析及び振動源の特定を行う方法及び装置
JP2013085430A (ja) 2011-10-12 2013-05-09 Nobue Yamana 発電機のコイルの配置
JP6288408B2 (ja) 2013-08-05 2018-03-07 株式会社ジェイテクト モータ制御方法、モータ制御装置および電動パワーステアリング装置
JP6353731B2 (ja) 2014-08-04 2018-07-04 日本電産サンキョー株式会社 モータシステム
JP6413633B2 (ja) 2014-10-29 2018-10-31 株式会社ジェイテクト 電動パワーステアリング装置
JP2017017912A (ja) 2015-07-03 2017-01-19 日立オートモティブシステムズエンジニアリング株式会社 電動モータ
JP6610848B2 (ja) * 2017-10-13 2019-11-27 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06247331A (ja) * 1993-02-26 1994-09-06 Omron Corp 電動式パワーステアリング装置
JP2003124825A (ja) * 2001-10-15 2003-04-25 Hitachi Unisia Automotive Ltd ノイズ除去装置
US20040206571A1 (en) * 2003-04-21 2004-10-21 Koyo Seiko Co., Ltd. Electric power steering apparatus
US20130099707A1 (en) * 2011-09-27 2013-04-25 Masayuki Okubo Brushless motor control method, brushless motor control device and electric power steering apparatus
CN104937834A (zh) * 2013-01-31 2015-09-23 Ntn株式会社 电动汽车用同步电动机的控制装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2022166231A1 (zh) * 2021-02-07 2022-08-11 广东威灵电机制造有限公司 电动机及其谐波噪声优化方法和装置
CN115955158A (zh) * 2023-03-15 2023-04-11 东南大学 一种逆变器死区调控式三相同步电机主动降噪方法

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