CN111656302B - 用于开关电容调节器的转换速率控制的电路和方法 - Google Patents

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Abstract

电路包括：第一电容器(C1)；第一开关(S1)，其具有耦合至VIN的第一端和耦合至C1的第一端的第二端；第二开关(S2)，其具有耦合至S1的第二端的第一端；第三开关(S3)，其具有耦合至S2的第二端的第一端和耦合至C1的第二端的第二端；第四开关(S4)，其具有耦合至S3的第二端的第一端和耦合至VSUPPPLY的第二端，其中：在第一状态中，S1和S3关断，而S2和S4接通；在第二状态中，S1和S3接通，而S2和S4关断；并且S1的控制端、S2的控制端、S3的控制端和S4的控制端中的至少一个耦合至转换速率随时间变化的信号。

Description

用于开关电容调节器的转换速率控制的电路和方法
背景技术
开关电容调节器是众所周知的调节器类别，其可以被用于调节电压或电流。在很多现有的开关电容调节器中，调节器的网络开关使调节器在两种状态之间切换。这种调节器的输出电压或输出电流可以通过调整调节器在状态之间切换的频率来进行调节。然而，在对电磁干扰(EMI)敏感的电子设备中，改变开关频率可能是禁止的。例如，手机在EMI上有严格的规范，因为太多的EMI会影响通话质量和无线数据传输，并且手机工程师经常需要调整各种芯片的工作频率，以防止它们干扰关键通信信号，从而确保不会降低通话质量。为了满足严格的EMI规范，SC调节器可能需要在可预测的、单一开关频率下进行操作。在这种情况下，SC调节器不能调整开关频率来调节输出电压。
因此，需要用于调节开关电容调节器的输出的新机制。
发明内容
根据一些实施例，提供了用于开关电容调节器的转换速率控制的电路和方法。更具体地，在一些实施例中，提供了用于开关电容调节器的电路，所述电路包括：第一电容器，其具有第一端和第二端；第一开关，其具有耦合至输入电压的第一端、耦合至所述第一电容器的第一端的第二端、以及控制端；第二开关，其具有耦合至所述第一开关的第二端的第一端、第二端、以及控制端；第三开关，其具有耦合至所述第二开关的第二端的第一端、耦合至所述第一电容器的第二端的第二端、以及控制端；第四开关，其具有耦合于所述第三开关的第二端的第一端、耦合至电源电压的第二端、以及控制端，其中在第一状态中：所述第一开关关断；所述第二开关接通，所述第三开关关断，并且所述第四开关接通；其中在第二状态中：所述第一开关接通；所述第二开关关断，所述第三开关接通，并且所述第四开关关断，并且其中所述第一开关的控制端、所述第二开关的控制端、所述第三开关的控制端以及所述第四开关的控制端中的至少一个耦合至具有随时间变化的转换速率的控制信号。
更具体地，在这些实施例的一些中，所述第一开关是PMOS FET，并且所述第一开关的控制端是所述PMOS FET的栅极。
更具体地，在这些实施例的一些中，所述第二开关是NMOS FET，并且所述第二开关的控制端是所述NMOS FET的栅极。
更具体地，在这些实施例的一些中，所述第三开关是PMOS FET，并且所述第三开关的控制端是所述PMOS FET的栅极。
更具体地，在这些实施例的一些中，所述第四开关是NMOS FET，并且所述第四开关的控制端是所述NMOS FET的栅极。
更具体地，在这些实施例的一些中，所述电源电压是接地的。
更具体地，在这些实施例的一些中，所述电路进一步包括第二电容器，其具有耦合至所述第二电容器的第二端的第一端、以及耦合至所述电源电压的第二端。
更具体地，在这些实施例的一些中，所述电路进一步包括可变电容器，其具有耦合至所述第一开关的控制端、所述第二开关的控制端、所述第三开关的控制端、和所述第四开关的控制端之一的第一端。再具体地，在这些实施例的一些中，所述可变电容器是一组开关电容器。再具体地说，在这些实施例的一些中，所述可变电容器是变容管。
更具体地，在这些实施例的一些中，所述电路进一步包括：可变电流源，其具有输出端；第三电容器，其具有耦合至所述电源电压的第一端，并且具有耦合至所述可变电流源的输出端、以及所述第一开关的控制端、所述第二开关的控制端、所述第三开关的控制端和所述第四开关的控制端之一的第二端。
附图说明
图1是根据一些实施例的N：M开关电容(SC)调节器模型的示例。
图2A是根据一些实施例的2：1SC调节器的示例。
图2B示出了根据一些实施例的图2A的2:1SC调节器的四个栅极的波形示例。
图3A-3C示出了根据一些实施例的具有不同转换速率的栅驱动波形的示例。
图3D示出了根据一些实施例的通过调整产生栅极驱动信号的驱动程序的电源电压来调整有效VGS的方法示例。
图4A是根据一些实施例的用于改变转换速率的第一电路的示例。
图4B是根据一些实施例的用于改变转换速率的第二电路的示例。
具体实施方式
根据一些实施例，提供了利用电源开关控制信号的可变转换速率来调节开关电容调节器的输出的机制。
图1示出了根据一些实施例的N:M开关电容(SC)调节器模型的示例100。例如，如果N为2，M为1，则SC调节器模型100描述了2：1SC调节器。输入电压VIN 102乘以比值M/N 108，然后是输出电阻ROUT 106。VOUT＝M x VIN/N–ROUT x IOUT。ROUT 106可以通过改变SC调节器的开关频率来调整，但是由于EMI的原因，在一些应用中这可能是禁止的。此外，还可以通过改变电源开关的有效电阻来调整ROUT 106。其中一种方法是改变栅极驱动信号到电源开关的转换速率。
图2A示出了根据一些实施例的2：1SC调节器102的示例。如图所示，调节器102包括四个电源开关PTOP 202、NMID 204、PMID 206、和NBOT 208。在一些实施例中，可以使用任何合适的组件来实现这些开关。例如，在一些实施例中，PTOP 202和PMID 206可以是PMOS FET电源开关，而NMID 204和NBOT 208可以是NMOS FET电源开关。
在操作期间，这些开关可以接通和关断，以使调节器在状态0和状态1之间转换，从而将VOUT 108调节为接近于VIN 104的1/2。这些开关可以由四个电源开关PTOP 202、NMID 204、PMID 206和NBOT 208的四个栅极信号PTOP_G 210、NMID_G 212、PMID_G 214和NBOT_G 216来控制。栅极信号将PTOP 202、NMID 204、PMID 206和NBOT 208的相应栅极驱动为接通或关断。
如图2A所示，在状态0中，PTOP 202和PMID 206是关断的(由虚线表示)，而NMID 204和NBOT 208是接通的。在状态1中，PTOP 202和PMID 206是接通的，而NMID 204和NBOT 208是关断的(用虚线表示)。如图2A所示，在状态0中：CFLY 114的第一端可以通过NMID 204耦合至去耦电容器COUT 106的第一端和输出VOUT 108的输出端；而CFLY 114的第二端可通过MBOT 208耦合至地面。在状态1中：CFLY 114的第一端可以通过PTOP 202耦合至VIN 104；而CFLY 114的第二端可以通过PMID 206耦合至解耦电容器COUT 106的第一端和输出VOUT 108的输出端。在一些实施例中，在状态0和状态1二者下，可以将COUT 106的第二端耦合至地面110。
图2B分别示出了可用于一些实施例的四个电源开关PTOP 202、NMID 204、PMID 206和NBOT 208的四个栅极PTOP_G 210、NMID_G 212、PMID_G 214和NBOT_G 216的示例波形。在一些实施例中，VMID 218可以连接至VOUT 108，或者可以由单独的电压调节器提供，该电压调节器生成接近输入电压VIN 104的1/2的电压。
如图2B所示，在一些实施例中，PTOP_G 210和PMID_G 214可以共享同一信号，而NMID_G212和NBOT_G 216可以共享同一信号。在一些实施例中，在NMID_G212的关断时间和PTOP_G 210的接通时间之间可能存在停滞时间220，以提供足够的余量来保证两个开关不会同时接通，不然其可能导致SC调节器故障。在一些实施例中可以使用任何合适的持续停滞时间。
即使在接通电源开关时，由于非理想寄生电阻也会存在非零的接通状态电阻。电源开关的接通状态电阻可以被调整为调整ROUT来调节SC调节器。MOSFET的接通状态电阻大致与(VGS–Vth)(VGS是MOSFET的栅源电压，Vth是MOSFET的阈值电压)成反比，因此在开关的接通状态期间改变VGS的平均值是一种改变接通状态电阻的方法。
这可以通过调整栅极驱动信号的转换速率来完成。图3A-3C示出了具有不同转换速率的栅极驱动波形的示例，其可以作为栅极驱动信号。通过使用不同的波形，可以控制接通状态电阻。图3A在接通状态期间具有最高的有效VGS，或VGS的最高平均值，这会导致NBOT208的最低接通状态电阻。图3B具有较低的有效VGS，而图3C具有最低的有效VGS。在一些实施例中，降低NBOT_G 216的转换速率可能会导致较低的有效VGS和较低的ROUT。在一些实施例中，这也可以应用于除了NBOT 208以外的开关。
如图3D所示，在一些实施例中，调整有效VGS的另一种方法可以是调整产生栅极驱动信号(例如NBOT_G 216)的驱动器的电源电压。在图3D中，NBOT_G 216在GND 110和VLOW 318之间切换，VLOW 318是比VMID 218电压更低的可变电压电平。这种方法的缺点是它要求额外的电压调节器来产生可变电压VLOW 318。VLOW 318可以是GND 110和VMID 218之间的任何值。VLOW318的电压越低，NBOT 208的接通状态电阻越高。通过调整NBOT 208的接通状态电阻，调节器可以调节输出电压或输出电流。
相反地，可以用非常简单的电路来改变转换速率。图4A-4B中示出了根据一些实施例的可用于改变转换速率的电路的两个示例。如图4A所示，在NBOT 208的栅极上可以有可调电容402，其可以是连接或断开连接的电容器阵列，也可以是变容管。电容越大会导致在NBOT208的接通状态期间，NBOT_G 216的转换速率越低并且有效VGS越低。如图4B所示，另一示例是具有可变电流源406(它可以以任何合适的方式实现，诸如例如，具有可调栅极电压的MOSFET)，其向连接到NBOT 208的栅极的电容器404提供电荷。随着电流的增加，NBOT_G 216的转换速率也增加。可变电流和可变电容二者可以在一些实施例中使用，以允许大范围的NBOT_G 216的转换速率。
类似电路可应用于其他电源开关，包括PTOP 202、NMID 204和PMID 206。
尽管本发明已在上述说明性实施例中描述和说明，但是应该理解，本公开只是为了举例，并且在实施本发明的细节上的许多变化都可以在不背离本发明的精神和范围的情况下进行，而这种精神和范围只受到所附权利要求书的限制。所公开的实施例的特征可以以各种方式组合和重新排列。

Claims (11)

1.一种用于开关电容调节器的电路，包括：
第一电容器，其具有第一端和第二端；
第一开关，其具有耦合至输入电压的第一端、耦合至所述第一电容器的第一端的第二端、以及控制端；
第二开关，其具有耦合至所述第一开关的第二端的第一端、第二端、以及控制端；
第三开关，其具有耦合至所述第二开关的第二端的第一端、耦合至所述第一电容器的第二端的第二端、以及控制端；
第四开关，其具有耦合至所述第三开关的第二端的第一端、耦合至电源电压的第二端、以及控制端，
其中在第一状态中：所述第一开关关断，所述第二开关接通，所述第三开关关断，并且所述第四开关接通；
其中在第二状态中：所述第一开关接通，所述第二开关关断，所述第三开关接通，并且所述第四开关关断；
其中所述第一开关的控制端、所述第二开关的控制端、所述第三开关的控制端以及所述第四开关的控制端中的至少一个被耦合至第一控制信号，所述第一控制信号被控制为在第一恒定预定频率下在具有第一低电压电平的第一低状态和具有第一高电压电平的第一高状态之间重复转换，
其中所述第一控制信号被控制为在所述第一低状态到所述第一高状态之间的第一转换期间具有第一转换速率，所述第一转换速率与在所述第一低状态到所述第一高状态之间的第二转换期间的第二转换速率不同，
其中所述第一开关的控制端、所述第二开关的控制端、所述第三开关的控制端以及所述第四开关的控制端中的至少另一个被耦合至第二控制信号，所述第二控制信号被控制为在第二恒定预定频率下在具有第二低电压电平的第二低状态和具有第二高电压电平的第二高状态之间重复转换，
其中所述第二控制信号被控制为在所述第二低状态到所述第二高状态之间的第一转换期间具有第三转换速率，所述第三转换速率与在所述第二低状态到所述第二高状态之间的第二转换期间的第四转换速率不同，
其中所述第一低电压电平与所述第二低电压电平不同，并且所述第一高电压电平与所述第二高电压电平不同，并且
其中所述第一转换速率、第二转换速率、第三转换速率和第四转换速率被用于调节所述第二开关的第二端处的电压。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一开关是PMOS FET，并且所述第一开关的控制端是所述PMOS FET的栅极。
3.根据权利要求2所述的电路，其中所述第二开关是NMOS FET，并且所述第二开关的控制端是所述NMOS FET的栅极。
4.根据权利要求2所述的电路，其中所述第三开关是PMOS FET，并且所述第三开关的控制端是所述PMOS FET的栅极。
5.根据权利要求4所述的电路，其中所述第四开关是NMOS FET，并且所述第四开关的控制端是所述NMOS FET的栅极。
6.根据权利要求1所述的电路，其中所述电源电压是接地的。
7.根据权利要求1所述的电路，进一步包括第二电容器，其具有耦合至所述第二开关的第二端的第一端、以及耦合至所述电源电压的第二端。
8.根据权利要求1所述的电路，进一步包括可变电容器，其具有耦合至所述第一开关的控制端、所述第二开关的控制端、所述第三开关的控制端和所述第四开关的控制端之一的第一端。
9.根据权利要求8所述的电路，其中所述可变电容器是一组开关电容器。
10.根据权利要求8所述的电路，其中所述可变电容器是变容管。
11.根据权利要求1所述的电路，进一步包括：
可变电流源，其具有输出端；和
第三电容器，其具有耦合至所述电源电压的第一端，并且具有耦合至所述可变电流源的输出端以及所述第一开关的控制端、所述第二开关的控制端、所述第三开关的控制端和所述第四开关的控制端之一的第二端。
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