CN1115014C - 信道特性推测装置 - Google Patents

Abstract

在抽样点的时差的基础上推测信道特性，并减少存储容量和为推测所进行的处理步骤。第一加法器将检测的导频信号相加，而第二加法器将各个时隙相加。将来自第一加法器的输出和来自第二加法器的输出在第三加法器中相加。来自第一加法器的输出和来自第二加法器的输出在第四加法器中相加。来自第四加法器的输出通过LPF进行滤波，以获得输出b(k)，而来自第三加法器的输出被FLT补偿，以获得作为信道特性的偏离值的a(k)。

Description

信道特性推测装置

技术领域

本发明涉及用于推测传输信道的特性的装置。本发明的信道特性推测装置适合用于诸如扩频CDMA(码分多址)的数字移动通讯系统中的接收器。

背景技术

通常，为了补偿在所接收到的数据信号中的失真，在具有规定模式的导频信号的基础上推测传输信道的特性。

此种导频信号通过正交成分进行输送，而传输数据通过同相成分进行输送，如图5中所示。接收器推测振幅和导频信号的相位中的波动，从而补偿在所接收信号中的失真。

图5中所示的传输数据被包含在具有某一时间间隔的时隙中。同样导频信号被包含在时隙中。此外，通常将其他的信号插入到包含导频信号的时隙中。

图4中所示的传统的接收器可接收上述的数据和导频信号。

通过天线1接收的数据和导频信号分别被匹配滤波器3和4检测。每个匹配滤波器检测与每个自身的伪-随机序列的相关性。

信道特性推测电路6在从匹配滤波器4接收的输出的基础上推测传输信道特性，而延迟电路5将来自匹配滤波器3的输出延迟对在信道特性推测电路6中进行信号处理所需要的时间间隔。

乘法器7通过将来自延迟电路5的输出与来自信道特性推测电路6的输出相乘而补偿传输的失真。此外，准备用于不同时间的多个乘法器7，通过加法器8将来自多个乘法器7的输出相加。这里，每个乘法器都与匹配滤波器3和4、信道特性推测电路6和延迟电路5相连。

在参考文献1(电子协会的交流，信息和通讯工程师，B-11，Vol.J77-B-11，No.11，pp.628-640(1994.11))中描述了用于推测信道特性的公式的一个例子。

参考文献1中的公式通过在所检测的导频信号X的Ne(nTb)抽样的基础上通过使用非-循环滤波器将信道特性近似为线性形式。

在参考文献1中用于获得抽头系数Ci(tap coefficients)的公式为： $\mathrm{Ci}=\frac{-6i+4\mathrm{Ne}-2}{\mathrm{Ne}(\mathrm{Ne}+1)}(i=0,...,\mathrm{Ne}-1).$

Ne：抽头数

Ci：抽头系数这里，Ne为150，每个抽样都具有同样的权重。

在参考文献2(电子协会的技术报告，信息和通讯工程师，RCS97-163(1997，11))中描述了另外一个用于推测信道特性的公式的例子。 $\stackrel{\‾}{{\mathrm{\ξ}}_l}\left(n\right)=\frac{1}{2L}\underset{m=-L}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_m{\hat{h}}_l(n+m)$ 2L：所使用的码元数βm：第m个权重 ${\hat{h}}_l(n+m)$ ：在第1个分支中响应第(n+m)个

 码元的所推测的复脉冲 $\stackrel{\‾}{{\mathrm{\ξ}}_l}\left(n\right)$ ：所推测的第n个码元的信道

当抽样点远离观察时间时通过公式2所计算的信道特性推测值在变小的权重βm的基础上被加权平均。在参考文献2中在关注点周围使用了160抽样点。

然而，在通过线性近似用于获得传输信道特性的公式1中，并未根据与观察时间的时间差给出抽样点的权重。

此外，尽管根据与观察时间的时间差给出了抽样点的权重，公式只计算了信道推测值的平均值。

当信道特性波动很快时，通过公式1的线性近似比通过公式2的平均会更精确。然而，由于信道特性依赖于时间，所以对远离观察点的抽样点最好给出较少的权重。

然而，还无法根据与观察时间的时间差改变公式1中的权重。

此外，需要足够存储150到160抽样点的存储量和数据处理容量，这是因为为了减少噪声的影响，公式1和公式2需使用较多的抽样。

发明内容

因此，本发明的一个目的是提供一种电路，其在考虑到抽样点与观察时间的时间差的情况下以线性的形式推测传输信道的特性。

本发明的另一个目的是减少用于推测信道特性的存储容量和数据处理的负担。

根据本发明，其提供一种信道特性推测装置，其中通过接收在时隙中包含N个抽样的导频信号推测所述信道特性的倾斜值和偏离值，它包含第一加法器，用于相加每个所述时隙的所述抽样；第二加法器，用于将所述抽样相加，所述抽样被与其在每个所述时隙中的抽样位置号相乘；第三加法器，用于将与(4N-2)/(N(N+1))相乘的所述第一加法器的输出和与(-6)/(N(N+1))相乘的所述第二加法器的输出相加，其中N≤M，N为每时隙的导频信号的抽样数，M为每时隙的抽样数；第四加法器，用于将与(-6)/(N(N+1))相乘的所述第一加法器的输出和与(12)/(N(N-1)(N+1))相乘的所述第二加法器的输出相加，其中N≤M，N为每时隙的导频信号的抽样数，M为每时隙的抽样数；低通滤波器，用于滤波所述第四加法器的输出并用于输出所述倾斜值；及补偿装置，用于补偿来自所述第三加法器的输出和用于输出所述偏离值。

本发明还提供一种使用信道特性推测装置的无线接收器，其中所述信道特性推测装置通过接收在时隙中包含N个抽样的导频信号推测所述信道特性的倾斜值和偏离值，且所述信道特性推测装置包含：第一加法器，用于相加每个所述时隙的所述抽样；第二加法器，用于将所述抽样相加，所述抽样被与其在每个所述时隙中的抽样位置号相乘；第三加法器，用于将与(4N-2)/(N(N+1))相乘的所述第一加法器的输出和与(-6)/(N(N+1))相乘的所述第二加法器的输出相加；第四加法器，用于将与(-6)/(N(N+1))相乘的所述第一加法器的输出和与(12)/(N(N-1)(N+1))相乘的所述第二加法器的输出相加；低通滤波器，用于滤波所述第四加法器的输出并用于输出所述倾斜值；及补偿装置，用于补偿来自所述第三加法器的输出和用于输出所述偏离值。

本发明还提供一种信道特性推测方法，其中通过接收在时隙中包含N个抽样的导频信号推测所述信道特性的倾斜值和偏离值，其包含如下的步骤：通过第一加法器将每个所述时隙的所述抽样相加；通过第二加法器将与其自身每个所述时隙的抽样位置号相乘的所述抽样相加；通过第三加法器将来自所述第一加法器的与(4N-2)/(N(N+1))相乘的输出与来自所述第二加法器的与(-6)/(N(N+1))相乘的输出相加，其中N≤M，N为每时隙的导频信号的抽样数，M为每时隙的抽样数；通过第四加法器将来自所述第一加法器的与(-6)/(N(N+1))相乘的输出和来自所述第二加法器的与(12)/(N(N-1)(N+1))相乘的输出相加，其中N≤M，N为每时隙的导频信号的抽样数，M为每时隙的抽样数；通过低通滤波器将来自所述第四加法器的输出滤波，并输出所述倾斜值；及通过补偿装置补偿来自所述第三加法器的输出并用于输出所述偏离值。

在本发明的信道特性推测装置中，对每个时隙计算第一级近似情况下的信道特性中的倾斜值(inclination)和偏离值。然后，通过低通滤波器加工倾斜值参数，而在被补偿的倾斜值参数的基础上补偿偏离值参数。

通过此种低通滤波，可以在抽样点的时差的基础上推测信道特性。此外，上述的在时隙基础上的计算，可以减少存储容量和处理步骤。

根据本发明，根据对应于抽样点与观察时间的时间差的权重可获得信道特性的第一级近似，这是因为通过循环低通滤波器处理通过第一级近似的一时隙一时隙的推测出的信道特性中的推测倾斜值b(k)。

此外，根据本发明，因为只通过一时隙一时隙的对数据进行处理，从而可降低用于推测信道特性所需的存储量和计算步骤。

附图说明

图1为本发明的信道特性推测装置的方框图；

图2为图1中所示的低通滤波器实例的方框图；

图3为图1中所示的偏离补偿装置的实例的方框图；

图4为用于检测导频信号的CDMA接收器的实例的方框图；

图5是描述在I-Q面上被调制的导频信号和数据的示意图；

图6为用于解释信道特性的第一级近似的示意曲线图；

下面将参考相应的附图对本发明的最佳实施例进行详细描述。

图1中示出了本发明的信道特性推测装置的方框图。

如图1中所示，通过匹配滤波器检测导频信号x(kM+n)。这里，M为每个时隙的抽样数，k为时隙数，而n(n＝0，1，...M-1)为时隙中的抽样数。

加法器11将所检测的x(kM+n)一时隙一时隙的相加，而加法器12将nX(x(kM+n))一时隙一时隙的相加。

加法器11和12相加N个抽样。这里，将第一组N个(N≤M)提供给每个时隙中的导频信号。

开关13和14打开每个时隙，用于从加法器11和12获取输出抽样。

此外，乘法器15将来自开关13的输出与(4N-2)/(N(N+1))相乘。乘法器16将来自开关14的输出与(12)/(N(N-1)(N+1))相乘。乘法器17将来自开关14的输出与(-6)/(N(N+1))相乘。乘法器18将来自开关13的输出与(-6)/(N(N+1))相乘。

此外，加法器19将乘法器15的输出和乘法器17的输出相加，而加法器20将乘法器16的输出和乘法器18的输出相加。

低通滤波器29输出来自加法器20的低频率成分。偏离补偿装置28在LPF(低通滤波器)29的基础上补偿来自加法器19的输出。

来自偏离补偿装置28的输出a(k)为时隙的信道特性的偏离值，而来自LPF29的输出b(k)为时隙的信道特性的倾斜值。因此，信道特性的推测值为：

n×b(k)+a(k)

在图2中示出了图1中的LPF29的一个实例。

加法器21将加法器20的输出和乘法器24的输出相加。乘法器22将加法器21的输出与1/(1+α²)^1/2相乘。

延迟电路23将乘法器22的输出延迟，乘法器24将延迟电路23的输出与系数α相乘。乘法器22的输出由LPF29输出。

图3中示出了图1中所示的偏离补偿装置。

加法器31将加法器19的输出和乘法器34的输出相加。乘法器32将加法器31的输出与1/(1+α²)^1/2相乘。

延迟电路33将加法器36的输出延迟一个时隙的时间。然后，乘法器34将延迟电路33的输出与正参数α相乘。乘法器35将LPF29的输出b(k)与每个时隙的抽样数M相乘。加法器36将乘法器32的输出与乘法器35的输出相加。最后，乘法器32的输出被从偏离补偿装置28输出。

通过参考文献1中的公式3确定乘法器15到17中的乘法系数。这些系数被用于完成每个时隙中的第一级近似。 $\left[\frac{\frac{\mathrm{Ne}(\mathrm{Ne}-1)(2\mathrm{Ne}-1)}{6}}{\frac{\mathrm{Ne}(\mathrm{Ne}-1)}{2}}\frac{\frac{\mathrm{Ne}(\mathrm{Ne}-1)}{2}}{\mathrm{Ne}}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{\α}\\ \mathrm{\β}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\underset{i=0}{\overset{\mathrm{Ne}-1}{\mathrm{\Σ}}}i\×\left((n-i)\mathrm{Tb}\right)\\ \underset{i=0}{\overset{\mathrm{Ne}-1}{\mathrm{\Σ}}}\×\left((n-i)\mathrm{Tb}\right)\end{array}\right]$ Ne：抽头数Tb：一比特的时间间隔X(nTb)：通过矫正检测所获得的基-带信号a(nTb)：推测的X(nTb)αi+β＝a((n-1)Tb)

在该公式中，其右侧对应图1中的公式“X(kM+n)”，公式左侧的字母“α”对应加法器20的输出，字母“β”对应加法器19的输出。这里，在公式中，右侧上部公式简写为“A”，右侧下部公式简写为“B”，左侧的左上部公式简写为“a”(即Ne(Ne-1)(2Ne-1)/6)，左侧右上部公式简写为“b”(即Ne(Ne-1)/2)，公式左侧的左下部公式简写为“c”(即Ne(Ne-1)/2)，公式左侧的右下部公式简写为“d”(即Ne)。

结果，上述公式可变为：

“aα+bβ＝A，cα+dβ＝B”

当公式“aα+bβ＝A，cα+dβ＝B”被扩展α和β时，公式变为“α＝(Ad-Bb)/(ad-cd)，β＝(Ba-Ac)/(ad-cb)，当将α＝(Ad-Bb)/(ad-cd)，β＝(Ba-Ac)/(ad-cb)代入a，b，c和d时，可得到如下的公式：

α＝[12/{Ne(Ne-1)(Ne+1)}]A-[6/{Ne(Ne+1)]B

β＝[2(2-1)/{Ne(Ne+1)}]B-[6/{Ne(Ne+1)}A

因为这些乘法器在每个时隙中只使用一次，从而可减少数据处理步骤。

延迟电路23和乘法器24的回馈路径为第一级循环滤波器，从而通过较少的存储器和计算步骤就可消除信道特性的倾斜值b(k)的噪声。

可用更高级的具有更多抽头的滤波器或非-循环滤波器替代包括延迟电路23和乘法器24的回馈路径或包含延迟电路33和乘法器34的回馈路径。为了在时隙的端点获得偏离值，将M×b(k)引入加法器36。

Claims (7)

1.一种信道特性推测装置，其中通过接收在时隙中包含N个抽样的导频信号推测所述信道特性的倾斜值和偏离值，其特征在于，它包含：

第一加法器，用于相加每个所述时隙的所述抽样；

第二加法器，用于将所述抽样相加，所述抽样被与其在每个所述时隙中的抽样位置号相乘；

第三加法器，用于将与(4N-2)/(N(N+1))相乘的所述第一加法器的输出和与(-6)/(N(N+1))相乘的所述第二加法器的输出相加，其中N≤M，N为每时隙的导频信号的抽样数，M为每时隙的抽样数；

第四加法器，用于将与(-6)/(N(N+1))相乘的所述第一加法器的输出和与(12)/(N(N-1)(N+1))相乘的所述第二加法器的输出相加，其中N≤M，N为每时隙的导频信号的抽样数，M为每时隙的抽样数；

低通滤波器，用于滤波所述第四加法器的输出并用于输出所述倾斜值；及

补偿装置，用于补偿来自所述第三加法器的输出和用于输出所述偏离值。

2.根据权利要求1所述的信道特性推测装置，其特征在于所述低通滤波器为循环滤波器。

3.根据权利要求1所述的信道特性推测装置，其特征在于所述补偿装置包含：

第一乘法器，用于将来自所述低通滤波器的输出与M相乘，其中M为在所述时隙中的总的抽样数；

第五加法器，用于将来自所述补偿装置的输出与来自所述第一乘法器的输出相加；

延迟电路，用于将来自所述第五加法器的输出延迟；

第二乘法器，用于将来自所述延迟电路的输出与系数α相乘；

第六加法器，用于将来自所述第三加法器的输出与来自所述第二乘法器的输出相加；及

第三乘法器，其输出为来自所述补偿装置的输出，用于将所述第六加法器的输出与另外一个系数(1/(1+α²)^1/2)相乘。

4、一种使用权利要求1中的信道特性推测装置的无线接收器，其中所述信道特性推测装置通过接收在时隙中包含N个抽样的导频信号推测所述信道特性的倾斜值和偏离值，且所述信道特性推测装置包含：

第一加法器，用于相加每个所述时隙的所述抽样；

第二加法器，用于将所述抽样相加，所述抽样被与其在每个所述时隙中的抽样位置号相乘；

第三加法器，用于将与(4N-2)/(N(N+1))相乘的所述第一加法器的输出和与(-6)/(N(N+1))相乘的所述第二加法器的输出相加；

第四加法器，用于将与(-6)/(N(N+1))相乘的所述第一加法器的输出和与(12)/(N(N-1)(N+1))相乘的所述第二加法器的输出相加；

低通滤波器，用于滤波所述第四加法器的输出并用于输出所述倾斜值；及

补偿装置，用于补偿来自所述第三加法器的输出和用于输出所述偏离值。

5.一种信道特性推测方法，其中通过接收在时隙中包含N个抽样的导频信号推测所述信道特性的倾斜值和偏离值，其包含如下的步骤：

通过第一加法器将每个所述时隙的所述抽样相加；

通过第二加法器将与其自身每个所述时隙的抽样位置号相乘的所述抽样相加；

通过第三加法器将来自所述第一加法器的与(4N-2)/(N(N+1))相乘的输出与来自所述第二加法器的与(-6)/(N(N+1))相乘的输出相加，其中N≤M，N为每时隙的导频信号的抽样数，M为每时隙的抽样数；

通过第四加法器将来自所述第一加法器的与(-6)/(N(N+1))相乘的输出和来自所述第二加法器的与(12)/(N(N-1)(N+1))相乘的输出相加，其中N≤M，N为每时隙的导频信号的抽样数，M为每时隙的抽样数；

通过低通滤波器将来自所述第四加法器的输出滤波，并输出所述倾斜值；及

通过补偿装置补偿来自所述第三加法器的输出并用于输出所述偏离值。

6、根据权利要求5所述的信道特性推测方法，其特征在于所述低通滤波器为循环滤波器。

7、根据权利要求5所述的信道特性推测方法，其特征在于所述补偿步骤包含：

将来自所述低通滤波器的输出通过第一乘法器与M相乘，其中M为在每个所述时隙中的总的抽样数；

通过第五加法器将来自所述补偿装置的输出和来自所述第一乘法器的输出相加；

通过一个延迟电路将来自所述第五加法器的输出延迟；

通过第二乘法器将来自所述延迟电路的输出乘以系数α；

通过第六加法器将来自所述第三加法器的输出与来自所述第二加法器的输出相加；及

通过第三乘法器将来自所述第六加法器的输出与另一个系数(1/(1+α²)^1/2)相乘，其中第三乘法器的输出为来自所述补偿装置的输出。

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