CN111698180B - 信道估计方法、信号的均衡方法、装置、介质及设备 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及一种信道估计方法、信号的均衡方法、装置、介质及设备，所述方法包括：对频域的主同步信号的各个同步信号子载波进行第一信道估计，获得所述主同步信号对应的第一信道估计值；根据所述第一信道估计值确定时域信道冲激响应；根据所述时域信道冲激响应确定噪声功率；根据所述噪声功率对所述时域信道冲激响应进行第二信道估计，获得所述主同步信号对应的第二信道估计值；将所述第二信道估计值转换至频域，获得所述主同步信号对应的目标信道估计值。因此，通过上述技术方案，可以通过进行再次信道估计，对噪声进行有效抑制，从而获得准确的信道估计值，为基于信道估计的后续操作提供准确的数据支持。

Description

信道估计方法、信号的均衡方法、装置、介质及设备
技术领域
本公开涉及通信领域，具体地，涉及一种信道估计方法、信号的均衡方法、装置、介质及设备。
背景技术
同步信号主要用于小区初始搜索。小区初始搜索主要包括如下步骤：PSS(PrimarySynchronization Signal，主同步信号)检测，用于检测主同步信号的位置并识别其
Figure BDA0001992754930000011
初始频偏估计，用于校正初始频偏；SSS(Secondary Synchronization Signal，辅同步信号)相干检测，用于识别辅同步信号
Figure BDA0001992754930000012
其中，在进行SSS相干检测时，首先需要对接收到的辅同步信号进行信道估计与均衡，然后利用均衡后的SSS进行检测。
现有技术中，通常不对辅同步信号直接进行信道估计，而是对主同步信号进行最小二乘(Least Square,LS)信道估计，进而将主同步信号得到的信道估计值近似作为辅同步信号的信道估计值，从而根据该信道估计值对辅同步信号进行信道均衡。而在上述方案中，在确定主同步信号的信道估计时不能有效抑制噪声，影响SSS相干检测的准确度。
发明内容
本公开的目的是提供一种准确度高的信道估计方法、信号的均衡方法、装置、介质及设备。
为了实现上述目的，根据本公开的第一方面，提供一种信道估计方法，所述方法包括：
对频域的主同步信号的各个同步信号子载波进行第一信道估计，获得所述主同步信号对应的第一信道估计值；
根据所述第一信道估计值确定时域信道冲激响应；
根据所述时域信道冲激响应确定噪声功率；
根据所述噪声功率对所述时域信道冲激响应进行第二信道估计，获得所述主同步信号对应的第二信道估计值；
将所述第二信道估计值转换至频域，获得所述主同步信号对应的目标信道估计值。
可选地，通过以下公式，根据所述噪声功率对所述时域信道冲激响应进行第二信道估计，获得所述主同步信号对应的第二信道估计值：
Figure BDA0001992754930000021
Figure BDA0001992754930000022
其中，
Figure BDA0001992754930000023
表示所述主同步信号在时域中对应的第二信道估计值；
w(n)表示所述主同步信号对应的信道估计权重；
Figure BDA0001992754930000027
表示所述主同步信号的时域信道冲激响应；
σ2表示所述噪声功率；
Figure BDA0001992754930000025
表示所述主同步信号的目标功率序列；
TA用于确定噪声范围[TA,N-TB-1]的下边界，TB用于确定所述噪声范围[TA,N-TB-1]的上边界；
N表示所述主同步信号在时域中的样点总数。
可选地，通过以下公式，根据所述时域信道冲激响应确定噪声功率：
Figure BDA0001992754930000026
其中，σ2表示所述噪声功率；
TA用于确定噪声范围[TA,N-TB-1]的下边界，TB用于确定所述噪声范围[TA,N-TB-1]的上边界；
N表示所述主同步信号在时域中的样点总数；
Figure BDA0001992754930000031
表示所述主同步信号的目标功率序列。
可选地，所述方法还包括：
将所述主同步信号对应的目标信道估计值确定为辅同步信号对应的目标信道估计值。
可选地，所述主同步信号还包括直流子载波；
根据所述第一信道估计值确定时域信道冲激响应，包括：
根据所述主同步信号内、与所述直流子载波相邻的子载波的信道估计值进行插值，确定所述直流子载波的信道估计值；
根据所述第一信道估计值和所述直流子载波的信道估计值确定所述时域信道冲激响应。
根据本公开的第二方面，提供一种辅同步信号的均衡方法，所述方法包括：
确定主同步信号对应的目标信道估计值，其中，所述主同步信号的目标信道估计值为通过上述第一方面任一所述的信道估计方法确定出的；
根据所述主同步信号对应的目标信道估计值，对所述辅同步信号进行均衡处理。
根据本公开的第三方面，提供一种信道估计装置，所述装置包括：
第一信道估计模块，用于对频域的主同步信号的各个同步信号子载波进行第一信道估计，获得所述主同步信号对应的第一信道估计值；
第一确定模块，用于根据所述第一信道估计值确定时域信道冲激响应；
第二确定模块，用于根据所述时域信道冲激响应确定噪声功率；
第二信道估计模块，用于根据所述噪声功率对所述时域信道冲激响应进行第二信道估计，获得所述主同步信号对应的第二信道估计值；
转换模块，用于将所述第二信道估计值转换至频域，获得所述主同步信号对应的目标信道估计值。
可选地，所述第二信道估计模块用于通过以下公式，根据所述噪声功率对所述时域信道冲激响应进行第二信道估计，获得所述主同步信号对应的第二信道估计值：
Figure BDA0001992754930000041
Figure BDA0001992754930000042
其中，
Figure BDA0001992754930000043
表示所述主同步信号在时域中对应的第二信道估计值；
w(n)表示所述主同步信号对应的信道估计权重；
Figure BDA0001992754930000044
表示所述主同步信号的时域信道冲激响应；
σ2表示所述噪声功率；
Figure BDA0001992754930000045
表示所述主同步信号的目标功率序列；
TA用于确定噪声范围[TA,N-TB-1]的下边界，TB用于确定所述噪声范围[TA,N-TB-1]的上边界；
N表示所述主同步信号在时域中的样点总数。
可选地，所述第二确定模块用于通过以下公式，根据所述时域信道冲激响应确定噪声功率：
Figure BDA0001992754930000046
其中，σ2表示所述噪声功率；
TA用于确定噪声范围[TA,N-TB-1]的下边界，TB用于确定所述噪声范围[TA,N-TB-1]的上边界；
N表示所述主同步信号在时域中的样点总数；
Figure BDA0001992754930000051
表示所述主同步信号的目标功率序列。
可选地，所述装置还包括：
第四确定模块，用于将所述主同步信号对应的目标信道估计值确定为辅同步信号对应的目标信道估计值。
可选地，所述主同步信号还包括直流子载波；
所述第一确定模块包括：
第一确定子模块，用于根据所述主同步信号内、与所述直流子载波相邻的子载波的信道估计值进行插值，确定所述直流子载波的信道估计值；
第二确定子模块，用于根据所述第一信道估计值和所述直流子载波的信道估计值确定所述时域信道冲激响应。
根据本公开的第四方面，提供一种辅同步信号的均衡装置，所述装置包括：
第三确定模块，用于确定主同步信号对应的目标信道估计值，其中，所述主同步信号的目标信道估计值为通过上述第一方面任一所述的信道估计方法确定出的；
均衡模块，用于根据所述主同步信号对应的目标信道估计值，对所述辅同步信号进行均衡处理。
根据本公开的第五方面，提供一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时实现上述第一方面任一所述方法的步骤。
根据本公开的第六方面，提供一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时实现上述第二方面所述方法的步骤。
根据本公开的第七方面，提供一种电子设备，包括：
存储器，其上存储有计算机程序；
处理器，用于执行所述存储器中的所述计算机程序，以实现上述第一方面任一所述方法的步骤。
根据本公开的第八方面，提供一种电子设备，包括：
存储器，其上存储有计算机程序；
处理器，用于执行所述存储器中的所述计算机程序，以实现上述第二方面所述方法的步骤。
在上述技术方案中，通过对主同步信号进行信道估计，并根据主同步信号获得时域信道冲激响应，进而可以确定出噪声功率。之后，根据噪声功率对时域信道冲激响应进行再次信道估计，从而可以有效地抑制噪声，从而获得更加准确的第二信道估计值；并通过将该第二信道估计值转换至频域以获得目标信道估计值。因此，通过上述技术方案，可以通过进行再次信道估计，对噪声进行有效抑制，从而获得准确的信道估计值，为基于信道估计的后续操作提供准确的数据支持。
本公开的其他特征和优点将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。
附图说明
附图是用来提供对本公开的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与下面的具体实施方式一起用于解释本公开，但并不构成对本公开的限制。在附图中：
图1是为同步信号子载波在频域中的位置分布示例图；
图2是根据本公开的一种实施方式提供的信道估计方法的流程图；
图3是根据本公开的一种实施方式提供的辅同步信号的均衡方法的流程图；
图4是根据本公开的一种实施方式提供的信道估计装置的框图；
图5是根据本公开的一种实施方式提供的辅同步信号的均衡装置的框图；
图6是根据一示例性实施例示出的一种电子设备的框图；
图7是根据一示例性实施例示出的一种电子设备的框图。
具体实施方式
以下结合附图对本公开的具体实施方式进行详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释本公开，并不用于限制本公开。
为了使本领域技术人员更容易理解本发明实施例提供的技术方案，下面首先对涉及到的相关技术进行简单介绍。
LTE/LTE-A(Long Term Evolution Advanced，长期演进)系统中，定义了同步信号(Synchronization Signal,SS)，用于实现终端的初始同步。SS包含主同步信号PSS和辅同步信号SSS。主同步信号和辅同步信号位于相邻的OFDM符号，其序列长度均为62，分布在直流子载波A两侧的62个同步信号子载波上，一侧均为31个，同步信号两端各空置5个子载波B以防止子载波之间的干扰，如图1所示，为同步信号子载波在频域中的位置分布示例图。
对于一个给定的小区
Figure BDA0001992754930000071
其中，
Figure BDA0001992754930000072
为主同步信号ID，
Figure BDA0001992754930000073
为辅同步信号ID。每一个主同步信号序列，对应168个辅同步信号序列。主同步信号和辅同步信号的具体生成方式为现有技术，参见3GPP(3rd GenerationPartnership Project，第三代合作伙伴计划)技术文档36.211,6.11节。以下，基于具体实施方式对本公开所提供的方法进行详细描述。
图2所示，为根据本公开的一种实施方式提供的信道估计方法的流程图，如图2所示，所述方法包括：
在S21中，对接收到的频域的主同步信号进行第一信道估计，获得主同步信号对应的第一信道估计值。
示例地，可以通过以下公式对主同步信号进行信道估计：
Figure BDA0001992754930000081
其中，
Figure BDA0001992754930000082
表示主同步信号对应的第一信道估计值；
Rpss(k)表示接收的频域PSS数据；
Figure BDA0001992754930000083
表示与频域PSS检测得到的
Figure BDA0001992754930000084
对应ZC序列的根序号，其中，通过PSS检测出主同步信号的ID的方式为现有技术，在此不再赘述；
Figure BDA0001992754930000085
表示与
Figure BDA0001992754930000086
对应的主同步信号序列；
K表示主同步信号的同步信号子载波总数，示例地，K的取值为62。
在S22中，根据第一信道估计值确定时域信道冲激响应。
其中，可以通过逆快速傅里叶变换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)将主同步信号由时域转换至频域，从而根据第一信道估计值确定出时域信道冲激响应。
在S23中，根据时域信道冲激响应确定噪声功率。
在S24中，根据噪声功率对时域信道冲激响应进行第二信道估计，获得主同步信号对应的第二信道估计值。
其中，在信道估计值中会存在噪声，其来源主要有：发射机和接收机电子元器件本身产生的热噪声以及无线信道中的噪声。因此，在S22中确定出的时域信道冲激响应含有噪声。在该实施例中，通过确定出噪声功率，并根据噪声功率对时域信道冲激响应再次进行信道估计，从而有效地抑制噪声，提高第二信道估计值的准确度。
在S25中，将第二信道估计值转换至频域，获得主同步信号对应的目标信道估计值。
其中，可以通过傅里叶变换将第二信道估计值转换至频域，从而获得主同步信号对应的频域信道估计值，即目标信道估计值。
在上述技术方案中，通过对主同步信号进行信道估计，并根据主同步信号获得时域信道冲激响应，进而可以确定出噪声功率。之后，根据噪声功率对时域信道冲激响应进行再次信道估计，从而可以有效地抑制噪声，从而获得更加准确的第二信道估计值；并通过将该第二信道估计值转换至频域以获得目标信道估计值。因此，通过上述技术方案，可以通过进行再次信道估计，对噪声进行有效抑制，从而获得准确的信道估计值，为基于信道估计的后续操作提供准确的数据支持。
为了使本领域技术人员更容易理解本发明实施例提供的技术方案，下面首先对上述方法中的各个步骤进行详细说明。
可选地，在S23中，可以通过以下公式，根据时域信道冲激响应确定噪声功率：
Figure BDA0001992754930000091
其中，σ2表示所述噪声功率；
TA用于确定噪声范围[TA,N-TB-1]的下边界，TB用于确定所述噪声范围[TA,N-TB-1]的上边界，其中，TA和TB可以根据实验或经验值进行设置，示例地，TA＝TB＝10。
其中，主同步信号的时域样点总数取决于符号时间和采样率，三者之间的关系如下：时域样点总数＝符号时间/采样周期＝符号时间*采样率。其中，符号时间为载波间隔的倒数，采样周期为采样率的倒数。示例地，以转换至时域中64个样点为例，从以下两个角度分析将[TA,N-TB-1]确定为噪声范围的原因。
1)从多径时延的角度进行分析：
[TA,N-TB-1]这一范围表示的是“时延大于或等于TA*采样周期”的待确定的多径，其中，采样周期SP可以表示为：
Figure BDA0001992754930000101
其中，ST表示符号时间，CP表示载波间隔，则确定出的采样周期约为1042纳秒，因此[TA,N-TB-1]这一范围表示“时延大于等于10420(1042*10)纳秒”的待确定的多径。而根据3GPP定义的信道：最大时延出现在ETU信道，其最大时延径的时延为5000纳秒，因此[TA,N-TB-1]这一范围内的待确定的多径表示的不可能是真实的多径，而是噪声。
2)从多径功率泄露的角度分析：频域加窗处理会导致时域功率泄露。频域加窗(加上了一个带宽为15KHz*64的窗)相当于时域卷积sinc函数，因为即使是对于时延为5000纳秒的多径来说，其在距离其(10420-5000)纳秒的地方的功率泄露已经衰减到3％左右，可以忽略。
由此，可以确定[TA,N-TB-1]为噪声范围。
N表示所述主同步信号在时域中的样点总数；
Figure BDA0001992754930000102
表示所述主同步信号的目标功率序列。
其中，可以通过计算时域信道冲激响应中各个样点的功率，获得功率序列，即：
Figure BDA0001992754930000103
Figure BDA0001992754930000104
表示时域信道冲激响应；
Figure BDA0001992754930000105
表示所述主同步信号的功率序列。
示例地，在进行信道估计时，可以先通过PSS检测，确定出接收到的信号中的主同步信号，进而对检测出的主同步信号进行后续操作。若接收到的信号中主同步信号为一个，则将确定出的该主同步信号的功率序列确定为目标功率序列。若接收到的信号中包含多个主同步信号，则可以对各个主同步信号的功率序列进行平均或平滑处理，并将进行平均处理之后所得的功率序列确定为目标功率序列。
因此，通过上述方案，可以快速且准确地确定出噪声功率，该方法复杂度小，计算量小，从而可以提高信道估计的效率。
在确定出噪声功率后，则在S24中，可以通过以下公式，根据噪声功率对时域信道冲激响应进行第二信道估计，获得主同步信号对应的第二信道估计值：
Figure BDA0001992754930000111
Figure BDA0001992754930000112
其中，
Figure BDA0001992754930000113
表示所述主同步信号在时域中对应的第二信道估计值；
w(n)表示所述主同步信号对应的信道估计权重；
Figure BDA0001992754930000114
表示所述主同步信号的时域信道冲激响应；
σ2表示所述噪声功率；
Figure BDA0001992754930000115
表示所述主同步信号的目标功率序列；
TA用于确定噪声范围[TA,N-TB-1]的下边界，TB用于确定所述噪声范围[TA,N-TB-1]的上边界；
N表示所述主同步信号在时域中的样点总数。
其中，噪声会对传输的信号造成干扰，可能会造成信号失真甚至无法进行通信。在本公开中，通过在每条多径的时域冲激响应的基础上乘以信道估计权重w(n)确定第二信道估计值，如果该多径不是真实的多径，则该其对应的信道估计权重会很低，相反，确定出的真实的多径对应的信道估计权重会很大，从而可以有效提高信道估计准确度。而在噪声范围[TA,N-TB-1]内接收的到冲激响应可以直接确定为噪声，则该[TA,N-TB-1]范围内对应的第二信道估计值可以直接确定为0，也可以说，其该[TA,N-TB-1]范围内对应的信道估计权重为0。由此，可以有效降低噪声对信道估计的影响，提高信道估计的准确度。并且，该方法复杂度小，计算量小，从而可以提高信道估计的效率。
可选地，所述方法还包括：
将所述主同步信号对应的目标信道估计值确定为辅同步信号对应的目标信道估计值。
其中，由于主同步信号和辅同步信号位于相邻的OFDM符号，因此，可以将确定出的主同步信号对应的目标信号估计值确定为辅同步信号对应的目标信道估计值，从而可以快速且准确地确定出辅同步信号的信道估计值，进而为辅同步信号的均衡提供数据支持，并且提高辅同步信号相干检测的准确度。
可选地，所述主同步信号还包括直流子载波；
在S22中，根据第一信道估计值确定时域信道冲激响应，包括：
根据所述主同步信号内、与所述直流子载波相邻的子载波的信道估计值进行插值，确定所述直流子载波的信道估计值；
根据所述第一信道估计值和所述直流子载波的信道估计值确定所述时域信道冲激响应。
如图1所示，直流子载波A位于主同步信号的同步信号子载波的中间位置，因此，根据第一信道估计值确定时域信道冲激响应时，直流子载波位置的信道估计可以通过与其相邻的子载波的信道估计值确定出来。例如，如图1所示，直流子载波位置的信道估计可以根据同步信号子载波30和同步信号子载波31的信道估计值进行插值确定出，即可以将同步信号子载波30和同步信号子载波31的信道估计值的平均值确定为直流子载波的信道估计值。
在该实施例中，可以通过逆快速傅里叶变换根据信道估计值确定时域信道冲激响应，其中，逆快速傅里叶变换对应的样点总数N可以根据实际情况进行设置，通常取N＝2x≥K。示例地，IFFT点数为64，由上文所述可知，主同步信号中只包含有62个同步信号子载波(不算两侧边上各空置的5个子载波)，但在IFFT使用的点数为64时，需要使用频域中的64个子载波，此时可以对子载波进行补充，补充子载波后所得的主同步信号的信道估计值可以通过如下公式进行确定：
Figure BDA0001992754930000131
其中，
Figure BDA0001992754930000132
表示直流子载波对应的信道估计值，是通过其相邻两侧的同步信号子载波的信道估计值进行插值确定；
Figure BDA0001992754930000133
表示新补充的子载波对应的信道估计值，与其相邻的同步信号子载波的信道估计值相同，可以有效降低截断效应引起的功率泄漏。
作为另一示例，当IFFT点数为128时，从第K+2个子载波起，后续的子载波对应的信道估计值可以置0，从而获得补充子载波后的主同步信号的信道估计值。
之后，可以基于补充子载波后所得的主同步信号的信道估计值，通过如下公式确定时域信道冲激响应：
Figure BDA0001992754930000134
其中，
Figure BDA0001992754930000135
表示所述主同步信号的时域信道冲激响应。
因此，在S25中，可以通过如下公式，将第二信道估计值转换至频域，获得主同步信号对应的目标信道估计值：
Figure BDA0001992754930000136
Figure BDA0001992754930000137
其中，
Figure BDA0001992754930000138
是补充子载波后的主同步信号的对应的第二信道估计值转换至频域的估计值；
Figure BDA0001992754930000144
表示主同步信号对应的目标信道估计值。
其中，在上述技术方案中，主同步信号对应的第二信道估计值中包含补充的子载波对应的信道估计，则在将该第二信道估计值转换至频域后，需要将补充的子载波对应的信道估计值删除，从而确定主同步信号对应的目标信道估计值。因此，通过上述公式，可以将信道估计值从时域转换至频域，并且可以提高信道估计方法的准确性，进而保证信道估计的准确性。
本公开还提供一种辅同步信号的均衡方法，如图3所示，所述方法包括：
在S31中，确定主同步信号对应的目标信道估计值，其中，所述主同步信号的目标信道估计值为根据本公开所提供的信道估计方法确定出的；
在S32中，根据主同步信号对应的目标信道估计值，对辅同步信号进行均衡处理。
在该实施例中，在确定出主同步信号对应的目标信道估计值时，可以将该主同步信号对应的目标信道估计值确定为辅同步信号对应的目标信道估计值，进而可以根据辅同步信号对应的目标信道估计值对辅同步信号进行均衡处理。示例地，可以根据如下公式对辅同步信号进行均衡处理：
Figure BDA0001992754930000142
其中，Rsss(k)表示接收的频域SSS；
Figure BDA0001992754930000143
表示均衡后的频域SSS。
因此，通过上述技术方案，一方面可以有效抑制噪声、快速且准确地确定出主同步信号对应的信道估计，从而可以根据主同步信号的信道估计确定辅同步信号的信道估计，有效保证辅同步信号的信道估计的准确度。因此，在对辅同步信号信号均衡处理时，可以提高该均衡处理的准确性，为进行辅同步信号相干检测提供准确的数据支持，提升辅同步信号相干检测的性能。同时，也可以有效降低算法的复杂度。另外，也可以使得小区初始搜索的精度较高，提升用户使用体验。
本公开还提供一种信道估计装置，如图4所示，所述装置10包括：
第一信道估计模块101，用于对频域的主同步信号的各个同步信号子载波进行第一信道估计，获得所述主同步信号对应的第一信道估计值；
第一确定模块102，用于根据所述第一信道估计值确定时域信道冲激响应；
第二确定模块103，用于根据所述时域信道冲激响应确定噪声功率；
第二信道估计模块104，用于根据所述噪声功率对所述时域信道冲激响应进行第二信道估计，获得所述主同步信号对应的第二信道估计值；
转换模块105，用于将所述第二信道估计值转换至频域，获得所述主同步信号对应的目标信道估计值。
可选地，所述第二信道估计模块104用于通过以下公式，根据所述噪声功率对所述时域信道冲激响应进行第二信道估计，获得所述主同步信号对应的第二信道估计值：
Figure BDA0001992754930000151
Figure BDA0001992754930000152
其中，
Figure BDA0001992754930000153
表示所述主同步信号在时域中对应的第二信道估计值；
w(n)表示所述主同步信号对应的信道估计权重；
Figure BDA0001992754930000154
表示所述主同步信号的时域信道冲激响应；
σ2表示所述噪声功率；
Figure BDA0001992754930000155
表示所述主同步信号的目标功率序列；
TA用于确定噪声范围[TA,N-TB-1]的下边界，TB用于确定所述噪声范围[TA,N-TB-1]的上边界；
N表示所述主同步信号在时域中的样点总数。
可选地，所述第二确定模块103用于通过以下公式，根据所述时域信道冲激响应确定噪声功率：
Figure BDA0001992754930000161
其中，σ2表示所述噪声功率；
TA用于确定噪声范围[TA,N-TB-1]的下边界，TB用于确定所述噪声范围[TA,N-TB-1]的上边界；
N表示所述主同步信号在时域中的样点总数；
Figure BDA0001992754930000162
表示所述主同步信号的目标功率序列。
可选地，所述装置10还包括：
第四确定模块，用于将所述主同步信号对应的目标信道估计值确定为辅同步信号对应的目标信道估计值。
可选地，所述主同步信号还包括直流子载波；
所述第一确定模块102包括：
第一确定子模块，用于根据所述主同步信号内、与所述直流子载波相邻的子载波的信道估计值进行插值，确定所述直流子载波的信道估计值；
第二确定子模块，用于根据所述第一信道估计值和所述直流子载波的信道估计值确定所述时域信道冲激响应。
本公开还提供一种辅同步信号的均衡装置，如图5所示，所述装置20包括：
第三确定模块201，用于确定主同步信号对应的目标信道估计值，其中，所述主同步信号的目标信道估计值为通过上述第一方面任一所述的信道估计方法确定出的；
均衡模块202，用于根据所述主同步信号对应的目标信道估计值，对所述辅同步信号进行均衡处理。
关于上述实施例中的装置，其中各个模块执行操作的具体方式已经在有关该方法的实施例中进行了详细描述，此处将不做详细阐述说明。
图6是根据一示例性实施例示出的一种电子设备700的框图。如图6所示，该电子设备700可以包括：处理器701，存储器702。该电子设备700还可以包括多媒体组件703，输入/输出(I/O)接口704，以及通信组件705中的一者或多者。
其中，处理器701用于控制该电子设备700的整体操作，以完成上述的信道估计方法或辅同步信号的均衡方法中的全部或部分步骤。存储器702用于存储各种类型的数据以支持在该电子设备700的操作，这些数据例如可以包括用于在该电子设备700上操作的任何应用程序或方法的指令，以及应用程序相关的数据，例如联系人数据、收发的消息、图片、音频、视频等等。该存储器702可以由任何类型的易失性或非易失性存储设备或者它们的组合实现，例如静态随机存取存储器(Static Random Access Memory，简称SRAM)，电可擦除可编程只读存储器(Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory，简称EEPROM)，可擦除可编程只读存储器(Erasable Programmable Read-Only Memory，简称EPROM)，可编程只读存储器(Programmable Read-Only Memory，简称PROM)，只读存储器(Read-Only Memory，简称ROM)，磁存储器，快闪存储器，磁盘或光盘。多媒体组件703可以包括屏幕和音频组件。其中屏幕例如可以是触摸屏，音频组件用于输出和/或输入音频信号。例如，音频组件可以包括一个麦克风，麦克风用于接收外部音频信号。所接收的音频信号可以被进一步存储在存储器702或通过通信组件705发送。音频组件还包括至少一个扬声器，用于输出音频信号。I/O接口704为处理器701和其他接口模块之间提供接口，上述其他接口模块可以是键盘，鼠标，按钮等。这些按钮可以是虚拟按钮或者实体按钮。通信组件705用于该电子设备700与其他设备之间进行有线或无线通信。无线通信，例如Wi-Fi，蓝牙，近场通信(Near Field Communication，简称NFC)，2G、3G、4G、NB-IOT、eMTC、或其他5G等等，或它们中的一种或几种的组合，在此不做限定。因此相应的该通信组件707可以包括：Wi-Fi模块，蓝牙模块，NFC模块等等。
在一示例性实施例中，电子设备700可以被一个或多个应用专用集成电路(Application Specific Integrated Circuit，简称ASIC)、数字信号处理器(DigitalSignal Processor，简称DSP)、数字信号处理设备(Digital Signal Processing Device，简称DSPD)、可编程逻辑器件(Programmable Logic Device，简称PLD)、现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array，简称FPGA)、控制器、微控制器、微处理器或其他电子元件实现，用于执行上述的信道估计方法或辅同步信号的均衡方法。
在另一示例性实施例中，还提供了一种包括程序指令的计算机可读存储介质，该程序指令被处理器执行时实现上述的信道估计方法或辅同步信号的均衡方法的步骤。例如，该计算机可读存储介质可以为上述包括程序指令的存储器702，上述程序指令可由电子设备700的处理器701执行以完成上述的信道估计方法或辅同步信号的均衡方法。
图7是根据一示例性实施例示出的一种电子设备1900的框图。例如，电子设备1900可以被提供为一服务器。参照图7，电子设备1900包括处理器1922，其数量可以为一个或多个，以及存储器1932，用于存储可由处理器1922执行的计算机程序。存储器1932中存储的计算机程序可以包括一个或一个以上的每一个对应于一组指令的模块。此外，处理器1922可以被配置为执行该计算机程序，以执行上述的信道估计方法或辅同步信号的均衡方法。
另外，电子设备1900还可以包括电源组件1926和通信组件1950，该电源组件1926可以被配置为执行电子设备1900的电源管理，该通信组件1950可以被配置为实现电子设备1900的通信，例如，有线或无线通信。此外，该电子设备1900还可以包括输入/输出(I/O)接口1958。电子设备1900可以操作基于存储在存储器1932的操作系统，例如WindowsServerTM，Mac OS XTM，UnixTM,LinuxTM等等。
在另一示例性实施例中，还提供了一种包括程序指令的计算机可读存储介质，该程序指令被处理器执行时实现上述的信道估计方法或辅同步信号的均衡方法的步骤。例如，该计算机可读存储介质可以为上述包括程序指令的存储器1932，上述程序指令可由电子设备1900的处理器1922执行以完成上述的信道估计方法或辅同步信号的均衡方法。
以上结合附图详细描述了本公开的优选实施方式，但是，本公开并不限于上述实施方式中的具体细节，在本公开的技术构思范围内，可以对本公开的技术方案进行多种简单变型，这些简单变型均属于本公开的保护范围。
另外需要说明的是，在上述具体实施方式中所描述的各个具体技术特征，在不矛盾的情况下，可以通过任何合适的方式进行组合。为了避免不必要的重复，本公开对各种可能的组合方式不再另行说明。
此外，本公开的各种不同的实施方式之间也可以进行任意组合，只要其不违背本公开的思想，其同样应当视为本公开所公开的内容。

Claims (10)

1.一种信道估计方法，其特征在于，所述方法包括：
对频域的主同步信号的各个同步信号子载波进行第一信道估计，获得所述主同步信号对应的第一信道估计值；
根据所述第一信道估计值确定时域信道冲激响应；
根据所述时域信道冲激响应确定噪声功率；
根据所述噪声功率对所述时域信道冲激响应进行第二信道估计，获得所述主同步信号对应的第二信道估计值；
将所述第二信道估计值转换至频域，获得所述主同步信号对应的目标信道估计值；
其中，通过以下公式，根据所述噪声功率对所述时域信道冲激响应进行第二信道估计，获得所述主同步信号对应的第二信道估计值：
Figure FDA0004052068960000011
Figure FDA0004052068960000012
其中，
Figure FDA0004052068960000013
表示所述主同步信号在时域中对应的第二信道估计值；
w(n)表示所述主同步信号对应的信道估计权重；
Figure FDA0004052068960000014
表示所述主同步信号的时域信道冲激响应；
σ2表示所述噪声功率；
Figure FDA0004052068960000015
表示所述主同步信号的目标功率序列；
TA用于确定噪声范围[TA,N-TB-1]的下边界，TB用于确定所述噪声范围[TA,N-TB-1]的上边界；
N表示所述主同步信号在时域中的样点总数；
其中，通过以下公式，根据所述时域信道冲激响应确定噪声功率：
Figure FDA0004052068960000021
其中，σ2表示所述噪声功率；
TA用于确定噪声范围[TA,N-TB-1]的下边界，TB用于确定所述噪声范围[TA,N-TB-1]的上边界；
N表示所述主同步信号在时域中的样点总数；
Figure FDA0004052068960000022
表示所述主同步信号的目标功率序列。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
将所述主同步信号对应的目标信道估计值确定为辅同步信号对应的目标信道估计值。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述主同步信号还包括直流子载波；
根据所述第一信道估计值确定时域信道冲激响应，包括：
根据所述主同步信号内、与所述直流子载波相邻的子载波的信道估计值进行插值，确定所述直流子载波的信道估计值；
根据所述第一信道估计值和所述直流子载波的信道估计值确定所述时域信道冲激响应。
4.一种辅同步信号的均衡方法，其特征在于，所述方法包括：
确定主同步信号对应的目标信道估计值，其中，所述主同步信号的目标信道估计值为通过权利要求1-3中任一项所述的信道估计方法确定出的；
根据所述主同步信号对应的目标信道估计值，对所述辅同步信号进行均衡处理。
5.一种信道估计装置，其特征在于，所述装置包括：
第一信道估计模块，用于对频域的主同步信号的各个同步信号子载波进行第一信道估计，获得所述主同步信号对应的第一信道估计值；
第一确定模块，用于根据所述第一信道估计值确定时域信道冲激响应；
第二确定模块，用于根据所述时域信道冲激响应确定噪声功率；
第二信道估计模块，用于根据所述噪声功率对所述时域信道冲激响应进行第二信道估计，获得所述主同步信号对应的第二信道估计值；
转换模块，用于将所述第二信道估计值转换至频域，获得所述主同步信号对应的目标信道估计值；
其中，所述第二信道估计模块用于通过以下公式，根据所述噪声功率对所述时域信道冲激响应进行第二信道估计，获得所述主同步信号对应的第二信道估计值：
Figure FDA0004052068960000031
Figure FDA0004052068960000032
其中，
Figure FDA0004052068960000033
表示所述主同步信号在时域中对应的第二信道估计值；
w(n)表示所述主同步信号对应的信道估计权重；
Figure FDA0004052068960000034
表示所述主同步信号的时域信道冲激响应；
σ2表示所述噪声功率；
Figure FDA0004052068960000035
表示所述主同步信号的目标功率序列；
TA用于确定噪声范围[TA,N-TB-1]的下边界，TB用于确定所述噪声范围[TA,N-TB-1]的上边界；
N表示所述主同步信号在时域中的样点总数；
其中，所述第二确定模块用于通过以下公式，根据所述时域信道冲激响应确定噪声功率：
Figure FDA0004052068960000041
其中，σ2表示所述噪声功率；
TA用于确定噪声范围[TA,N-TB-1]的下边界，TB用于确定所述噪声范围[TA,N-TB-1]的上边界；
N表示所述主同步信号在时域中的样点总数；
Figure FDA0004052068960000042
表示所述主同步信号的目标功率序列。
6.一种辅同步信号的均衡装置，其特征在于，所述装置包括：
第三确定模块，用于确定主同步信号对应的目标信道估计值，其中，所述主同步信号的目标信道估计值为通过权利要求1-3中任一项所述的信道估计方法确定出的；
均衡模块，用于根据所述主同步信号对应的目标信道估计值，对所述辅同步信号进行均衡处理。
7.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，该程序被处理器执行时实现权利要求1-3中任一项所述方法的步骤。
8.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，该程序被处理器执行时实现权利要求4所述方法的步骤。
9.一种电子设备，其特征在于，包括：
存储器，其上存储有计算机程序；
处理器，用于执行所述存储器中的所述计算机程序，以实现权利要求1-3中任一项所述方法的步骤。
10.一种电子设备，其特征在于，包括：
存储器，其上存储有计算机程序；
处理器，用于执行所述存储器中的所述计算机程序，以实现权利要求4所述方法的步骤。
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