CN1115922A

CN1115922A - 带通∑-△模/数转换器，使用方法及使用该转换器的接收机

Info

Publication number: CN1115922A
Application number: CN94117645A
Authority: CN
Inventors: H·斯本思·杰科森
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1993-10-25
Filing date: 1994-10-22
Publication date: 1996-01-31
Also published as: EP0650261A1; TW284936B; JPH07183806A; KR950013051A; US5442353A

Abstract

带通∑-△模拟-数字转换器(ADC)包括第一和第二带通∑-△调制器，和连接到其数字输出的数字滤波器。在实施例中，第一带通∑-△调制器是二阶单比特带通调制器，第二带通∑-△调制器是一阶多比特调制器。第一和第二调制器的反馈通路中的系数由数字滤波器的传递函数导出。在一个实施例中，一个用于如调频无线电系统的接收机利用带通∑-△ADC将中频模拟信号转换成数字同相(I)和正交(Q)信号。

Description

带通∑—△模/数转换器，使用方法及使用该转换器的接收机

本发明一般涉及模拟—数字转换器(ADC)，更具体地，涉及∑—△模拟—数字转换器。

实现模拟—数字转换器(ADC)有两种基本技术，即开环技术和反馈技术。开环转换器产生的数字码，直接与所加输入电压有关，并且在工作中一般是异步的。反馈转换器从输入信号中产生数字码序列，再将这些数字码转换为模拟信号。

∑—△ADC应用反馈技术，并从六十年代早期就已为工业界所知。∑—△技术是很有吸引力的，因为它能通过精确的定时达到高分辨率而不是通过精确地匹配芯片上元件，例如开环转换器中所用的电阻和电容。因此，∑—△技术是众多集成电路应用技术上的选择。

基本的∑—△ADC接收模拟输入信号，并从模拟输入信号中减去反馈信号以给出一误差信号。误差信号通过一低通滤波器的处理，然后量化形成数字输出信号。反馈数字—模拟转换器(DAC)在将数字输出信号转换成模拟形式后，给出反馈信号。除了反馈DAC以外，基本的∑—△ADC可用传统的模拟元件实现，例如运算放大器，比较器和开关电容滤波器。基本的∑—△ADC通常提供高分辨率，这是因为集成电路时钟速度允许模拟输入信号被高度过采样。基本的∑—△ADC还具有高信噪比(SNR)，这是因为低通滤波器将量化噪声限在带外，从而可以用常规的滤波技术将它充分衰减。

虽然基本的∑—△ADC在常规集成电路工艺中易于实现，并通常具有较高的性能，但对于某些应用还不够理想。例如，调频(FM)无线电接收机接收一射频(RF)信号，将RF信号下混频变为一中频信号(IF)，将IF信号混频变为基带，以给出同相(I)和正交(Q)信号，从而处理I和Q基带信号。数字FM接收机可利用ADC将IF模拟信号转换为数字形式，以便进一步数字信号处理。

然而利用基本的∑—△ADC的FM接收机存在一些问题。模拟输入信号的频带(娱乐性FM无线电台：300KHz)与IF中心频率(如10.6875MHz)相比比较小，而与采样频率相比又比较大。因此得到的附加采样率就不足以产生具有足够分辨率的数字信号。解决这些问题的一项技术是利用两个不同相采样输入的基本∑—△ADC。然而，这种接收机中的ADC会由于低通滤波器中的元件失配而产生增益和相位误差以及失调。因此需要一种改进的∑—△ADC以用于FM无线电接收机及其类似装置中。

因此，本发明的一种形式给出一带通∑—△模拟—数字转换器(ADC)，它包括第一和第二带通∑—△调制器和一数字滤波器。第一带通∑—△调制器将一接收的模拟信号转换为中间的模拟信号和第一数字信号。第二带通∑—△调制器可操作地耦合到第一带通∑—△调制器。第二带通∑—△调制器将中间的模拟信号转换为第二数字信号。数字滤波器工作耦合到第一带通∑—△调制器和第二带通∑—△调制器。数字滤波器将第一数字信号和第二数字信号转换为数字输出信号。

在另一形式中，本发明给出一接收机，它包括带通∑—△ADC，数字正交混频器，抽取数字滤波器和数字信号处理器。带通∑—△ADC包括第一和第二带通∑—△调制器和数字滤波器。第一带通∑—△调制器将接收的模拟信号转换成中间模拟信号和第一数字信号。第二带通∑—△调制器工作耦合到第一带通∑—△调制器。第二带通∑—△调制器将中间模拟信号转换成第二数字信号。数字滤流器工作耦合到第一带通∑—△调制器和第二带通∑—△调制器。数字滤波器将第一数字信号和第二数字信号转换成数字输出信号。数字正交混频器将数字输出信号与多个数字正交信号混频，以产生在基带的正交数字信号和在基带的同相数字信号。抽取数字滤波器抽取正交数字信号和同相数字信号。以产生抽取的正交数字信号和抽取的同相数字信号。数字信号处理器处理抽取的正交数字信号和抽取的同相数字信号，以产生基带模拟信号。

在另一形式中，本发明给出了将模拟信号转换成数字信号的一种方法。模拟输入信号被接收，模拟输入信号的第一预定部分与第一反馈信号的第一预定部分相加，以给出第一误差信号。第一误差信号经带通滤波以给出第一中间模拟信号。第一中间模拟信号被量化，以给出第一数字信号。第一数字信号经数字一模拟转换，以给出第一反馈信号。第一中间模拟信号的第二预定部分与第二反馈信号的第二预定部分相加，以给出第二误差信号。第二误差信号经带通滤波以给出第二误差信号。第二误差信号经带通滤波以给出第二中间模拟信号。第二中间模拟信号经量化，以给出第二数字信号。第二数字信号经数字—模拟转换以给出第二反馈信号。第一和第二数字信号经滤波，以分别给出第一和第二经滤波的信号。第一和第二经滤波的信号相加，以给出数字输出信号。

下面结合附图进行的详细描述，可以更清楚地理解上述和其它的特征和优点。

图1以部分框图和部分逻辑图的形式示出依据本发明的带通∑—△模拟—数字转换器(ADC)。

图2以部分框图和部分逻辑图的形式示出依据本发明的利用图1中带通∑—△ADC的接收机。

一般地，本发明涉及带通∑—△(SD)模拟—数字转换器(ADC)，有关方法和使用这种ADC的接收机，依据本发明的ADC具有第一和第二∑—△调制器，每个调制器在反馈环路内至少有一个带通滤波器，从而有效地使量化噪声位于通带较高端之外和通带较低端内。第二调制器取来自第一调制器的模拟输出为输入。数字滤波器将来自两个调制器的数字输出重新组合，以形成最后的数字输出信号。数字滤波器消去了来自第一调制器的量化噪声，它有一粗的(course)单比特量化器。第二调制器有一多比特量化器，这一般会引起输出信号的非线性。然而，第一调制器具噪声整形功能，它能衰减与第二调制器中的多比特量化器相联系的非线性。这种级联了两个带通调制器的ADC，对于高阶噪声整形，而不存在与单环结构相联系的稳定性问题。而且由于第一调制器具有二阶噪声整形功能，第二多比特调制器不要求反馈数字—模拟转换器(DAC)中的高度线性。另外，ADC允许这样选择调制器系数，使得数字重新组合滤波器是移位和相加的简单函数，因此可以用最少量的电路来实现。

参考图1和2可以更全面地了解本发明。图1以部分框图部分逻辑图的形式，示出依据本发明的带通∑—△模拟—数字转换器(ADC)10。ADC10一般包括第一带通∑—△调制器11，第二带通∑—△调制器12和数字滤波器13。第一带通∑—△调制器11接收模拟信号1 4，并将模拟信号1 4转换成中间模拟信号15和第一数字信号16。第二带通∑—△调制器12接收中间模拟信号15，并将中间模拟信号15转换成第二数字信号17。数字滤波器13将第一数字信号16和第二数字信号17转换成数字输出信号18。

第一带通∑—△调制器11通过在系数缓中器19中接收模拟信号14，将模拟信号14转换成中间模拟信号15和第一数字信号16。第二系数缓冲器28接收调制器11的数字—模拟转换器(ADC)27的输出。第一求和器件21将系数缓冲器19的输出与系数缓冲器28的输出结合在一起。第一带通滤波器22接收求和器件21的输出。带通滤波器22理想上是一无穷品质因数(infinite quality)(Q)的二阶带通滤波器，它由图1中所示的传递函数(Z^-1/(1＋Z^-2))所描述。带通滤波器22具有中心频率，准确的是调制器11的采样频率的四分之一。系数缓冲器23接收带通滤波器22的输出，并给出一输出作为第二求和器件24的一个输入。求和器件24的第二输入接收系数缓冲器32的输出。第二带通滤波器25(具有与第一带通滤波器22相同的传递函数)，接收求和器件24的输出，并具有输出以给出中间模拟信号15。第一量化器26有一输入来接收第二带通滤波器25的输出，还有一输出来给出第一数字信号16，它是调制器11的数字输出。量化器26是一单比特量化器，有两个量化级。DAC27有一输入来接收量化器26的输出，还有一输出来提供系数缓冲器21的输入。第一延时元件29有一输入用来接收量化器26的输出。第二DAC31有一输入用来接收延时元件29的输出。两个DAC，28和31具有和量化器26相同的分辨率，即1比特。系数缓冲器32有一输入来接收DAC31的输出，还有一通过第二求和器件24求和的输出。

第二带通∑—△调制器12将中间模拟信号15转换成第二数字信号17，并在系数缓冲器33的输入处接收中间模拟信号15。第三求和器件34具有输入用来接收系数缓冲器33的输出和系数缓冲器41的输出，还有一输出用来给出第三带通滤波器36的输入。带通滤波器36具有与带通滤波器22和26相同的传递函数。第二量化器37有一输入来接收带通滤波器36的输出，它将其转换成数字形式，并在输出端给出数字信号17。延时元件38有一输入用来接收量化器37的输出，还有一输出。DAC39有一输入来接收延时元件38的输出，还有一输出。系数缓冲器41有一输入来接收DAC39的输出，还有一通过求和器件34求和的输出。

数字滤波器13接收来自第一∑—△调制器11的数字信号16和来自第二∑—△调制器12的数字信号17，并给出最后的数字输出信号18，作为总的模似—数字转换输出信号。第一数字滤波部分42接收第一数字信号16，并执行与第一带通∑—△调制器11的模拟传递函数相关但并不相等的滤波功能。第一数字滤波部分42的传递函数H₁(Z)为

H₁(Z)＝-0.375Z^-3－0.25X^-5

〔1〕第二滤波部分43接收第二数字信号17，并执行与第二带通∑—△调制器12的模拟传递函数相关但并不相等的滤波功能。第二滤波器部分43的传递函数H₂(Z)为

H₂(Z)＝(1＋Z^-2)²

〔2〕求和器件44具有输入，用于接收来自第一滤波部分42和第二滤波部分43的输出，还有一输出用来给出数字输出信号18，它代表抽取前ADC10的总输出。

对于转换以较高频率为中心的窄带信号，低通∑—△调制器(那些在反馈环内带有低通滤波器的调制器)是无效的。这是因为它们将所有信号转换到期望的通带边缘。低通调制器的总体性能是调制器的阶段、量化器中的比特数和附加采样率(OSR)的函数。OSR是调制器的采样率与所关心的信号的带宽之比。如果输入信号的中心频率很高，而所关心的信号的带宽较小，那么低通调制器只有很低的OSR，从而使总体性能受到限制。

反之，带通ADC10的性能是上述各个特性的函数，不过OSR现在是调制器的采样率与所关心的带宽之比，而不管信号的中心频率是多少。对于窄带信号，这个特性使得ADC有很高的OSR，因而有很高的分辨率。

带通ADC10通过级联调制器11和12，将模拟输入信号14转换为数字输出信号18，这就使得高阶噪声整形没有与高于2阶的单环结构相联系的不稳定问题。众所周知，单环结构(滤波功能都合入一个反馈环路之中)存在稳定问题，而在大幅值输入信号的情况下，这种结构会变得不稳定。

带通ADC10还允许在转换器的后部使用多比特量化器。调制器12的量化器37是4比特量化器，而DAC39是4比特DAC。典型地，在具有单环结构的非线性调制器中，反馈DAC所固有的非线性防碍了使用多比特结构。然而，在带通ADC10中，调制器11充分衰减了调制器12中反馈DAC39的任何非线性。在其它实施例中，可以再级联一个或更多的调制器，这些调制器也有助于衰减多比特调制器12的非线性。

通过使用带有带通滤波器(其中心频等于调制器采样频率的四分之一)的调制器，带通ADC10在后续的信号处理，如抽取和混频中，具有明显的优势。为了将数字输出信号18下混频到基带，后续混频器(图1中未示出)可以使用简单的0，1，0和—1模式作为一正弦函数的数字表示。因此，不需要乘法器，而数字输出信号18只需归零，不加更改地通过或改变其符号。

在所示的实施例中，求和器件21，24和34，系数缓冲器19,23,28,32,33和41，带通滤波器22，24和36，量化器26和37，以及DAC27，31和39都是用常规的模拟电路实现的。延时元件29和38，滤波部分42和43，求和器件44都是用常规的数字电路实现的。系数缓冲器19或28都有的加权值，系数缓冲器23和32都有的加权值，系数缓冲器33和41都有1的加权值。注意求和器件21，24和34的两个输入端都是正的，因为其第二输入通过反馈环路中其它元件被180°反相。

图2以部分框图部分逻辑图的形式示出利用了依据本发明的图1中带通∑—△ADC10的接收机50，接收机50包括在其前端的带通∑—△ADC10以接收调制器的模拟信号51。带通∑—△转换器10将调制的模拟信号51转换成数字输出信号(如上面参照图1所述)。数字正交混频器53包括第一混频器54和第二混频器56，它接收来自带通∑—△ADC10的数字输出信号。两个混频器54和56，以和带通∑—△调制器10相同的采样率分别执行数字正弦和余弦混频。由于信号信息集在混频器54和56的采样率四分之一附近，混频功能只需改变符号，乘零或不作改变。混频器54和56都将数字输出信号的中心频率移至基带(或以“DC”标出)，并分别产生ADC10的输出的同相和正交形式。由于信息现在处于基带，因此抽取的过程(降低字率，增加字长)就变得容易多了。在抽取过程中，必须对同相和正交信号进行滤波，以防止混迭成分降低通带内的性能。因此，接收机50包括一抽取数字滤波器57，它是一低通滤波器，易于实现并且比带通抽取滤波器更有效。抽取数字滤波器57有第一部分58，用于接收混频器54的输出，并相应地给出同相数字信号61，第二部分59，用于接收混频器56的输出，并相应给出正交数字信号62。数字信号处理器(DSP)63接收和解调同相数字信号61和正交数字信号62，相应地给出基带模拟信号64。

已知转换集中在比较高频率附近的窄带、带通信号的接收机，它使用两个90°相差时钟的低通转换器。该接收机在采样级执行混频功能，在实际执行模拟—数字转换之前，将信号下混频到基带。与这种技术相联系的问题是众所周知的。由于使用了两个具有模拟元件变量的转换器，该接收机产生了两个转换器间的增益失配，从而引起接收机性能下降。由于ADC执行模拟混频功能，它会产生相位误差(即两个信号不是严格正交)，这也会使性能下降。

在模拟—数字转换过程中，由于模拟电路将DC偏移成分引入信号，所以会产生很严重的性能下降。模拟元件会引入某些DC成分，当在基带进行转换时，它们会变成信号的一部分。此外，某些信号(如FM无线电信号)已经含有DC成分，这些DC偏移会破坏DC信号，并可能阻止对于小信号可能低于相对于满度的—80dB，常规的去偏移技术会失效。

对于象接收机50这样使用带通方法的接收机，输入信号在较高频率被模拟—数字转换，因而由模拟电路引入的任何DC偏移不会加到有关信号中。由于这些DC偏移在频率上与信号分隔开，当接收机50将它们下混频率到基带时，混频前引入的任何DC偏移被调制到信号的原中心频率，并被滤波器57滤除。此外，接收机50只用一个调制器执行模拟—数字转换，从而防止了增益失配。同相信号61和正交信号62的幅度严格一致，这是由于他们是同样的信号，其中一个相移了90°。进一步地，接收机50实际上没有相位误差，这是由于接收机50在数字域对ADC10的输出进行混频，这里数字正交混频器53实际上给出了无误差的数字混频。而且，由于数字正交混频器53是用通过、乘0或改变输入信号符号的方法实现数字混频，接收机50不会引入由乘法器的有限分辨率带来的误差。因此，接收机50与纯模拟接收机以及已知的数字接收机相比，有很多优点。

已就优选的实施例对本发明进行了描述，那些熟练的技术人员会清楚地看到，本发明可以多种方式进行修改，并且可以有多种与上面所特别提出并描述的不同的实施例。例如，ADC10可以用于FM无线电以及其它数字转换应用。还有，依据本发明的ADC可以级联两个以上的带通调制器。相应地，所附的权利要求书力图包括在本发明的真实精神和范围之内的所有对本发明的修改。

Claims

1.带通∑—△模拟一数字转换器(ADC)(10)其特征在于：

第一带通∑—△调制器(11)，它将接收的模拟信号转换成中间模拟信号(15)和第一数字信号(16)；

第二带通∑—△调制器(12)，它可操作地耦合到上述第一带通∑—△调制器(11)，其中上述第二带通∑—△调制器(12)将上述中间模拟信号(15)转换成第二数字信号(17)；以及

数字滤波器(13)，它可操作地耦合到上述第一带通∑—△调制器(11)和上述第二带通∑—△调制器(12)，其中上述数字滤波器(13)将上述第一数字信号(16)和上述第二数字信号(17)转换成数字输出信号(18)。

2.根据权利要求1的带通∑—△ADC(10)，其中上述第一带通∑—△调制器(11)是一单比特带通∑—△调制器；其中上述第二带通∑—△调制器(12)是一多比特∑—△调制器。

3.根据权利要求1的带通∑—△ADC(10)，其中上述第一带通∑—△调制器(11)的特征是：有一条具有第一(22)和第二(25)带通滤波器以及第一(19，28)和第二(23，32)系数的前向通路。

4.根据权利要求1的带通∑—△ADC(10)，其中上述第二带通∑—△调制器(12)的特征是：—条具有带通滤波器(36)和系数(33，41)的前向通路。

5.根据权利要求1的带通∑—△ADC(10)，其中上述第一带通∑—△调制器(11)的特征是一个二阶带通∑—△调制器，其中上述第二带通∑—△调制器(12)是一个一阶带通∑—△调制器。

6.接收机(50)，其特征在于：

带通∑—△模拟—数字转换器(ADC)(10)包括：

第一带通∑—△调制器(11)，它将接收的模拟信号(14)转换成中间模拟信号(15)和第一数字信号(16)；

数字滤波器(13)，它工作地耦合到上述第一带通∑—△调制器(11)和上述第二带通∑—△调制器(12)，其中上述数字滤波器(13)将上述第一数字信号(16)和上述第二数字信号(17)转换成数字输出信号(18)；

数字正交混频器(53)，它将上述数字输出信号(18)与多个数字正交信号混频，以产生基带的正交数字信号和其他的同相数字信号；

抽取数字滤波器(57)，它抽取上述正交数字信号和上述同相数字信号，以产生抽取的正交数字信号(61)和抽取的同相数字信号(62)；以及

数字信号处理器(63)，它处理上述抽取的正交数字信号(61)和上述抽取的同相数字信号(62)，以产生基带模拟信号(64)。

7.根据权利要求6的接收机(50)，其中上述第一带通∑—△调制器(11)的特征是二单比特带通∑—△调制器。

8.根据权利要求6的接收机(50)，其中上述第一带通∑—△调制器的特征是：有一条具有第一(22)和第二(25)带通滤波器以及第一(19，28)和第二(23，32)系数的前向通路。

9.根据权利要求6的接收机(50)，其中上述第二带通∑—△调制器(12)的特征是一多比特带通∑—△调制器。

10.一种将模拟信号转换成数字信号的方法，其特征在于包括以下步骤：

接收一个模拟输入信号(14)；

将上述模拟输入信号(14)的第一预定部分(19)与第一反馈信号的上述第一预定部分(28)相加，以给出第一误差信号；

带通滤波上述第一误差信号，以给出第一中间模拟信号(15)；

量化上述第一中间模拟信号，以给出第一数字信号(16)；

数字—模拟转换上述第一数字信号(16)，以给出上述第一反馈信号；

将上述第一中间模拟信号(15)的第二预定部分(33)与第二反馈信号的上述第二预定部分(41)相加，以给出第二误差信号；

带通滤波上述第二误差信号，以给出第二中间模拟信号；

量化上述第二中间模拟信号，以给出第二数字信号(17)；

数字—模拟转换上述第二数字信号(17)，以给出上述第二反馈信号；

滤波上述第一数字信号(16)，以给出第一经滤波的信号；

滤波上述第二数字信号(17)，以给出第二经滤波的信号；

将上述第一和第二经滤波的信号相加，以给出数字输出信号(18)。