CN111555504A - 旋转电机 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种无论每极每相的槽数是分数或是整数都能够简便地提高性能的旋转电机。旋转电机为每极每相的槽数用最简分数表示分母为的分数槽结构、或者为自然数的整数槽结构，构成将第一基本相带组、第二基本相带组及第三基本相带组依次在槽的径向层叠而成的混合相带组，第一基本相带组将多个基本相带分别按照每极配置而成，第二基本相带组将第一基本相带组在转子的旋转方向偏移规定槽数而成，第三基本相带组将第二基本相带组在旋转方向偏移规定槽数而成，混合相带组在每极中各相的起磁力的大小分别均衡，当将第一基本相带组的径向层数设为m1，将第二基本相带组的径向层数设为m2，将第三基本相带组的径向层数设为m3时满足0＜2×m2/(m1+m3)的关系。

Description

旋转电机

技术领域

本发明涉及具备具有收容由导线构成的线圈的多个槽的定子、和与定子对置并具有多个磁极的转子的旋转电机。

背景技术

在专利文献1中，公开了一种旋转电机，其由将定子的槽数除以相数及转子的磁极数所得的最简分数(每极每相槽数)成为自然数的整数槽构成。该旋转电机在槽内从径向外侧朝向内侧设置多层，并在同相的槽导体中，将第二、三层相对于第一层偏移1个槽大小，进一步将第四层相对于第二、三层偏移1个槽大小来形成一组槽导体组(参照图12)。该槽导体组的多个槽导体收容于在周向上邻接的规定数目Ns的槽内，当将每极每相槽数设为NSPP，将层数设为2×NL时，设定为Ns＝NSPP+NL。由此，专利文献1所记载的发明欲实现旋转电机的低噪声化。

在专利文献2中，公开了一种旋转电机，其由每极每相槽数成为分数的分数槽构成。绕组在每个槽中重叠三层来配置，第一层的绕组配制成，U相、V相以及W相这三相的各绕组的配置相互具有机械角±120度的旋转对称性。第二层的绕组配置成相对于第一层的绕组的配置偏移L个槽大小。第三层的绕组配置成相对于第一层的绕组的配置在与第二层的绕组的偏移方向相反的方向偏移L个槽大小。由此，专利文献2所记载的发明欲降低三相交流电动机的转矩波动。

在非专利文献1中，记载有当需要除去槽高阶谐波电压时，在每极每相槽数为分数的分数槽结构的情况下，对角开槽槽间距的1/c(c为每极每相槽数的最简分数的分母)。

专利文献1：日本特开2013-150437号公报

专利文献2：日本特开2016-140202号公报

非专利文献1：森安正司著《实用电气设备学》(森北出版株式会社，2000年7月25日(第1版第1次印刷)发行、72页)

然而，专利文献1所记载的发明不能应用于每极每相槽数不是自然数的分数槽结构的旋转电机。具体地，在分数槽结构的旋转电机中，由于规定数量Ns不是自然数，因此无法规定多个槽导体的配置。另外，为了将层数规定为2×NL，是以偶数的层数为前提的，不能应用于成为奇数层的整数槽结构的旋转电机。

另外，专利文献2所记载的发明是以转矩波动的降低为目的的发明，三相交流电动机的噪声及振动的降低效果是有限的。即，能够降低由转矩波动引起的噪声及振动，但无法降低由除此以外的原因引起的噪声及振动。具体地，对于专利文献2所记载的三相交流电动机而言，由收容于在周向上邻接的两个槽的同相的电流方向相同的绕组产生的起磁力的大小在周向以4：3：3：4的比变化，并反复。因此，即使三层的绕组在周向偏移规定槽大小，但通过绕组通电产生的起磁力在每极中变得不均衡。其结果为，易产生比转子的磁极数低阶的空间变形模式的激振力。由于低阶的空间变形模式下的定子的固有振动数下降，因此该旋转电机中的定子的共振频率下降。若共振频率下降，则产生与其一致的振动数的激振力的旋转电机的转速范围增加，噪声振动成为问题的旋转范围扩大。电动车及混合动力车驱动用旋转电机的动作范围遍及转矩、转速的整个区域，因此若应用这样的旋转电机，则导致噪声及振动变大的动作机会频率增加。

进一步，如非专利文献1所记载的那样，在分数槽结构的旋转电机中，通过槽间距的1/c大小的偏斜，能够降低转矩波动(包括齿槽转矩)，但很难降低旋转电机的噪声及振动。具体地，在分数槽结构的旋转电机中，在定子与转子之间产生的电磁吸引力分布中，每极的等效性被破坏，产生将转子的磁极数除以上述c所得的阶数的空间变形模式的激振力。即，在分数槽结构的旋转电机中，与转子的磁极数相同的情况的整数槽结构(上述c＝1)的旋转电机相比，易产生更低阶的空间变形模式的激振力。其结果为，在对应低阶的空间变形模式的定子的固有振动数与低阶的空间变形模式的激振力的频率一致的转速区域，噪声及振动变大。

因此，希望一种无论每极每相的槽数是分数或是整数都能够简便地提高性能的旋转电机。

发明内容

本发明所涉及的旋转电机的特征结构在于，具备：定子，其具有收容由导线构成的线圈的多个槽；和转子，其与该定子对置并具有多个磁极，上述旋转电机为将上述定子的槽数除以相数及上述转子的磁极数所得的每极每相的槽数用最简分数表示分母为2的分数槽结构或者上述每极每相的槽数为自然数的整数槽结构，将在上述转子的上述磁极的每极中同相且电流方向相同的收容于一个或邻接的多个上述槽的上述线圈的线圈边的集合设为基本相带，构成将第一基本相带组、第二基本相带组以及第三基本相带组依次在所述槽的径向层叠而成的混合相带组，其中，上述第一基本相带组将上述基本相带分别按照每极配置而成，上述第二基本相带组将上述第一基本相带组在上述转子的旋转方向偏移规定槽数而成，上述第三基本相带组将上述第二基本相带组在上述旋转方向偏移上述规定槽数而成，对于上述混合相带组而言，每极中的各相的起磁力的大小分别均衡，当将上述第一基本相带组的上述径向的层数设为m1，将上述第二基本相带组的上述径向的层数设为m2，将上述第三基本相带组的上述径方向的层数设为m3时，满足0＜2×m2/(m1+m3)的关系。这里，上述规定槽数在上述分数槽结构的情况下，为与将上述每极每相的槽数乘以上述相数所得的每极槽数最近的整数，在上述整数槽结构的情况下为1。

根据本结构，在转子的磁极的每极中各相的起磁力的大小均衡，进一步由于起磁力分布的均衡性提高，所以不易产生与转子的磁极数相比低阶的空间变形模式的激振力。由此，能够降低由定子的低阶的空间变形模式引起的噪声及振动。

另外，本发明的发明人(以下，称为“本发明人”)反复研究了能够降低由定子的低阶的空间变形模式引起的噪声及振动的混合相带组。其结果为，本发明人发现了像本结构那样，当将第一基本相带组的径向的层数设为m1，将第二基本相带的径向的层数设为m2，将第三基本相带的径向的层数设为m3时，若满足0＜2×m2/(m1+m3)的关系，则无论是分数槽或是整数槽都能够在几乎维持期望的转矩的同时降低转矩波动，而且在分数槽中也能够降低噪声及振动。即，若相对于m1或m3具备m2则能够提高马达性能，因此也能够增加具备三种基本相带组的旋转电机中的匝数结构的选择的分支。像这样，无论是分数槽或是整数槽，都能够仅通过规定m1、m2以及m3这样的径向的层数便简便地提高性能。

其他特征结构在于满足1≤2×m2/(m1+m3)≤4的关系。

若像本结构那样满足1≤2×m2/(m1+m3)≤4的关系，则能够进一步降低由定子的低阶的空间变形模式引起的噪声及振动、转矩波动。

其他特征结构在于满足m1＝m3的关系。

通过像本结构那样满足m1＝m3的关系，则被混合的同相的线圈边数成为同心卷绕线圈结构成立的配置。其结果为，能够进行线圈的机械卷绕，线圈的制造方法变得极其简便。

其他特征结构在于，上述定子及上述转子中的至少一方具备：基准部位，其成为偏斜的基准；和偏斜部位，其在相对于上述基准部位在上述旋转方向偏移的状态下配置于与上述旋转方向及上述径向正交的正交方向，上述偏斜部位设定有相对于上述基准部位的上述偏斜部位的偏斜量的最大值，以使得上述定子与上述转子的相对偏斜量的最大值通过连续偏斜换算成为定子铁芯的1个槽间距大小。

在本结构中，设定有相对于基准部位的偏斜部位的偏斜量的最大值，以使得定子与转子的相对偏斜量的最大值通过连续偏斜换算成为定子铁芯的1个槽间距大小。其结果为，能够遍及正交方向整体地，将在定子与转子之间产生的旋转方向的电磁吸引力分布平均化，从而能够降低由低阶的空间变形模式引起的噪声及振动。特别是，通过本偏斜结构，能够降低由定子的高阶的旋转阶数的激振力引起的低转速区域中的噪声及振动。能够通过混合相带组的结构与本偏斜结构双方降低高阶与低阶之间的中间阶数的噪声及振动。像这样，无论是分数槽或是整数槽，都能够通过混合相带组的结构与本偏斜结构的并用，降低所有旋转阶数的噪声及振动。

附图说明

图1是旋转电机的局部放大剖视图。

图2是表示单位线圈的结构例的示意图。

图3是同心卷绕的概念图。

图4是表示8极60槽的相配置的一例的示意图。

图5是表示本实施方式中的8极60槽的相配置的一例的示意图。

图6是表示本实施方式中的8极60槽的相配置的一例的示意图。

图7是表示比较例中的8极60槽的相配置的示意图。

图8是表示本实施方式中的8极60槽的相配置的一例的示意图。

图9是表示本实施方式中的8极72槽的相配置的一例的示意图。

图10是表示作为Nspp＝1.5的旋转电机的U相配置的一览示意图。

图11是表示作为Nspp＝2.5的旋转电机的U相配置的一览示意图。

图12是表示作为Nspp＝3.5的旋转电机的U相配置的一览示意图。

图13是表示作为Nspp＝4.5的旋转电机的U相配置的一览示意图。

图14是表示作为Nspp＝1的旋转电机的U相配置的一览示意图。

图15是表示作为Nspp＝2的旋转电机的U相配置的一览示意图。

图16是表示作为Nspp＝3的旋转电机的U相配置的一览示意图。

图17是表示作为Nspp＝4的旋转电机的U相配置的一览示意图。

图18是表示作为Nspp＝2.5(m1＝m3)的旋转电机中的转子、定子间的磁吸引力振幅比率的模拟结果的图。

图19是表示作为Nspp＝2.5(m1＝m3)的旋转电机的转矩及转矩波动的模拟结果的图。

图20是表示作为Nspp＝2.5(m1＝m3)的旋转电机中的转子、定子间的磁吸引力振幅比率、转矩、转矩波动的模拟结果的图。

图21是表示作为Nspp＝1.5、2.5、3.5(m1＝m3)的旋转电机中的转子、定子间的磁吸引力振幅比率、转矩、转矩波动的模拟结果的图。

图22是表示作为Nspp＝2.5(m1≠m3)的旋转电机中的转子、定子间的磁吸引力振幅比率的模拟结果的图。

图23是表示作为Nspp＝2.5(m1≠m3)的旋转电机的转矩及转矩波动的模拟结果的图。

图24是表示作为Nspp＝2.5(m1≠m3)的旋转电机中的转子、定子间的磁吸引力振幅比率、转矩、转矩波动的模拟结果的图。

图25是表示作为Nspp＝2(m1＝m3)的旋转电机的转矩及转矩波动的模拟结果的图。

图26是表示作为Nspp＝2(m1≠m3)的旋转电机的转矩及转矩波动的模拟结果的图。

图27是表示本实施方式中的该比例2×m2/(m1+m3)与串联连接匝数Nt的关系的图。

图28是表示比较例中的电磁吸引力分布的图。

图29是表示本实施方式中的电磁吸引力分布的图。

图30是对本实施方式中的连续偏斜进行说明的示意图。

图31是对另一实施方式1中的V偏斜进行说明的示意图。

图32是对另一实施方式2中的阶梯偏斜进行说明的示意图。

附图标记说明

2…转子；3…定子；5…基本相带；11a…线圈边；31…定子铁芯；32…槽；41…第一基准部位(基准部位)；41a…一端侧第一基准部位(基准部位)；41b…另一端侧第一基准部位(基准部位)；42…连续偏斜部位(偏斜部位)；42a…第一连续偏斜部位(偏斜部位)；42b…第二连续偏斜部位(偏斜部位)；43…第二基准部位(基准部位)；44…阶梯偏斜部位(偏斜部位)；45a…一端侧连续偏斜部位(偏斜部位)；45b…另一端侧连续偏斜部位(偏斜部位)；50…混合相带组；51…第一基本相带组；52…第二基本相带组；53…第三基本相带组；M…马达(旋转电机)；Nspp…每极每相槽数；X…旋转方向；Y…径向；Z…轴向(正交方向)；c…最简分数的分母；m1…层数；m2…层数；m3…层数。

具体实施方式

以下，基于附图对本发明所涉及的旋转电机的实施方式进行说明。在本实施方式中，作为旋转电机的一例，设为三相交流同步电动机(以下，称为马达M。)来进行说明。不过，并不限于以下的实施方式，在不脱离其主旨的范围内能够进行各种变形。

[基本结构]

如图1所示，马达M具备：定子3，其具有收容由导线(以下，称为“绕组”。)构成的多个单位线圈11(线圈的一例)的线圈边11a的多个槽32；和转子2，其与定子3对置并具有多个永磁铁22(磁极的一例)。在以下的说明中，将转子2的旋转方向或者反旋转方向称为周向X，将转子2的半径方向称为径向Y，将与转子2的旋转轴心平行的方向称为轴向Z(正交方向)。另外，将周向X中的转子2旋转的方向称为旋转方向X1及将其相反方向称为反旋转方向X2，将径向Y中的从定子3朝向转子2的方向(朝向槽32的开口侧的方向)称为径向内侧方向Y1，将从转子2朝向定子3的方向称为径向外侧方向Y2(朝向槽32的底部侧的方向)。

定子3具有筒状的定子铁芯31，定子铁芯31通过层叠多个磁性钢板而形成。定子铁芯31由在径向外侧方向Y2侧呈环状形成的轭部31a、从轭部31a向径向内侧方向Y1突出的多个齿部31b、以及在多个齿部31b的突出端沿着周向X配置的凸缘部31c构成。在邻接的齿部31b之间形成有槽32，槽32收容由绕组构成的单位线圈11的线圈边11a，多个槽32以与多个齿部31b相同数量设置。

转子2具有：筒状的转子铁芯21，其通过层叠多个磁性钢板而形成；和多个永磁铁22，它们埋设于转子铁芯21。该转子铁芯21由未图示的轴部件支承，并构成为转子2能够相对于定子3在旋转方向X1相对旋转。永磁铁22由稀土类系磁铁等构成，N极与S极沿着周向X交替配置。此外，也可以使多个永磁铁22的外周面从转子铁芯21露出。

本实施方式的马达M由将定子3的槽32的数量除以相数(在本实施方式中为三相)及转子2的磁极数所得的值(以下，也称为每极每相槽数或者Nspp。)为1以上，当将每极每相槽数用最简分数表示时，分母为2的分数槽、或者每极每相槽数为自然数的整数槽构成。以下，在将每极每相槽数用最简带分数表示的情况下，表示为a+b/c(a为整数部分，b/c为最简分数部且b＜c、这里，b、c为整数)，在整数槽的情况下，为c＝1。例如，在8极60槽的马达M中，每极每相槽数变成5/2(a＝2，b＝1，c＝2)，在8极48槽的马达M中，每极每相槽数变成2(a＝2，b＝0，c＝1)。

卷绕于多个槽32的绕组例如由将铜线用绝缘层覆盖的导线构成。该绕组使用了截面为圆形状的圆线、截面为多边形状的各种导线。绕组相对于槽32的卷绕方式通常使用双层卷绕，同心卷绕、波浪卷绕。

在图2中，作为绕组相对于槽32的卷绕方式的一例，示出了双层卷绕或者同心卷绕的单位线圈11。该单位线圈11通常由被多次卷绕的绕组构成，但为了方便，用一个线段表示。单位线圈11沿着轴向Z具有一对线圈边11a、11a，沿着周向X具有一对线圈端11b、11b。一对线圈边11a、11a是收容于槽32的部位，一对线圈端11b、11b配置在齿部31b的轴向Z的两端面上，并与一对线圈边11a、11a电连接。

如图1所示，各相(U相、V相、W相)的线圈分别使单位线圈11在槽32内沿着径向Y层叠有多个。在分数槽的情况下，具有多组由使单位线圈11层叠有两个的双层的单位线圈11的线圈边11a构成的双层单元(例如图4的1层～2层、3层～4层、5层～6层、7层～8层这四组)。在整数槽的情况下，具有多层使单位线圈11层叠有一个的单位线圈11的线圈边11a(例如图9的1层、2层、3层、4层这四层)。本实施方式中的各相的线圈使多个单位线圈11沿径向Y层叠多个并收容于槽32内。进而，三相的线圈通过Y结线电连接。此外，也可以将三相的线圈通过Δ结线电连接，并未被特别限定。

在分数槽中的双层卷绕的情况下，线圈间距是与将定子3的槽32的数量除以转子2的磁极数所得的每极槽数最近的整数。该线圈间距在例如8极60槽(每极槽数为7.5)的马达M的情况下，为7个槽(短距绕组)或8个槽(长距绕组)。

在图3中，作为绕组相对于槽32的卷绕方式的一例，示出了同心卷绕。与转子2的磁极的每极分别对置的多个极对线圈10具备第一极线圈10A和第二极线圈10B，第一极线圈10A与第二极线圈10B串联地电连接。此外，图中的白圈表示卷绕开始端，图中的黑圈表示卷绕结束端。

在本实施方式中，第一极线圈10A具备一对线圈边11a、11a间的线圈间距不同的多个(2个)第一单位线圈11A和第二单位线圈11B。例如，在8极60槽(Nspp＝2.5，m1＝1、m2＝2、m3＝1)的情况下，第一单位线圈11A的一对线圈边11a、11a间的线圈间距设定为7个槽，第二单位线圈11B的一对线圈边11a、11a间的线圈间距设定为5个槽(也参照图5～图6)。这里，m1是将1层～2层设为一组的径向Y的双层单元数(一组)，m2是将3层～4层设为一组、5层～6层设为一组的径向Y的双层单元数(二组)，m3是将7层～8层设为一组的径向Y的双层单元数(一组)。第一单位线圈11A与第二单位线圈11B呈同心状缠绕，并通过单位线圈间连接部82串联地电连接形成第一极线圈10A。

第二极线圈10B具备一对线圈边11a、11a间的线圈间距不同的多个(2个)第三单位线圈11C和第四单位线圈11D。例如，在8极60槽(Nspp＝2.5)的情况下，第三单位线圈11C的一对线圈边11a、11a间的线圈间距设定为6个槽，第四单位线圈11D的一对线圈边11a、11a间的线圈间距设定为4个槽(也参照图5～图6)。第三单位线圈11C与第四单位线圈11D呈同心状缠绕，并通过单位线圈间连接部82串联地电连接形成第二极线圈10B。

第一极线圈10A和第二极线圈10B与多个磁极(在8极60槽的情况下为8极)中的邻接的一对磁极(2极)分别对置。而且，第一极线圈10A与第二极线圈10B通过极线圈间连接部83串联地电连接。对于第一单位线圈11A、第二单位线圈11B、第三单位线圈11C以及第四单位线圈11D而言，各自一对线圈边11a、11a间的线圈间距不同，均设定为双层卷绕线圈间距的7个槽(短距绕组)以下。由此，与双层卷绕相比，同心卷绕能够缩短导体长度，能够减少用于定子3的导体量。

(由定子3的相配置引起的马达M的噪声及振动)

在图5～图6及图8～图9中，示出了卷绕于本实施方式所涉及的多个槽32的绕组的相配置与一对转子2的磁极(N极、S极)之间的磁极对置状态的一例。此外，在该图中，轭部31a，齿部31b以及绕组的图示被省略，在附图上层记载的连续编号表示各槽32的槽编号。U相的线圈、V相的线圈以及W相的线圈各自的相位依次相差120°的电角度。以下，各相(U相、V相、W相)除相位的偏移以外为相同的相配置，因此以U相的线圈为代表进行说明。在附图上，“U”的标记与“U”的标记表示电流方向相互为相反方向，若为同一标记(“U”或“U”)，则表示为电流方向相同的线圈边11a。另外，在径向Y上随着从处于最靠径向外侧方向Y2的线圈边11a趋向径向内侧方向Y1的线圈边11a依次表示为第一层、第二层…。

将在转子2的磁极的每极中同相且电流方向相同的收容于一个或邻接的多个槽32的线圈边11a的集合定义为基本相带5。这里，“在每极中同相且电流方向相同的收容于一个或邻接的多个槽32的线圈边11a的集合”与收容于一个槽32或者在周向X连续地邻接的多个槽32的同相且电流方向相同的线圈边11a的集合同义。

在8极60槽(Nspp＝5/2，a＝2、b＝1、c＝2)的分数槽结构中，如图4～图8所示，基本相带5由与多个磁极(在8极60槽的情况下为8极)中的邻接的一对磁极(2极)分别对置的第一极基本相带5A和第二极基本相带5B构成。上述第一极基本相带5A与第二极基本相带5B各自相配置不同，成为相互具有相位差的基本相带5。

作为比较例，在8极60槽(Nspp＝5/2，a＝2、b＝1、c＝2)的分数槽结构中，在图7所示的仅由第一层～第二层构成的基本型的马达M的情况下，配置于第一槽～第三槽的基本相带5的多个(5个)线圈边11a在第一槽中为1个，在第二槽中为2个，在第三槽中为2个，基本相带5的多个线圈边11a的中心C11如下述式(1)所示为2.2。

式(1)C11＝(1×1+2×2+3×2)/(1+2+2)＝2.2

同样地，配置于第九槽～第十一槽的基本相带5的多个(5个)线圈边11a的中心C12如下述式(2)所示为9.8，配置于第十六槽～第十八槽的基本相带5的多个(5个)线圈边11a的中心C13如下述式(3)所示为17.2。

式(2)C12＝(9×2+10×2+11×1)/(2+2+1)＝9.8

式(3)C13＝(16×1+17×2+18×2)/(1+2+2)＝17.2

根据上述的计算结果，比较例中的U相的基本相带5的线圈边11a的中心间的距离为C12-C11＝7.6，C13-C12＝7.4，7.6与7.4被交替反复。换句话说，在周向X上邻接的同相的基本相带5的线圈边11a的中心间的距离在每极中不是均衡的。因此，沿周向X邻接的一对磁极彼此吸引力分布不同，作用于多个齿部31b的吸引力分布在每一磁极中不是等效的，而变成在每一磁极对(每两个磁极)中在隔极上等效。这两种吸引力分布相对于定子3而言，具备比取决于转子2的磁极数(在本实施方式中，为8极)的阶数(在本实施方式中，为空间变形模式8阶)更低阶(在本实施方式中，为空间变形模式4阶)的激振力的成分。其结果为，易产生比转子2的磁极数低阶的空间变形模式的激振力，在对应低阶的空间变形模式的定子3的固有振动数与低阶的空间变形模式的激振力的频率一致的转速区域，噪声及振动变大。

在比较例中，构成U相的基本相带5的多个线圈边11a的数量在每极中是均衡的(5个)，因此对定子3的绕组通电时产生的起磁力的大小在每极中均衡。然而，如上述那样，1/2系列(c＝2)的马达M具备两种起磁力分布。因此，在本实施方式中，尽管起磁力的大小是均衡的，但通过改善起磁力分布不是均衡的状态(不具有旋转对称性的状态)，从而降低由定子3绕组的相配置引起的马达M的噪声及振动。

因此，如图5～图6及图8～图9所示，在本实施方式中，构成将第一基本相带组51、第二基本相带组52以及第三基本相带组53依次从槽32的径向外侧方向Y2朝向径向内侧方向Y1层叠而成的混合相带组50，其中，第一基本相带组51成为将多个基本相带5分别按照每极配置而成的集合体，第二基本相带组52将第一基本相带组51在转子2的旋转方向X1偏移规定槽数而成，第三基本相带组53将第二基本相带组52在旋转方向X1偏移规定槽数而成。该规定槽数在分数槽的情况下，为与将每极每相槽数乘以3(用相数相乘)所得的值(每极槽数)最近的整数(3×Nspp±1/c)，在整数槽的情况下，为作为±1/c(c＝1或者-1)的1个槽。以下，将混合相带组50中的、在每极中混合有基本相带5的混合相带称为混合相带50A。另外，将构成混合相带50A的多个线圈边11a串联地电连接时的线圈边11a数量称为串联连接匝数＝Nt(＝M×(a×c+b)、M＝m1+m2+m3)。这里，m1是第一基本相带组51的径向Y的层数，m2是第二基本相带组52的径向Y的层数，m3是第三基本相带组53的径向Y的层数。

在图5～图8中，示出了8极60槽(Nspp＝5/2，a＝2、b＝1、c＝2)的分数槽结构的马达M。在图9中，示出了8极72槽(Nspp＝3，a＝3、b＝0、c＝1)的整数槽结构的马达M。在8极60槽的分数槽结构的马达M中，由于规定槽数成为3×Nspp±1/c＝7或8，因此在图5所示的本实施方式的一例(以下，也简称为“本实施例”)中，将规定槽数设为7个槽，在图6所示的本实施例中将规定槽数设为8个槽。此外，在分数槽中，如图4所示，在将第一基本相带组51在旋转方向X1偏移规定槽数(7个槽)来构成第二基本相带组52的情况下，在每极中电流方向变得相反，因此如图5所示，使第二基本相带组52中的电流方向反转(图6也是同样的)。在8极72槽的整数槽结构的马达M中，由于规定槽数成为±1，因此在图9所示的本实施例中，将规定槽数设为1个槽。

在图5所示的本实施例中，配置于第零槽～第三槽的混合相带50A的多个(Nt＝20)线圈边11a在第零槽中为1个，在第一槽中为7个，在第二槽中为8个，在第三槽中为4个，混合相带50A的多个线圈边11a的中心C11如下述式(4)所示为1.75。

式(4)C11＝(0×1+1×7+2×8+3×4)/(1+7+8+4)＝1.75

同样地，配置于第八槽～第十一槽的混合相带50A的多个(Nt＝20)线圈边11a的中心C12如下述式(5)所示为9.25，配置于第十五槽～第十八槽的混合相带50A的多个(Nt＝20)线圈边11a的中心C13如下述式(6)所示为16.75。

式(5)C12＝(8×4+9×8+10×7+11×1)/(4+8+7+1)＝9.25

式(6)C13＝(15×1+16×7+17×8+18×4)/(1+7+8+4)＝16.75

在图6所示的本实施例中，配置于第一槽～第四槽的混合相带50A的多个(Nt＝20)线圈边11a在第一槽中为1个，在第二槽中为7个，在第三槽中为8个，在第四槽中为4个，混合相带50A的多个线圈边11a的中心C11如下述式(7)所示为2.75。

式(7)C11＝(1×1+2×7+3×8+4×4)/(1+7+8+4)＝2.75

同样地，配置于第九槽～第十二槽的混合相带50A的多个(Nt＝20)线圈边11a的中心C12如下述式(8)所示为10.25，配置于第十六槽～第十九槽的混合相带50A的多个(Nt＝20)线圈边11a的中心C13如下述式(9)所示为17.75。

式(8)C12＝(9×4+10×8+11×7+12×1)/(4+8+7+1)＝10.25

式(9)C13＝(16×1+17×7+18×8+19×4)/(1+7+8+4)＝17.75

构成U相的混合相带组50的多个线圈边11a的数量均是Nt＝20，在每极中是均衡的。因此，对定子3的绕组通电时产生的起磁力的大小在每极中均衡。进一步，在图5～图6所示的例子中，成为C12-C11＝7.5，C13-C12＝7.5，在周向X上邻接的同相(U相)的混合相带50A的线圈边11a中心间的距离在每极中是均衡的。由此，起磁力分布在每极中更接近等效，本实施方式的马达M能够视为更接近具备一种起磁力分布的状态。

像这样，在本实施方式中，改善了起磁力分布的旋转对称性。其结果为，对于本实施方式的马达M而言，降低了比取决于转子2的磁极数(8极)的阶数(空间变形模式8阶)低阶(空间变形模式4阶)的激振力。由此，与定子铁芯31的固有振动数一致的转速提高，例如，能够设定在使用转速范围外。即，本实施方式的马达M能够在使用转速范围内，避免转子2的共振机会，来降低马达M的噪声及振动。

当将第一基本相带组51的径向Y的层数设为m1，将第二基本相带组52的径向Y的层数设为m2，将第三基本相带组53的径向Y的层数设为m3时，在图5～图6所示的本实施例中，成为m1＝2、m2＝4、m3＝2，并以m1＝m3为前提。另一方面，在像图8所示的本实施例那样成为m1＝4、m2＝4、m3＝2的m1≠m3的情况，与图7所示的比较例相比，也能够使起磁力分布更加均衡。

例如，如图8所示，在8极60槽的马达M(Nspp＝5/2，a＝2、b＝1、c＝2)中，当为m1＝4、m2＝4、m3＝2、Nt＝25时，成为C11＝1.84、C12＝9.36、C13＝16.84。其结果为，成为C12-C11＝7.52、C13-C12＝7.48，与图7所示的比较例(C12-C11＝7.6，C13-C12＝7.4)相比，起磁力分布在图8所示的本实施例中变得更均衡。像这样，本实施方式的成为c＝2的分数槽结构的马达M通过具备分别偏移规定槽数的三种基本相带组51、52、53，改善了起磁力分布的旋转对称性，能够降低由低阶(空间变形模式4阶)的激振力引起的马达M的噪声及振动。

如图9的本实施例所示，对于整数槽结构的马达M而言，第一层的基本相带5在每极中各三个，起磁力及起磁力分布是均衡的，但在如本实施方式那样具备分别偏移规定槽数的三种基本相带组51、52、53的情况下，也验证了起磁力及起磁力分布成为均衡的方面。如上述那样，本实施方式的马达M构成将第一基本相带组51、第二基本相带组52以及第三基本相带组53依次从槽32的径向外侧方向Y2朝向径向内侧方向Y1层叠而成的混合相带组50，其中，第一基本相带组51成为将多个基本相带5分别按照每极配置而成的集合体，第二基本相带组52将第一基本相带组51在转子2的旋转方向X1偏移规定槽数(1个槽)而成，第三基本相带组53将第二基本相带组52在旋转方向X1偏移规定槽数(1个槽)而成。

在8极72槽的图9所示的本实施例中，配置于第零槽～第四槽的混合相带50A的多个(Nt＝12)线圈边11a在第零槽中为1个，在第一槽中为三个，在第二槽中为四个，在第三槽中为三个，在第四槽中为1个，混合相带50A的多个线圈边11a的中心C11如下述式(10)所示为2。

式(10)C11＝(0×1+1×3+2×4+3×3+4×1)/(1+3+4+3+1)＝2

同样地，配置于第九槽～第十三槽的混合相带50A的多个(Nt＝12)线圈边11a的中心C12如下述式(11)所示为11，配置于第十八槽～第二十二槽的混合相带50A的多个(Nt＝12)线圈边11a的中心C13如下述式(12)所示为21。

式(11)C12＝(9×1+10×3+11×4+12×3+13×1)/(1+3+4+3+1)＝11

式(12)C13＝(18×1+19×3+20×4+21×3+22×1)/(1+3+4+3+1)＝20

像这样，即使在整数槽结构的马达M中，构成U相的混合相带组50的多个线圈边11a的数量也均为Nt＝12，在每极中是均衡的。因此，对定子3的绕组通电时产生的起磁力的大小在每极中变得均衡。进一步，在图9所示的例子中，成为C12-C11＝9，C13-C12＝9，在周向X上邻接的同相(U相)的混合相带50A的线圈边11a中心间的距离在每极中是均衡的，与每极槽数、即场磁极间距72/8＝9一致。由此，起磁力分布在每极中成为等效，本实施方式的马达M能够视为具备一种起磁力分布。

当将第一基本相带组51的径向Y的层数设为m1，将第二基本相带组52的径向Y的层数设为m2，将第三基本相带组53的径向Y的层数设为m3时，在图9所示的本实施例中，成为m1＝1、m2＝2、m3＝1，并以m1＝m3为前提。另一方面，虽省略了图示，但在整数槽结构的马达M中，像m1＝2、m2＝2、m3＝1那样，m1≠m3的情况下起磁力分布也变得均衡。

例如，在8极72槽的马达M中，设为m1＝2、m2＝2、m3＝1时，成为C11＝1.8，C12＝10.8，C13＝19.8。其结果为，成为C12-C11＝9，C13-C12＝9，起磁力分布在每极中变得等效，本实施方式的马达M能够视为具备一种起磁力分布。像这样，对于本实施方式中的整数槽结构的马达M而言，即使在具备分别偏移规定槽数的三种基本相带组51、52、53的情况下，也维持了起磁力分布的旋转对称性，从而能够降低马达M的噪声及振动。

在图10～图17所示的本实施例中，示出了设为m1＝m3时的m2的变化。在图10中示出了8极36槽(Nspp＝3/2，a＝1、b＝1、c＝2)、在图11中示出了8极60槽(Nspp＝5/2，a＝2、b＝1、c＝2)、在图12中示出了8极84槽(Nspp＝7/2，a＝3、b＝1、c＝2)、在图13中示出了8极108槽(Nspp＝9/2，a＝4、b＝1、c＝2)的分数槽结构的马达M。在图14中，示出了8极24槽(Nspp＝1，a＝1、b＝0、c＝1)、在图15中示出了8极48槽(Nspp＝2，a＝1、b＝0、c＝1)、在图16中示出了8极72槽(Nspp＝3，a＝1、b＝0、c＝1)，在图17中示出了8极96槽(Nspp＝4，a＝1、b＝0、c＝1)的整数槽结构的马达M。将所有m1、m3设为1，但将m1、m2以及m3设为多倍时也可得到同样的作用效果，因此省略详细的说明。

首先，对成为c＝2的分数槽结构的马达M进行说明。在8极36槽的分数槽结构的马达M中，由于规定槽数成为3×Nspp±1/c＝4或5，因此在图10所示的本实施例中，将规定槽数设为4个槽。从图10的上层朝向下层依次成为(m1，m2，m3，Nt)＝(2，2，2，9)、(2，4，2，12)、(2，6，2，15)、(2，8，2，18)。此时，配置于第零槽～第二槽、第五～第七槽、第九～第十一槽的混合相带50A的多个线圈边11a的中心C11、C12、C13从图10的上层朝向下层依次成为(C11，C12，C13)＝(11/9，52/9，92/9)、(15/12，69/12，123/12)、(19/15，86/15，154/15)、(23/18，103/18，185/18)。在周向X上邻接的同相(U相)的混合相带50A的线圈边11a中心间的距离从图10的上层朝向下层依次成为(C12-C11，C13-C12)＝(41/9，40/9)、(54/12，54/12)、(67/15，68/15)、(80/18，82/18)。像这样，与仅由第一层～第二层构成的基本型的马达M(中心(5/3，19/3，32/3)、中心间距离(14/3，13/3))相比，改善了起磁力分布的旋转对称性，从而能够降低马达M的噪声及振动。

在8极60槽的分数槽结构的马达M中，由于规定槽数成为3×Nspp±1/c＝7或8，因此在图11所示的本实施例中，将规定槽数设为7个槽。从图11的上层朝向下层依次成为(m1，m2，m3，Nt)＝(2，2，2，15)、(2，4，2，20)、(2，6，2，25)、(2，8，2，30)。此时，配置于第零槽～第三槽、第八～第十一槽、第十五～第十八槽的混合相带50A的多个线圈边11a的中心C11、C12、C13从图11的上层朝向下层依次成为(C11，C12，C13)＝(26/15，139/15，251/15)、(35/20，185/20，335/20)、(44/25，231/25，419/25)、(53/30，277/30，503/30)。在周向X上邻接的同相(U相)的混合相带50A的线圈边11a中心间的距离从图11的上层朝向下层依次成为(C12-C11，C13-C12)＝(113/15，112/15)、(150/20，150/20)、(187/25，188/25)、(224/30，226/30)。像这样，与仅由第一层～第二层构成的基本型的马达M(中心(11/5，49/5，86/5)、中心间距离(38/5，37/5))相比，改善了起磁力分布的旋转对称性，从而能够降低马达M的噪声及振动。

在8极84槽的分数槽结构的马达M中，由于规定槽数成为3×Nspp±1/c＝10或11，因此在图12所示的本实施例中，将规定槽数设为10个槽。从图12的上层朝向下层依次成为(m1，m2，m3，Nt)＝(2，2，2，21)、(2，4，2，28)、(2，6，2，35)、(2，8，2，42)。此时，配置于第零槽～第四槽、第十一～第十五槽、第二十一～第二十五槽的混合相带50A的多个线圈边11a的中心C11、C12、C13从图12的上层朝向下层依次成为(C11，C12，C13)＝(47/21，268/21，488/21)、(63/28，357/28，651/28)、(79/35，446/35，814/35)、(95/42，535/42，977/42)。在周向X上邻接的同相(U相)的混合相带50A的线圈边11a中心间的距离从图12的上层朝向下层依次成为(C12-C11，C13-C12)＝(221/21，220/21)、(294/28，294/28)、(367/35，368/35)、(440/42，442/42)。像这样，与仅由第一层～第二层构成的基本型的马达M(中心(19/7，93/7，166/7)、中心间距离(74/7，73/7))相比，改善了起磁力分布的旋转对称性，从而能够降低马达M的噪声及振动。

在8极108槽的分数槽结构的马达M中，由于规定槽数成为3×Nspp±1/c＝13或14，因此在图13所示的本实施例中，将规定槽数设为13槽。从图12的上层朝向下层依次成为(m1，m2，m3，Nt)＝(2，2，2，27)、(2，4，2，36)、(2，6，2，45)、(2，8，2，54)。此时，配置于第零槽～第五槽、第十五～第二十槽、第二十九～第三十四槽的混合相带50A的多个线圈边11a的中心C11、C12、C13从图13的上层朝向下层依次成为(C11，C12，C13)＝(74/27，439/27，803/27)、(99/36，585/36，1071/36)、(124/45，731/45，1339/45)、(149/54，877/54，1607/54)。在周向X上邻接的同相(U相)的混合相带50A的线圈边11a中心间的距离从图13的上层朝向下层依次成为(C12-C11，C13-C12)＝(365/27，364/27)、(486/36，486/36)、(607/45，608/45)、(728/54，730/54)。像这样，与仅由第一层～第二层构成的基本型的马达M(中心(29/9，151/9，272/9)、中心间距离(122/9，121/9))相比，改善了起磁力分布的旋转对称性，从而能够降低马达M的噪声及振动。

像这样，在c＝2的分数槽结构的马达M中，与多个磁极(在8极60槽的情况下为8极)中的邻接的一对磁极(2极)分别对置的第一极基本相带5A和第二极基本相带5B成为相互具有相位差的基本相带5，通过具备分别偏移规定槽数的三种基本相带组51、52、53而使起磁力及起磁力分布变得更加均衡。

接下来，对整数槽结构的马达M进行说明。在整数槽结构的马达M中，由于邻接的混合相带50A的线圈边11a全部为相同的结构，因此邻接的同相(U相)的混合相带50A的线圈边11a中心间的距离按照图14～图17的顺序成为3槽、6槽、9槽、12槽。像这样，通过具备分别偏移规定槽数的三种基本相带组51、52、53，从而在维持了起磁力分布的旋转对称性的同时，相带分布更加平滑，因此马达M的转矩波动下降，能够降低由此引起的噪声及振动。

(适于同心卷绕的定子3的相配置)

若第一基本相带组51的径向Y的层数m1与第三基本相带组53的径向Y的层数m3为相同数量(m1＝m3)，则能够为将图3所示的同心卷绕结构的第一极线圈10A的第一单位线圈11A与第二单位线圈11B、第二极线圈10B的第三单位线圈11C与第四单位线圈11D连续的卷绕结构。在图5所示的本实施例中，存在于第二槽与第九槽的混合相带50A的线圈边11a数量均为8个，能够为将作为同心卷绕的外侧线圈的单位线圈11的集合体连续卷绕而成的一体线圈。同样地，存在于第三槽与第八槽的混合相带50A的线圈边11a数量均为4个，能够为将作为同心卷绕的内侧线圈的单位线圈11的集合体连续卷绕而成的一体线圈。若将存在于第二槽与第九槽、及第三槽与第八槽的U相的混合相带50A的线圈边11a作为一体线圈插入于槽32，接着插入V相、W相的一体线圈，则实现了将插入于各槽32的绕组的布线简化及小型化，从而能够实现绕组的安装作业的作业性的提高。

另一方面，如图8的本实施例所示，在8极60槽的马达M(Nspp＝5/2，a＝2、b＝1、c＝2)中，当设为m1＝4、m2＝4、m3＝2、Nt＝25(m1≠m3)时，如用双点划线所示无法将同心卷绕的单位线圈11的集合体连续地卷绕。例如，需要在第三槽与第九槽设置与第一层、第二层对应的同心卷绕的单位线圈11的集合体，在第三槽与第八槽设置与第三层～第十层对应的同心卷绕的其他单位线圈11的集合体，在第三槽需要两种单位线圈11的集合体。

换句话说，若为m1＝m3，则如图10～图17所示，能够将混合相带50A的线圈边11a按为同心卷绕的内侧线圈、外侧线圈的一体线圈处理。

在同心卷绕中对在各槽32中各相(例如U相)所占的比例整理过的结构作为图10～图17的同心卷绕结构示出。本发明人发现了能够使用构成同心卷绕的单位线圈11的匝数比率n＝M/m1(这里，M＝m1+m2+m3)来计算的方面。此外，在图示的同心卷绕结构中，作为极对线圈10的卷绕结构表示为第一极线圈10A&第二极线圈10B，用“-”连接的部分在各极线圈10A、10B中从外侧线圈起依次示出更内侧线圈。

首先，对分数槽结构的马达M进行说明。在图10所示的Nspp＝1.5的马达M的情况下，成为1/2&((2n-1)/2n)-(1/2n)。例如，在m1＝2、m2＝2、m3＝2的情况下，成为n＝3，能够用1/2&5/6-1/6表示。即，卷绕于第二槽与第五槽的U相的第一极线圈10A占6层中的3层大小，卷绕于第六槽与第十槽的U相的第二极线圈10B的外侧线圈占6层中的5层大小，卷绕于第七槽与第九槽的U相的第二极线圈10B的内侧线圈占6层中的1层大小。

在图11所示的Nspp＝2.5的马达M的情况下，与图10相比最简带分数的整数部分a增加1，因此相对于图10，在各极线圈10A、10B中占有层数较少的极线圈、这里对第一极线圈10A增加一层同心线圈，并能够用1-1/2&((2n-1)/2n)-(1/2n)表示。在图12所示的Nspp＝3.5的马达M的情况下，与图11相比最简带分数的整数部分a增加1，因此相对于图11，对在各极线圈10A、10B中占有层数较少的极线圈、这里对第二极线圈10B增加一层同心线圈，并能够用1-1/2&1-((2n-1)/2n)-(1/2n)表示。在图13所示的Nspp＝4.5的马达M的情况下，由于与图12相比最简带分数的整数部分a增加1，因此相对于图12，对在各极线圈10A、10B中占有层数较少的极线圈、这里对第一极线圈10A增加一层同心线圈，并能够用1-1-1/2&1-((2n-1)/2n)-(1/2n)表示。像这样，在分数槽结构的马达M的情况下，能够使用共通法则来表示同心卷绕结构。

接下来，对整数槽结构的马达M进行说明。在图14所示的Nspp＝1的马达M的情况下，成为1/n&((n-2)/n)-(1/n)。例如，在m1＝1、m2＝1、m3＝1的情况下，成为n＝3，并能够用1/3&1/3-1/3表示。在图15所示的Nspp＝2的马达M的情况下，成为((n-1)/n)-(1/n)&((n-1)/n)-(1/n)。例如，在m1＝1、m2＝1、m3＝1的情况下，成为n＝3，并能够用2/3-1/3&2/3-1/3表示。

在图16所示的Nspp＝3的马达M的情况下，与图15相比最简带分数的整数部分a增加1，因此相对于图15，与上述同样地对在各极线圈10A、10B中占有层数较少的极线圈增加一层同心线圈，但图15的极线圈结构由于相同，因此即使对哪一个增加一层同心线圈都实际上相同，因此这里对第二极线圈10B增加一层同心线圈，并能够用((n-1)/n)-(1/n)&1-((n-1)/n)-(1/n)表示。在图17所示的Nspp＝4的马达M的情况下，与图16相比最简带分数的整数部分a增加1，因此相对于图16，对在各极线圈10A、10B中占有层数较少的极线圈、这里对第一极线圈10A增加一层同心线圈，并能够用1-((n-1)/n)-(1/n)&1-((n-1)/n)-(1/n)表示。像这样，在整数槽结构的马达M的情况下，对于Nspp＝2以上，能够使用共通法则来表示同心卷绕结构。

(m1、m2、m3的比例)

由分数槽结构引起并产生的噪声及振动由于取决于转子2、定子3间的磁吸引力的变动振幅，因此噪声及振动的主要的旋转阶数例如能够像如下那样来获取。通过磁场解析，求出定子3与转子2之间的空隙的磁通密度，并获取在定子3与转子2之间产生的电磁吸引力的时间和空间分布。然后，对时间空间分布进行傅立叶展开，并获取吸引力的空间成分(空间变形模阶数)、和时间成分(时间阶数、旋转方向)。噪声及振动的旋转阶数是空间变形模阶数与时间阶数相乘所得的阶数。其中，时间阶数为空间变形模阶数的空间变形在每单位时间(1秒)使转子2的机械角旋转360°(在圆筒状的马达M中，转子2旋转一周)的次数。

具体地，在8极36槽(Nspp＝3/2，a＝1、b＝1、c＝2)的马达M中，具有8阶、16阶、32阶、40阶的噪声及振动的旋转阶数，在8极60槽(Nspp＝5/2，a＝2、b＝1、c＝2)中，具有8阶、16阶、32阶、40阶、56阶、64阶的噪声及振动的旋转阶数，在8极84槽(Nspp＝7/2，a＝3、b＝1、c＝2)中，具有8阶、16阶、32阶、40阶、56阶、64阶、80阶、88阶的噪声及振动的旋转阶数。其中，8阶、16阶的旋转阶数成为低阶的旋转阶数，除此之外的旋转阶数成为中阶或高阶的旋转阶数。

在图18中，示出了在作为8极60槽的分数槽结构的马达M中，子定子3与转子2之间产生的电磁吸引力的时空傅立叶分析后的各空间变形模式、时间阶数下的磁吸引力振幅比率结果。这里，该图在8阶的旋转阶数下，用将(m1，m2，m3，Nt)＝(2，0，0，5)(图7的绕组结构)的径向Y的磁吸引力振幅设为1的情况的比率表示。根据图18，相对于(m1，m2，m3，Nt)＝(2，0，0，5)，(m1，m2，m3，Nt)＝(2，2，0，10)能够降低16阶、8阶的旋转阶数的振动及噪声，但对其他旋转阶数没有效果。另一方面，相对于(m1，m2，m3，Nt)＝(2，0，0，5)，(m1，m2，m3，Nt)＝(2，0，2，10)无法降低16阶、8阶的旋转阶数下的振动及噪声。即，可知若将第一基本相带组51与使第一基本相带组51在旋转方向X1偏移规定槽数(在本实施例中，为7个槽)的第二基本相带组52混合，则具有该旋转阶数的噪声及振动的降低效果，若将第一基本相带组51与使第一基本相带组51在旋转方向X1偏移规定槽数的2倍(在本实施例中，为14个槽)的第三基本相带组53混合，则没有该旋转阶数的噪声及振动的降低效果。因此，(m1，m2，m3，Nt)＝(0，2，2，10)也得到该旋转阶数的噪声及振动的降低效果。由此，本发明人推测处于偏移规定槽数的关系的基本相带组(有效相位差的组)和与偏移规定槽数无关的基本相带组(单独基本结构)的比例影响噪声及振动的降低量。

因此，本发明人基于(M-2×Pm)/M(M＝m1+m2+m3，Pm是(m1+m3)和m2中的较小的一方)的关系式(未成为有效相位差的组的单独基本结构相对于全层的层数比例)设定了8阶的旋转阶数下的理论上的磁吸引力振幅比率(以下称为“理论比率”)。另外，16阶的旋转阶数下的理论比率为将8阶的旋转阶数下的理论比率乘以0.52(有效地利用(m1，m2，m3，Nt)＝(2，0，0，5)的旋转阶数8阶、16阶的分析结果振幅比率)所得的值。这里，将Pm乘以2是由于第二基本相带组52的层数m2、与相对于第二基本相带组52具有规定槽数的相位差的第一基本相带组51的层数m1+第三基本相带组53的层数m3成为相同数量的值处于偏移规定槽数的关系，将(m1+m3)及m2中的较小的一方乘以2所得的值成为处于偏移规定槽数的关系的合计层数。

在图18和图22中，在为8极60槽的分数槽结构的马达M中，示出了各旋转阶数下的磁吸引力振幅比率结果。如上述那样，用将8阶的旋转阶数下的、(m1，m2，m3，Nt)＝(2，0，0，5)(图7的绕组结构)的径向Y的磁吸引力振幅设为1的情况的比率表示，除(m1，m2，m3，Nt)＝(2，0，0，5)、(2，2，0，10)的参考值以外，图18为处于m1＝m3的关系的马达M，图22为处于m1≠m3的关系的马达M。

图18所示的8阶的旋转阶数下的理论比率成为(m1，m2，m3，Nt)＝(2，0，0，5)＝1、(2，2，0，10)＝0、(2，0，2，10)＝1、(4，2，4，25)＝0.6、(2，2，2，15)＝0.33、(4，6，4，35)＝0.14、(2，4，2，20)＝0、(4，10，4，45)＝0.11、(2，6，2，25)＝0.2、(2，8，2，30)＝0.33，16阶的旋转阶数下的理论比率成为将各自的值乘以0.52(有效地利用(m1，m2，m3，Nt)＝(2、0、0、5)的旋转阶数8阶、16阶的分析结果振幅比率)所得的值。图22所示的8阶的旋转阶数下的理论比率成为(2，0，0，5)＝1、(2，2，0，10)＝0、(4，0，2，15)＝1、(4，2，2，20)＝0.5、(8，6，4，45)＝0.33、(4，4，2，25)＝0.2、(8，10，4，55)＝0.09、(4，6，2，30)＝0、(4，10，2，40)＝0.25、(4，12，2，45)＝0.33，16阶的旋转阶数的理论比率成为将各自的值乘以0.52(有效地利用(m1，m2，m3，Nt)＝(2、0、0、5)的旋转阶数8阶、16阶的分析结果振幅比率)的值。

如图18的8阶、16阶的旋转阶数所示，可知理论比率与分析结果几乎一致。换句话说，设置本实施方式中的分别偏移规定槽数的三种基本相带组51、52、53的情况(m1、m2、m3均为1以上)能够使低阶的旋转阶数(8阶、16阶)下的噪声及振动降低。在图19中，示出了通过磁场解析对转矩比率、转矩波动比率进行解析的结果。如该图所示，可知与比较例((m1，m2，m3，Nt)＝(2、0、0、5))相比，设置本实施方式中的分别偏移规定槽数的三种基本相带组51、52、53的情况转矩损失较少(2％以下)，能够使转矩波动降低25％以上。同样地，如图22～图23的分析结果所示，可知在m1≠m3的情况下，也能够降低低阶的旋转阶数(8阶、16阶)下的噪声及振动，与比较例相比，转矩几乎不会降低，并使转矩波动降低。像这样，由于能够增加m1、m2、m3的选择的分支，因此能够增加马达M中的相串联匝数的选择的分支。

接下来，使用图25～图26对作为Nspp＝2的整数槽结构的马达M进行说明。如上述那样，在整数槽结构的马达M中，邻接的混合相带50A的线圈边11a全部为相同的结构，因此邻接的同相(U相)的混合相带50A的线圈边11a中心间的距离相同，维持了起磁力分布的旋转对称性。因此对由该对称性引起的马达M的噪声及振动的影响较小。因此，关于整数槽结构的马达M，对由绕组引起的转矩波动的影响进行研究。

在图25中，示出了在作为8极48槽的整数槽结构的马达M中，通过磁场解析对转矩及转矩波动进行分析的结果。这里，该图用将(m1，m2，m3，Nt)＝(1，0，0，2)的转矩、转矩波动设为1的情况的比率表示。根据图25，相对于(m1，m2，m3，Nt)＝(1，0，0，2)，(m1，m2，m3，Nt)＝(1，1，0，4)能够降低转矩波动。另一方面，相对于(m1，m2，m3，Nt)＝(1，0，0，2)，(m1，m2，m3，Nt)＝(1，0，1，4)无法降低转矩波动。即，可知若将第一基本相带组51与使第一基本相带组51在旋转方向X1偏移规定槽数(在本实施例中，为1个槽)的第二基本相带组52混合，则具有转矩波动的降低效果，若将第一基本相带组51与使第一基本相带组51在旋转方向X1偏移规定槽数的2倍(在本实施例中，为2个槽)的第三基本相带组53混合，则转矩波动的降低效果较小。因此，(m1，m2，m3，Nt)＝(0，1，1，4)也能得到转矩波动降低效果。由此，本发明人推测处于偏移规定槽数的关系的基本相带组(有效相位差的组)和与偏移规定槽数无关的基本相带组(单独基本结构)的比例影响转矩波动的降低量。

因此，本发明人基于(M-2×Pm)/M(这里，M＝m1+m2+m3，Pm是(m1+m3)和m2中的较小的一方)的关系式(未成为有效相位差的组的单独基本结构相对于全层数的层数比例)设定了理论上的转矩波动比率(以下称为“理论比率”)。这里，将Pm乘以2是由于第二基本相带组52的层数m2、与相对于第二基本相带组52具有规定槽数的相位差的第一基本相带组51的层数m1+第三基本相带组53的层数m3成为相同数量的值处于偏移规定槽数的关系，将(m1+m3)和m2中的较小的一方乘以2所得的值成为处于偏移规定槽数的关系的合计层数。

如上述那样，用将(m1，m2，m3，Nt)＝(1，0，0，2)的转矩波动设为1的情况的比率表示，除(m1，m2，m3，Nt)＝(1，0，0，2)，(1，1，0，2)的参考值以外，图25为处于m1＝m3的关系的马达M，图26为处于m1≠m3的关系的马达M。

图25所示的转矩波动的理论比率成为(m1，m2，m3，Nt)＝(1，0，0，2)＝1、(1，1，0，4)＝0、(1，0，1，4)＝1、(2，1，2，10)＝0.6、(1，1，1，6)＝0.33、(1，2，1，8)＝0、(1，4，1，12)＝0.33、(1，5，1，14)＝0.43、(1，7，1，18)＝0.56。图26所示的转矩波动的理论比率成为(1，0，0，2)＝1、(1，1，0，4)＝0、(2，0，1，6)＝1、(2，1，1，8)＝0.5、(2，2，1，10)＝0.2、(2，3，1，12)＝0、(2，4，1，14)＝0.14、(2，6，1，18)＝0.33、(2，7，1，20)＝0.40。

如图25的转矩波动所示，可知理论比率与分析结果的趋势相似。即，另外，在设置本实施方式中的分别偏移规定槽数的三种基本相带组51、52、53的情况下(m1、m2、m3均为1以上)，转矩波动下降30％以上，与比较例((m1，m2，m3，Nt)＝(1、0、0、2))相比，转矩损失较少(10％以下)。同样地，如图26的分析结果所示，可知在m1≠m3的情况下，转矩波动也降低，与比较例相比，转矩几乎不降低。像这样，可知分数槽结构的马达M中的与噪声及振动相关的m1、m2、m3的规定能够原封不动地应用为整数槽结构的马达M中的与转矩波动相关的m1、m2、m3的规定。

本发明人研究了能够降低分数槽结构的马达M中的噪声及振动，并降低整数槽结构的马达M中的转矩波动的m1、m2、m3的更简便的规定。因此，若着眼于第二基本相带组52的层数m2相对于第一基本相带组51的层数m1+第三基本相带组53的层数m3的比例(2×m2/(m1+m3)，处于有效相位差的层数比率)，假设在分数槽结构的马达M中能够降低噪声及振动，在整数槽结构的马达M中能够降低转矩波动的数值范围能够统一规定。若该假定正确，则不论Nspp的整数部分a、m1与m3的关系如何，都能够设定用于获得有用的性能改善的m1、m2、m3的变化。

对于本假定进行补充。作为(m1，m2，m3)的比率变更所涉及的量，具有构成上述的同心卷绕的单位线圈11的匝数比率n＝M/m1(M＝m1+m2+m3)。如已述的那样，在同心卷绕构成中，在分数槽结构的马达M中的极对线圈10中的一个极线圈、整数槽结构的马达M中的极对线圈10双方的极线圈中，内外线圈的匝数比率取决于n。因此，由(m1，m2，m3)的比率变更引起的马达M的特性变化基于绕组结构变化，绕组结构变化的具体内容若用同心卷绕结构表示，则能够解释为内外线圈的匝数比率的变化。以上，构成同心卷绕的单位线圈11的匝数比率n按参与分数槽结构的马达M中的噪声及振动、整数槽结构的马达M中的转矩波动的量处理。但是，对于n＝M/m1而言，根据槽结构(分数槽或整数槽)、Nspp的整数部分a、m1与m3的关系，适当的n的范围不同，规定变得烦杂。另一方面，基于上述假定的2×m2/(m1+m3)成为n×m1/(m1+m3)-2，是与n相关的量，是无论槽结构(分数槽或整数槽)、Nspp的整数部分a、m1与m3的关系如何而可统一处理的更普遍的比例量。基于该见解，发现了根据对马达M的特性改善有效的成为2×m2/(m1+m3)＞0的m1、m2、m3的关系，能够容易地设定有用的(m1，m2，m3)的变化。

在图20、图21以及图24中，示出了将该比例2×m2/(m1+m3)设为横轴，在分数槽结构的马达M中，将每个低阶的旋转阶数的噪声及振动、转矩、转矩波动设为纵轴的分析结果。另外，在图25～图26中，示出了在整数槽结构的马达M中，将该比例2×m2/(m1+m3)设为横轴，将转矩、转矩波动设为纵轴的分析结果。

如图20及图21(m1＝m3)、图24(m1≠m3)所示，可知在分数槽结构的马达M中，具有适于每个低阶的旋转阶数的噪声及振动的降低的2×m2/(m1+m3)的范围。另外，关于转矩，2×m2/(m1+m3)越大，即作为一个相位的基本相带结构的第二基本相带组52的层数m2的比例变大，越渐近(m1，m2，m3)＝(0，1，0)的状态，因此能够容易理解转矩趋向转矩比率1增加。由此，在确保期望的转矩的同时，能够降低低阶的旋转阶数的磁吸引力振幅比率、以及转矩波动的范围为1≤2×m2/(m1+m3)≤4。具体地，如图20和图21所示，能够一边使转矩损失为1％左右以内，一边使低阶的旋转阶数的磁吸引力振幅比率为1/3左右以下，转矩波动也能够改善20％左右以上。

如图25～图26所示，1≤2×m2/(m1+m3)≤4的范围在整数槽结构的马达M中，也成为在确保期望的转矩的同时，能够降低转矩波动的范围。像这样，若为1≤2×m2/(m1+m3)≤4，则无论是分数槽或是整数槽均能够在大致维持期望的转矩的同时降低转矩波动。而且，在分数槽中，也能够降低噪声及振动。在图27中，示出了如上述那样能够使马达M的性能提高的该比例2×m2/(m1+m3)与串联连接匝数Nt的关系。如该图所示，在本实施方式中，通过将该比例2×m2/(m1+m3)用范围进行规定，从而能够增加m1、m2、m3的选择的分支，因此能够增加实现性能提高(转矩波动降低、噪声及振动的降低)的马达M中的相串联匝数的选择的分支。由此，能够将根据其他要件(输出特性、施加电压、施加电流、马达尺寸等)请求的相串联匝数与实现上述性能提高的相串联匝数设定为一致、或者接近的值，在满足上述其他要件的同时，也能够实现上述性能提高。另一方面，若没有本见解，则实现上述性能提高的相串联匝数的选择的分支较少，因此与根据上述其他的要件请求的相串联匝数之差变大，仅能够满足上述其他要件、上述性能提高中的一方的情况较多。此时，例如，若选择作为上述性能提高的相串联匝数，则产生不满足其他要件，并作为其对策必须增大马达M的尺寸等的不良情况。在马达M的尺寸存在限制的情况下，无法实现上述性能提高。

(偏斜结构)

图28示出了在未设置偏斜的比较例的8极60槽的马达M中，多个齿部31b与一对转子2的磁极(N极、S极)之间的磁极对置状态的一例。在该图中，将圆环状的定子铁芯31展开成直线状来图示，并示有轴向Z观察时的定子铁芯31。此外，在该图中，对于轭部31a及绕组，省略了图示，在各齿部31b中，标注有形成于定子铁芯31的定子磁极的识别编号(以下，称为定子磁极编号T_No。)。另外，为了便于说明，将定子磁极编号T_No为60与定子磁极编号T_No为1之间的槽32的中央位置设为一对转子2的磁极的位置基准(位置坐标PP为0)。

如图28所示，N极的周向X的两端部22a、22b中的一个端部22a(位置坐标PP为0)与槽32的中央位置对置。相对于此，N极的另一端部22b(位置坐标PP为7.5)与齿部31b的中央位置对置。因此，磁极中心位置(位置坐标PP为3.75)被配设为相对于齿部31b的中心位置(定子磁极编号T_No为4的齿部31b)在旋转方向X1偏移。

该情况下，作用于多个齿部31b的径向Y的电磁吸引力分布(以下，也简称为“吸引力分布”。)成为通过图28的条形图表示的分布。图28示有比较例的马达中的、作用于多个齿部31b的径向Y的电磁吸引力分布的一例。纵轴表示吸引力的大小PSU，横轴表示周向X。比较例的马达在转子2不具备后述的连续偏斜部位42的方面上，与本实施方式的马达M不同。

作用于多个齿部31b的吸引力分布能够通过磁场解析来获取。实线L11表示以直线近似通过条形图表示的吸引力分布的近似直线。如该图所示，定子磁极的吸引力分布的峰值相对于转子N极的中心位置在旋转方向X1偏移。将产生这样的吸引力分布的磁极对置状态设为磁极对置状态M10。

S极的周向X的两端部22c、22d中的一个端部22c(位置坐标PP为7.5)与齿部31b的中央位置对置。相对于此，S极的另一端部22d(位置坐标PP为15)与槽32的中央位置对置。因此，磁极中心位置(位置坐标PP为11.25)被配设为相对于齿部31b的中心位置(定子磁极编号T_No为12的齿部31b)向反旋转方向X2偏移。

该情况下，作用于多个齿部31b的吸引力分布成为通过图28的条形图表示的分布。实线L12表示以直线近似通过条形图表示的每个定子磁极的吸引力分布的近似直线。如该图所示，定子磁极的吸引力分布的峰值相对于转子S极的中心位置，在旋转方向X1偏移。将产生这样的吸引力分布的磁极对置状态设为磁极对置状态M11。

像这样，在1/2系列(c＝2)的马达M中，具备两种磁极对置状态M10及磁极对置状态M11，并具备两种吸引力分布。因此，在周向X上邻接的一对转子磁极彼此吸引力分布不同。其结果为，作用于多个齿部31b的吸引力分布在每一个磁极中不是等效的，而在每一个磁极对(每二个磁极)中在隔极上等效。

两种吸引力分布(两种磁极对置状态M10及磁极对置状态M11)相对于镜面33大体上对称。镜面33是指通过径向Y及轴向Z形成的虚拟的基准面。若实线L11相对于镜面33折回，则与实线L12大体一致。此外，图28的虚线L13表示使实线L11沿周向X平行移动转子2的一个磁极大小而成的线。另外，图28所示的被虚线围起的区域表示齿部31b与一对磁极之间的磁极对置状态的不同。

两种吸引力分布(两种磁极对置状态M10和磁极对置状态M11)具备比取决于转子2的极数(在本实施方式中，为8极)的阶数(在本实施方式中，为空间变形模式8阶)更低阶(在本实施方式中，为空间变形模式4阶)的激振力的成分。

图29示有本实施方式中的多个齿部31b与一对转子2的磁极之间的磁极对置状态的一例。该图为了便于说明，一部分与图28的图示的方法不同。作为不同点，在图29中，将定子3与转子2之间的空隙设为边界，来切换图示的方法。在该图中，在比该边界靠上层，图示了轴向Z观察时的定子3，在比该边界靠下层，图示了径向Y观察时的转子2。这是为了明确表示对转子2实施的连续偏斜与定子3的周向X方向的位置关系而简便地图示的结果。

如图29所示，本实施方式的转子2具备第一基准部位41(基准部位的一例)和连续偏斜部位42(偏斜部位的一例)。第一基准部位41为基准部位，是指成为偏斜的基准的部位。连续偏斜部位42为偏斜部位，是指相对于第一基准部位41在周向X缓缓地偏移，而配设于轴向Z的部位。该连续偏斜部位42相对于第一基准部位41在周向X方向中的旋转方向X1缓缓地偏移而配设于轴向Z。

此外，在该图中，第一基准部位41及连续偏斜部位42以一对转子2的磁极为例进行了图示，但在转子铁芯21中也同样地形成。即，形成转子铁芯21的多个电磁钢板(连续偏斜部位42)相对于形成转子铁芯21的一个电磁钢板(第一基准部位41)，在周向X中的旋转方向X1缓缓地偏移而配设(层叠)于轴向Z。

另外，将利用与轴向Z垂直的平面将连续偏斜部位42沿着周向X二等分时的各部位，从第一基准部位41侧的部位开始依次设为第一连续偏斜部位42a、第二连续偏斜部位42b。像这样，在图29中，为了便于说明，连续偏斜部位42分为第一连续偏斜部位42a和第二连续偏斜部位42b来图示，但连续偏斜部位42形成为一体。此外，在该图中，第一基准部位41为一对磁极的轴向Z的一端侧端面。另外，第二连续偏斜部位42b的轴向Z的两端面中的，与第一连续偏斜部位42a和第二连续偏斜部位42b的边界面不同的一侧的端面为一对磁极的轴向Z的另一端侧端面。

本实施方式中的连续偏斜部位42设定有相对于第一基准部位41的偏斜量的最大值，以使得定子3与转子2的相对偏斜量的最大值通过连续偏斜换算成为定子铁芯31的1个槽间距大小。即，转子2具备第一基准部位41和连续偏斜部位42，定子3不具备这些部位。因此，定子3中的偏斜量为0，转子2的连续偏斜部位42将相对于第一基准部位41的偏斜量的最大值设定为1个槽间距大小。

具体地，如图29所示，第一连续偏斜部位42a与第二连续偏斜部位42b的边界面的一对磁极被配设为相对于第一基准部位41在周向X中的旋转方向X1偏移1/2槽间距大小。另外，一对磁极的轴向Z的另一端侧端面被配设为相对于第一基准部位41在周向X中的旋转方向X1偏移1个槽间距大小。此外，本实施方式的马达M为8极60槽结构的马达M，1个槽间距大小相当于24°的电角度(＝360°/15个槽)。

第一基准部位41的N极的周向X的两端部22a、22b中的一个端部22a(位置坐标PP＝0)与槽32的中央位置对置。第一基准部位41的N极的另一端部22b(位置坐标PP＝7.5)与齿部31b的中央位置对置。此时，第一基准部位41的N极的中心位置(位置坐标PP＝3.75)被配设为相对于齿部31b的中心位置(定子磁极编号T_No为4的齿部31b)在旋转方向X1偏移。

第一连续偏斜部位42a与第二连续偏斜部位42b的边界面的N极的周向X的两端部22a、22b中的一个端部22a(位置坐标PP＝0.5)与齿部31b的中央位置对置。N极的另一端部22b(位置坐标PP＝8)与槽32的中央位置对置。此时，N极的中心位置(位置坐标PP＝4.25)被配设为相对于齿部31b的中心位置(定子磁极编号T_No为5的齿部31b)，在周向X中的反旋转方向X2偏移。

将在使用每极每相槽数Nspp的分母c表示的周向X上分离1/c槽间距(在本实施方式中，为1/2槽间距)的部位称为分离部位。即，用位置坐标PP＝3.75表示的部位与用位置坐标PP＝4.25表示的部位为分离部位。对于用位置坐标PP＝3.75及位置坐标PP＝4.25表示的分离部位间上述的内容在轴向Z的其他分离部位间，也同样适用。

图30是对用图29的虚线围起来的区域的磁极对置状态进行说明的示意图。该图的圆圈表示用位置PC1(位置坐标PP＝3.75)及位置PC2(位置坐标PP＝4.25)表示的分离部位。方形标记表示用位置PD1(位置坐标PP＝4)及位置PD2(位置坐标PP＝4.5)表示的分离部位。三角标记表示用位置PE1(位置坐标PP＝4.25)及位置PE2(位置坐标PP＝4.75)表示的分离部位。如该图所示，这些分离部位位于表示N极的中心位置的虚线上。在任意一个分离部位间，对于用位置PC1(位置坐标PP＝3.75)及位置PC2(位置坐标PP＝4.25)表示的分离部位间上述的内容都同样适用。

另外，对于在图示的分离部位以外的分离部位间，上述的情况也同样适用。即，遍及转子2的轴向Z的整体，与上述的关系相同的关系(在周向X分离了1/2槽间距的分离部位间的关系)成立。另外，如该图所示的磁极对置状态伴随着转子2的移动(转子2的磁极的中心位置移动1个槽间距的整数倍大小)，以1个槽间距为单位，在周向X上反复。

在分离部位间(在图30所示的例子中，例如，圆圈的部位间、方形标记的部位间、三角标记的部位间)，比取决于转子2的磁极数(在本实施方式中，为8极)的阶数(在本实施方式中，为空间变形模式8阶)更低阶(在本实施方式中，为空间变形模式4阶)的激振力的成分在轴向Z在空间上偏移半波长并重叠，转子每极中的均衡性提高，从而这些吸引力分布被高阶化到与转子磁极数相同且为整数槽结构的马达M相同程度(空间变形模式8阶)。由此，能够提高与定子铁芯31的固有振动数一致的转速，例如，能够设定在使用转速范围外。即，本实施方式的马达M由于能够在使用转速范围内避免定子3的共振机会，因此能够降低马达M的噪声及振动。

此外，在相对于第一基准部位41的偏斜量的最大值未被设定为1个槽间距大小的情况下，会产生上述的关系(在周向X分离1/2槽间距的分离部位间的关系)不成立的区域。其结果为，在该区域，残留低阶(在本实施方式中，为空间变形模式4阶)的激振力的成分，并很难遍及转子2的轴向Z的整体，实现吸引力分布的混合、平均化以及均衡化。

图29表示通过磁场解析获取到的、作用于多个齿部31b的径向Y的电磁吸引力分布的一例。纵轴表示吸引力的大小PSU，横轴表示周向X。实线L21表示以直线近似用条形图表示的吸引力分布的近似直线。该图示出了通过上述的吸引力分布的混合、平均化以及均衡化，接近吸引力的峰值在每极中等效的吸引力分布(整数槽结构的吸引力分布)。此外，吸引力间距LP0表示吸引力的峰值在周向X的间隔。吸引力间距LP0以7.5槽间距在每极中均衡，与转子磁极间距(7.5槽间距)一致。

优选连续偏斜部位42从轴向Z的一端侧朝向另一端侧，将相对于第一基准部位41的偏斜量的增加比例或者减少比例设定为恒定。在连续偏斜部位42相对于第一基准部位41在旋转方向X1偏移的情况下，连续偏斜部位42的偏斜量增加。相反，在连续偏斜部位42相对于第一基准部位41在反旋转方向X2偏移的情况下，连续偏斜部位42的偏斜量减少。

如图30所示，根据本实施方式的马达M，连续偏斜部位42从轴向Z的一端侧朝向另一端侧，将相对于第一基准部位41的偏斜量的增加比例设定为恒定。例如，在位置PC1(位置坐标PP＝3.75)与位置PC2(位置坐标PP＝4.25)之间，相对于位置PC1(位置坐标PP＝3.75)的偏斜量的增加量为1/2槽间距大小。另外，在位置PC2(位置坐标PP＝4.25)与位置PC3(位置坐标PP＝4.75)之间，相对于位置PC2(位置坐标PP为4.25)的偏斜量的增加量为1/2槽间距大小。像这样，从位置PC1(位置坐标PP＝3.75)遍及位置PC3(位置坐标PP＝4.75)，偏斜量以恒定比例均匀地增加。

像这样，由于连续偏斜部位42从轴向Z的一端侧朝向另一端侧，相对于第一基准部位41的偏斜量的增加比例设定为恒定，所以与相对于第一基准部位41的偏斜量不连续地变化的情况相比，能够降低轴向Z的漏磁通。伴随于此，也能够实现转子构造、制造工序的简单化。上述情况对于将相对于第一基准部位41的偏斜量的减少比例设定为恒定的情况下，也同样适用。在该情况下，连续偏斜部位42相对于第一基准部位41，在周向X中的反旋转方向X2缓缓地偏移而配设于轴向Z。

像这样，本实施方式中的连续偏斜部位42相对于第一基准部位41在周向X缓缓地偏移而配设于轴向Z。另外，连续偏斜部位42将相对于第一基准部位41的偏斜量的最大值设定为1个槽间距大小。因此，转子2的周向X的任意的位置部位在周向X，以1个槽间距大小的宽度拓宽，并与定子3对置，所以定子3的槽32的开口部中的磁变动缓缓地变化，而降低转矩波动。

此外，在分数槽结构的马达M中，由于在周向X中，不同的磁极对置状态反复，所以转矩波动与整数槽结构的旋转电机相比，处于减少的趋势。根据本实施方式的马达M，由于转子2具备连续偏斜部位42，所以由定子磁极与转子磁极的磁极对置状态引起的转矩波动被进一步降低。另外，根据本实施方式的马达M，由于转子2具备连续偏斜部位42，所以也能够抑制磁通急剧变化，并实现铁损的降低、磁铁涡流损失的降低、铜涡流损失的降低等。

如非专利文献1所记载那样，为了降低高次谐波成分，实施定子3的1/c(c为每极每相槽数的分母)槽间距大小的连续偏斜(将相对于第一基准部位41的偏斜量的最大值设定为1/c槽间距)、或者作为与其相当的简易版的阶梯偏斜(周向偏移量1/(2×c)槽间距)即可。通过定子3的nq/c槽间距(nq为自然数)大小的连续偏斜也可得到相同的效果。其中，自然数nq越大，马达M的转矩损失越增大。另外，有制造变繁琐的趋势。因此，通常，作为自然数nq选择1。不过，由此，由于无法改善上述的转子2、定子3间的磁周期性的劣化，因此无法降低比转子磁极数更低阶的空间变形模式的噪声及振动。另一方面，在本实施方式中，在分数槽结构的马达M中，连续偏斜部位42设定有相对于第一基准部位41的偏斜量的最大值(在本实施方式中，为1个槽间距大小，即nq＝c＝2)，以使得定子3与转子2的相对偏斜量的最大值通过连续偏斜换算成为定子铁芯31的1个槽间距大小。即，选择2作为自然数nq。由此，首先，能够实现马达M的噪声及振动的降低，同时也能够降低转矩波动、输出波形所包含的高次谐波成分。

另外，作为降低马达M的噪声、振动以及转矩波动的方法，可举出在定子铁芯31的各齿前端部、或者与各齿前端部对置的转子铁芯21的表面(外侧表面)，设置切口的方法。然而，该方法实际上为空隙的放大，与上述的偏斜相比，转矩损失增大。本实施方式的马达M能够抑制转矩损失，并降低马达M的噪声、振动以及转矩波动。

此外，虽未图示，但作为变形例，也可以定子3具备第一基准部位41和连续偏斜部位42。具体地，形成定子铁芯31的多个电磁钢板(连续偏斜部位42)相对于形成定子铁芯31的一个电磁钢板(第一基准部位41)，在周向X中的反旋转方向X2缓缓地偏移而配设(层叠)于轴向Z。

另外，虽未图示，但作为其他变形例，也可以定子3及转子2均具备第一基准部位41和连续偏斜部位42。具体地，定子3具备第一基准部位41和相对于第一基准部位41在旋转方向X1偏移的连续偏斜部位42，连续偏斜部位42将相对于第一基准部位41的偏斜量的最大值设定为1/2槽间距大小。转子2具备第一基准部位41和在反旋转方向X2偏移的连续偏斜部位42，连续偏斜部位42将相对于第一基准部位41的偏斜量的最大值设定为1/2槽间距大小。由此，定子3与转子2的相对偏斜量的最大值通过连续偏斜换算成为定子铁芯31的1个槽间距大小。

本变形例的马达M与仅由定子3及转子2中的一方进行偏斜的情况的偏斜量相比，能够降低定子3及转子2的偏斜量。其结果为，能够降低漏磁通，从而能够抑制转矩损失。

进一步，根据本变形例的马达M，定子3的连续偏斜部位42中的偏斜量的最大值与转子2的连续偏斜部位42中的偏斜量的最大值被设定为相同值(1/2槽间距大小)。由此，本变形例的马达M能够在定子3及转子2双方，均衡地分担偏斜量，使其分散，并能够分担伴随着偏斜的定子3及转子2的制造的繁琐程度，提高制造工序中的作业性。

(另一实施方式1)

另一实施方式1在第一基准部位41具备轴向Z的一端侧第一基准部位41a(基准部位的一例)和轴向Z的另一端侧第一基准部位41b(基准部位的一例)，连续偏斜部位42具备一端侧连续偏斜部位45a(偏斜部位的一例)和另一端侧连续偏斜部位45b(偏斜部位的一例)的方面上不同。

图31表示径向Y观察时的定子3的偏斜的状态的一例。在本实施方式中，转子2中的偏斜量为0。因此，定子3的偏斜位置沿着轴向Z而形成。直线51表示基准位置P_ref中的定子3的偏斜位置，轴向Z的一端侧与轴向Z的另一端侧在周向X对齐。

使用相同的图31，对转子2中的偏斜的一例进行说明。在该情况下，定子3中的偏斜量为零。在本实施方式中，转子2也具备第一基准部位41和连续偏斜部位42。其中，在本实施方式中，第一基准部位41具备一端侧第一基准部位41a和另一端侧第一基准部位41b。

另外，连续偏斜部位42具备一端侧连续偏斜部位45a和另一端侧连续偏斜部位45b。一端侧连续偏斜部位45a是指轴向Z的一端侧的一半的部位从一端侧第一基准部位41a在旋转方向X1缓缓地偏移而配设到轴向Z的中央部46的部位。另一端侧连续偏斜部位45b是指轴向Z的另一端侧的一半的部位从中央部46在周向X中的反旋转方向X2缓缓地偏移而配设到另一端侧第一基准部位41b的部位。此外，在本实施方式中，定子3的基准位置P_ref与转子2的基准位置P_ref(一端侧第一基准部位41a的基准位置及另一端侧第一基准部位41b的基准位置)一致。

一端侧连续偏斜部位45a将相对于一端侧第一基准部位41a的偏斜量的最大值设定为1个槽间距大小。直线55a表示转子2的偏斜位置，轴向Z的一端侧的基准位置P_ref同与轴向Z的中央部46的基准位置P_ref分离1个槽间距的位置连结。同样地，另一端侧连续偏斜部位45b将相对于另一端侧第一基准部位41b的偏斜量的最大值设定为1个槽间距大小。直线55b表示转子2的偏斜位置，与轴向Z的中央部46的基准位置P_ref分离1个槽间距的位置和轴向Z的另一端侧的基准位置P_ref连结。通过这些，在定子3及转子2的轴向Z的中央部46，定子3与转子2的相对偏斜量最大，定子3与转子2的相对偏斜量的最大值通过连续偏斜换算成为定子铁芯31的1个槽间距大小。

根据本实施方式的马达M，转子2具备第一基准部位41和连续偏斜部位42。第一基准部位41具备一端侧第一基准部位41a和另一端侧第一基准部位41b。连续偏斜部位42具备一端侧连续偏斜部位45a和另一端侧连续偏斜部位45b。另外，以定子3与转子2的相对偏斜量的最大值通过连续偏斜换算成为定子铁芯31的1个槽间距大小的方式，设定有第一基准部位41和轴向Z的中央部46。由此，本实施方式的马达M能够得到与上述的实施方式中的作用效果相同的作用效果。

另外，一端侧连续偏斜部位45a从轴向Z的一端侧朝向中央部46，相对于一端侧第一基准部位41a的偏斜量的增加比例设定为恒定，另一端侧连续偏斜部位45b从轴向Z的中央部46朝向另一端侧，相对于另一端侧第一基准部位41b的偏斜量的减少比例设定为恒定。另外，优选偏斜量的增加比例的绝对值与偏斜量的减少比例的绝对值设定为相同值。由此，与相对于第一基准部位41(一端侧第一基准部位41a、另一端侧第一基准部位41b)的偏斜量不连续地变化的情况相比，能够降低漏磁通。另外，也能够实现制造工序的简单化。

进一步，由于本实施方式中的连续偏斜部位42具备一端侧连续偏斜部位45a和另一端侧连续偏斜部位45b，所以能够确保关于轴向Z上的中央部46的折回对称性，并降低扭转共振。此外，在永磁铁22为烧结磁铁的情况下，有在将永磁铁22安装于转子铁芯21的磁铁收容部时的作业性恶化的可能性。在该情况下，也可以利用与轴向Z相垂直的平面沿着周向X将永磁铁22二等分来分割。通过从轴向Z的一端侧安装分割出的一个永磁铁22，并从轴向Z的另一端侧安装分割出的另一永磁铁22，能够降低上述的作业性的恶化。

此外，在本实施方式中，上述的实施方式中的分离部位(在周向X分离1/2槽间距的部位)的轴向Z的距离大体减半。因此，在本实施方式中，由于更近距离地实现吸引力分布的高阶化，因此更有效地作用。另外，本实施方式在定子3及转子2的轴长(轴向Z的尺寸)增大的情况下也优选。进一步，也可以将本实施方式的结构在轴向Z中反复使用。另外，在连续偏斜部位42中，在旋转方向X1缓缓地偏移的部位与在周向X中的反旋转方向X2缓缓地偏移的部位也可以数目不相同。这些能够根据马达M的组成、所需规格等，适当地选择。

(另一实施方式2)

另一实施方式2在定子3具备第一基准部位41(基准部位的一例)和连续偏斜部位42，转子2具备第二基准部位43(基准部位的一例)和阶梯偏斜部位44(偏斜部位的一例)的方面上，与上述的实施方式不同。

图32表示定子3、转子2的偏斜的状态。其中，转子2为处于定子3的内周侧的内转子型，示出了定子3在定子3的内周观察、转子2在转子2的外周观察时的偏斜的状态。因此，定子3的偏斜的偏移方向X1、X2的方向与转子2的偏斜偏移方向成为相反。为了表示该情况，定子3相关用虚线表示，转子2相关用实线表示。图32的虚线表示定子3的偏斜的状态的一例。在本实施方式中，定子3具备第一基准部位41和连续偏斜部位42。因此，定子3的偏斜位置从轴向Z的一端侧朝向另一端侧根据偏斜量而位移。连续偏斜部位42相对于第一基准部位41在周向X中的反旋转方向X2缓缓地偏移而配设于轴向Z。此时的相对于第一基准部位41的偏斜量的最大值被设定为1/2槽间距大小。

图32的实线表示转子2的偏斜的状态的一例。在本实施方式中，转子2具备第二基准部位43和阶梯偏斜部位44。第二基准部位43为基准部位，是指成为偏斜的基准的部位。阶梯偏斜部位44为偏斜部位，是指相对于第二基准部位43在周向X阶梯状地偏移而配设于轴向Z的部位。阶梯偏斜部位44相对于第二基准部位43在周向X中的旋转方向X1阶梯状(一级)地偏移而配设于轴向Z。像这样，基准部位具备第一基准部位41和第二基准部位43，偏斜部位具备连续偏斜部位42和阶梯偏斜部位44。此外，定子3的基准位置P_ref(第一基准部位41的基准位置)与转子2的基准位置P_ref(第二基准部位43的基准位置)一致。

阶梯偏斜部位44中的相对于第二基准部位43的偏斜量被设定为连续偏斜部位42中的相对于第一基准部位41的偏斜量的最大值的一半。如已叙述的那样，在本实施方式中，定子3的连续偏斜部位42中的相对于第一基准部位41的偏斜量的最大值被设定为1/2槽间距大小。因此，转子2的阶梯偏斜部位44中的相对于第二基准部位43的偏斜量被设定为1/4槽间距大小。由此，在定子3及转子2的轴向Z的另一端侧，定子3与转子2的相对偏斜量最大，定子3与转子2的相对偏斜量的最大值通过连续偏斜换算成为定子铁芯31的1个槽间距大小。

图32示有连续偏斜部位42与阶梯偏斜部位44的偏斜量的换算方法。定子3的连续偏斜部位42相对于第一基准部位41在周向X中的反旋转方向X2缓缓地偏移而配设于轴向Z。此时的相对于第一基准部位41的偏斜量的最大值被设定为1/2槽间距大小。如该图所示，第一连续偏斜部位42a(与阶梯偏斜的第二基准部位43对应)中的连续偏斜的中心位置54a相当于从基准位置P_ref在周向X中的旋转方向X1移动了1/8槽间距大小的位置。另外，第二连续偏斜部位42b(与阶梯偏斜的阶梯偏斜部位44对应)中的连续偏斜的中心位置54b相当于从基准位置P_ref在周向X中的旋转方向X1移动了3/8槽间距大小的位置。

第一连续偏斜部位42a的中心位置54a与第二连续偏斜部位42b的中心位置54b的差分(1/4槽间距大小)成为阶梯偏斜部位44中的相对于第二基准部位43的偏斜量。此外，若使第一连续偏斜部位42a的中心位置54a在周向X中的反旋转方向X2移动1/8槽间距大小，则与基准位置P_ref一致。另外，若使第二连续偏斜部位42b的中心位置54b在周向X中的反旋转方向X2移动1/8槽间距大小，则与连续偏斜部位42的中心位置一致。

根据本实施方式的马达M，定子3具备第一基准部位41和连续偏斜部位42，转子2具备第二基准部位43和阶梯偏斜部位44。另外，阶梯偏斜部位44中的相对于第二基准部位43的偏斜量被设定为连续偏斜部位42中的相对于第一基准部位41的偏斜量的最大值的一半(在本实施方式中，为1/4槽间距大小)。由此，能够降低伴随着偏斜的定子3及转子2的制造的繁琐程度，提高制造工序中的作业性。具体而言，若考虑将绕组向定子铁芯31的多个槽32组装时的作业性，则与定子3具备阶梯偏斜部位44相比，优选定子3具备连续偏斜部位42。另一方面，在永磁铁22为烧结磁铁的情况下，若考虑将永磁铁22向转子铁芯21的磁铁收容部安装时的作业性，则与转子2具备连续偏斜部位42相比，优选转子2具备阶梯偏斜部位44。通过上述的结构，在定子3及转子2双方中，能够提高制造工序中的作业性。

此外，定子3的连续偏斜部位42也能够相对于第一基准部位41在周向X中的旋转方向X1缓缓地偏移而配设于轴向Z。在该情况下，优选转子2的阶梯偏斜部位44相对于第二基准部位43在周向X中的反旋转方向X2阶梯状(一级)偏移而配设于轴向Z。即，优选在定子3的连续偏斜部位42相对于第一基准部位41在周向X中的旋转方向X1偏移时，转子2的阶梯偏斜部位44相对于第二基准部位43在周向X中的反旋转方向X2偏移。由此，能够得到与在第二变形方式中已叙述的作用效果相同的作用效果。

另外，阶梯偏斜部位44也能够相对于第二基准部位43在周向X阶梯状(多级)地偏移而配设于轴向Z。在该情况下，也与图32所示的一级的情况相同，能够使连续偏斜的各中心位置与阶梯偏斜的各中心位置一致，换算阶梯偏斜部位44的各级中的相对于第二基准部位43的偏斜量。

如以上说明的那样，通过具备分别偏移规定槽数的三种基本相带组51、52、53，并将m1、m2、m3的比例合理化，从而在分数槽结构的马达M中，能够降低由通过绕组分布产生的低阶的旋转阶数的激振力引起的马达M的噪声及振动，在整数槽结构的马达M中，能够降低由绕组分布引起的转矩波动。另外，通过以定子3与转子2的相对偏斜量的最大值通过连续偏斜换算成为定子铁芯31的一个槽间距大小的方式，设定连续偏斜部位42相对于基准部位41的偏斜量的最大值，从而能够降低由基于反映定子铁芯31与转子铁芯21的对置状态的周向磁周期性劣化的高阶的旋转阶数的激振力引起的马达M的噪声及振动。而且，转矩波动、输出波形所包含的高次谐波成分也能够与马达M的噪声及振动的降低一起降低。即，通过将绕组结构、定子铁芯31与转子铁芯21的对置状态合理化，从而能够降低所有旋转阶数下的噪声及振动、转矩波动。

其中，根据定子铁芯31、转子铁芯21的磁饱和状态、形状、尺寸不同，基于偏斜、绕组结构的合理化的效果参差不齐，或者下降贡献度不同。但是，基于偏斜、绕组结构的合理化的并用与各单独实施的情况相比，对于能够在马达M的整个旋转区域降低噪声及振动没有变化。另一方面，基于偏斜、绕组结构的合理化的并用与各单独实施的情况相比，由于转矩损失增大，因此例如当在马达M的动作范围产生的噪声及振动能够通过偏斜及绕组结构的合理化中的任一方应对的情况，且在仅降低噪声及振动即可的情况下，仅实施有效的对策即可。

上述的实施方式中的马达M并不限于三相交流同步电动机，也可以是任意相数的交流电动机、感应电动机、同步电动机等。

工业上的可利用性

本发明能够利用于具备具有收容由导线构成的线圈的多个槽的定子、和与定子对置并具有多个磁极的转子的旋转电机。

Claims (5)

1.一种旋转电机，其具备：

定子，其具有收容由导线构成的线圈的多个槽；和

转子，其与该定子对置并具有多个磁极，

所述旋转电机为将所述定子的槽数除以相数及所述转子的磁极数所得的每极每相的槽数用最简分数表示分母为2的分数槽结构、或者所述每极每相的槽数为自然数的整数槽结构，

将在所述转子的所述磁极的每极中同相且电流方向相同的收容于一个或邻接的多个所述槽的所述线圈的线圈边的集合设为基本相带，构成将第一基本相带组、第二基本相带组以及第三基本相带组依次在所述槽的径向层叠而成的混合相带组，其中，所述第一基本相带组将所述基本相带分别按照每极配置而成，所述第二基本相带组将所述第一基本相带组在所述转子的旋转方向偏移规定槽数而成，所述第三基本相带组将所述第二基本相带组在所述旋转方向偏移所述规定槽数而成，

所述混合相带组在每极中的各相的起磁力的大小分别均衡，当将所述第一基本相带组的所述径向的层数设为m1，将所述第二基本相带组的所述径向的层数设为m2，将所述第三基本相带组的所述径向的层数设为m3时，满足0＜2×m2/(m1+m3)的关系。

2.根据权利要求1所述的旋转电机，其中，

满足1≤2×m2/(m1+m3)≤4的关系。

3.根据权利要求2所述的旋转电机，其中，

满足m1＝m3的关系。

4.根据权利要求1～3中的任一项所述的旋转电机，其中，

所述规定槽数在所述分数槽结构的情况下，为与将所述每极每相的槽数乘以所述相数所得的每极槽数最近的整数，在所述整数槽结构的情况下为1。

5.根据权利要求1～4中的任一项所述的旋转电机，其中，

所述定子及所述转子中的至少一方具备：

基准部位，其成为偏斜的基准；和

偏斜部位，其在相对于所述基准部位在所述旋转方向偏移的状态下配置于与所述旋转方向及所述径向正交的正交方向，

所述偏斜部位设定有相对于所述基准部位的所述偏斜部位的偏斜量的最大值，以使得所述定子与所述转子的相对偏斜量的最大值通过连续偏斜换算成为定子铁芯的1个槽间距大小。

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