CN1438777A - 一种基于循环前缀的调制系统的符号同步及载波同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于循环前缀的调制系统的符号同步方法，包括：对接收机接收到的数字信号连续进行时频变换，对应不同时刻分别得到该信号的一组频率变换采样值，形成二维时频谱；对二维时频谱使用预定的平坦区搜索方法进行平坦区搜索，得到平坦区的起止边界；然后使用平坦区起止边界内的任意一个时间值作为符号同步值进行符号同步。本发明还公开了一种基于循环前缀的调制系统的载波同步方法，在得到平坦区的基础上使用平坦区起止边界内的多于1个时刻的样值计算载波频率偏差估计值并进行平均以平滑噪声，利用平均后的载波频率偏差估计值进行载波同步。使用本发明可以极大地提高符号同步的准确性和载波同步的精度，并且具有很高的可靠性。

Description

一种基于循环前缀的调制系统的符号同步及载波同步方法

技术领域

本发明涉及通信系统的解调制技术，具体涉及一种基于循环前缀的调制系统的符号同步及载波同步方法。

背景技术

目前随着新的通信业务需求的迅速增长，对无线通信系统和无线局域网的传输速率提出了更高的要求，而传输速率的提高又给常规单载波系统带来了符号间干扰(ISI)和深度频率选择性衰落的问题。解决这个问题目前有两种方法，一种是采用正交频分复用，也就是把高速数据分散到若干子载波上以低速率进行并行传输；另一种是采用简单引入循环前缀的单载波系统。这两种方法都需要插入循环前缀并采用频域均衡，由于这两种方法都以符号块结构发送信号，这就要求不仅进行抽样时钟同步，还要进行符号定时同步和载波同步。其中的符号定时同步和载波同步也有两种方法，一种是利用训练序列，另一种是利用循环前缀引入的周期信号结构进行盲同步。

下面以正交频分复用(OFDM)调制系统为例介绍整个盲同步的大致过程。图1用数字表示的基带模型示出了OFDM系统的基本原理框图。OFDM系统的整个信号传输大致要经过发送机的发送处理、信道传输和接收机的接收处理这几个阶段。如图1所示，发送机的发送处理主要是对信号进行调制，包括对信号进行编码、星座映射和逆离散傅立叶变换(IDFT)，变成时域信号，在经过发送机的发送处理之后，信号经过信道传输后由接收机接收，接收机对信号进行解调制，主要包括符号同步、载波同步、样值同步和离散傅立叶变换(DFT)等几个过程。下面对符号同步和载波同步之前的信号处理过程进行更详细的介绍。

在OFDM系统中，数据流被分块传输，每个数据块d(k)经过一定的编码处理和星座映射之后形成一个长度为N的向量 $\stackrel{\→}{x}=\left\{x_k\right\},k=0,...,N-1,$ 通过逆离散傅立叶变换，该向量变成时域数据向量，并加上长度为L的循环前缀之后得到 $\stackrel{\→}{S}=\left\{S_k\right\},$ 其中k＝0，…，N+L-1，且当j＝0，…，L-1时，s_j＝s_j+N。这个加了循环前缀之后的时域数据向量

经过并/串转换之后形成串行时域数据s(n)。

串行时域数据s(n)经过信道传输之后形成为信号r(n)，接收机从信道接收到的信号r(n)经串/并变换之后得到 $\stackrel{\→}{r}=\left\{r_k\right\},k=0,...,N+L-1$ 。然后根据OFDM符号同步的结果丢弃r的前L个样值，也就是去掉循环前缀，将剩下的N个样值通过离散傅立叶变换输出为 $\stackrel{\→}{y}=\left\{y_k\right\},k=0,...,N-1$ 。其后还有对该信号进行信道估计、信道去耦和信道解码等操作，这里不再详细介绍。

在上述OFDM信号传输过程中，当循环前缀的长度L大于信道冲激响应h(k)的持续时间M时，离散傅立叶变换之后形成的

与逆离散傅立叶变换之前的 之间的关系为：y(k)＝H(k)x(k)+N(k)，k＝0，…，N-1。其中H(k)为信道冲激响应的频域表示，N(k)是噪声ν(n)的频域表示。

对于采用了循环前缀的单载波系统，其原理和OFDM系统的原理类似，只是不经过逆离散傅立叶变换和离散傅立叶变换。在接收机接收的经过信道传输的信号也是带有循环前缀的信号r(n)。采用了循环前缀的OFDM系统和单载波系统有一个共同点，那就是它们发送的信号都有一定的周期结构，而且在L≥M的条件下，接收机接收到的信号r(n)也有一定的周期结构。

通常符号同步的目的就是确定循环前缀的终止位置，然后根据这个终止位置正确地丢弃 的前L个样值，即去掉循环前缀，得到实际信号。在现有的盲同步算法中，都是利用循环前缀和已调制符号中部分样值的强相关性进行相关运算，通过峰值检测进行符号定时同步估计。这种方法只能估计出一个特定的时刻，容易受到已调制符号自相关特性的干扰，具有严重的地板效应。此外，在这种方法中噪声和已调制符号加窗会造成自相关峰的平顶效应，从而使峰值检测锁定在错误时刻，并因此得不到精确的符号同步。另外，这种方法的精度不稳定，随着信道冲激响应时间的变长，其精度将降低。

在目前的载波同步，也就是载波频率偏差估计方法中，同样是利用循环前缀和已调制符号中部分样值的强相关性进行相关运算，通过峰值检测进行载波频率偏差估计。这种方法只能在循环前缀终止的一个时刻进行载波频率偏差估计，同样由于严重的地板效应和精度不稳定等特性，使载波频率偏差估计的精度较低。

发明内容

有鉴于此，本发明的一个目的是提出一种克服现有技术的不足，能提高同步准确性的基于循环前缀的调制系统的符号同步方法。

本发明的另一个目的是提供一种能提高载波频率偏差估计精度的基于循环前缀的调制系统的载波同步方法。

本发明的上述目的是通过如下技术方案予以完成的：

一种基于循环前缀的调制系统的符号同步方法，包括如下步骤：

a.对接收机接收到的数字信号连续进行时频变换，对应不同时刻分别得到该信号的一组频率变换采样值，形成该信号的二维时频谱；

b.对二维时频谱在时间轴上使用预定的平坦区搜索方法进行平坦区搜索，得到平坦区的起止边界；

c.使用平坦区起止边界内任意一个时间值作为符号同步值进行符号同步。

在上述符号同步方法中，在步骤a中可以通过短时傅立叶变换或者横截滤波进行时频变换。

在上述符号同步方法中，步骤b中的预定平坦区搜索方法可以包括：

b1.对于任意一个频点在时间轴上连续计算预定数量为大于等于4且小于循环前缀长度的样值的均方差，得到一个非负输出序列；

b2.对于输出序列连续计算预定数量为循环前缀长度和调制信号有效时间长度之和的滑动均方差和滑动均值，用滑动均方差减去滑动均值得到一个比较门限；

b3.比较输出序列和比较门限，如果输出序列大于比较门限则输出一个非零的正值，否则输出一个零值，得到一个连零区；

b4.在连零区的右边界在时间轴上向右延伸步骤b1中的预定数量值，得到平坦区的起止边界。

在上述符号同步方法中，对于各个频点可以分别执行步骤b1至b4，然后对得到的分别对应各个频点的平坦区进行合并，得到合并后的一个平坦区的起止边界。也可以对于各个频点分别执行步骤b1，然后对得到的分别对应各个频点的输出序列进行合并，得到合并后的一个输出序列，然后执行步骤b2。并且，当系统信噪比高于预定值时，步骤b1中的任意一个频点可以是零频点，步骤a中通过滑动求和或积分完成时频变换得到二维时频谱。这里的频点可以是全部频点，也可以是大于1个的部分频点。

在上述符号同步方法中，在步骤c中可以使用平坦区的右边界作为符号同步值进行符号同步。也可以使用平坦区内的除了右边界之外的其它任意时间点作为符号同步值，在符号同步过程中进一步包括在信道估计和信道去耦中去掉利用其它任意时间点作为符号同步值引起的相位畸变。

一种基于循环前缀的调制系统的载波同步方法，包括如下步骤：

a.对接收机接收到的数字信号连续进行时频变换，对应不同时刻分别得到该信号的一组频率变换采样值，形成该信号的二维时频谱；

b.对二维时频谱在时间轴上使用平坦区搜索方法进行平坦区搜索，得到平坦区的起止边界；

c.使用平坦区起止边界内的多于1个时刻的样值分别计算载波频率偏差估计值，对多于1个的载波频率偏差估计值进行平均，并利用平均后的载波频率偏差估计值进行载波同步。

从本发明的技术方案可以看出，本发明采用时频变换得到一个时间轴上的平坦区，然后通过平坦区搜索准确地确定这个平坦区的起止边界，由于本发明不采用自相关峰的检测，因而不依赖于已调制符号的自相关特性，有效克服了作为现有技术的时域同步方法造成的地板效应，提高了同步的准确性。

另外，本发明通过时频变换得到的平坦区由于没有任何符号间干扰，因此平坦区内的任意一个时刻都可以用作符号同步的定时，相比现有技术只能确定一个定时时刻，本发明提高了单次同步检测成功的概率，因而本发明除了能进一步提高同步准确性之外，而且还更易于使用。

通过平坦区搜索得到的平坦区由于没有符号间干扰，可以进一步用于载波同步。通过对平坦区内的多个时刻的样值分别计算一个载波频率偏差估计值，然后对这些估计值进行平均，相比现有技术中只能在一个定时时刻计算一个载波频率偏差估计值而言，本发明平滑了噪声，大大提高了计算精度。

除此之外，本发明的方法受信噪比高低的影响较小，不会随着信噪比的降低而相应降低本发明的使用效果，因此本发明可以有效地对抗低信噪比环境。使用本发明的平坦区搜索还可以通过循环前缀的长度和平坦区的宽度估计出信道冲激响应的长度，有利于提高信道估计精度。另外，本发明几乎不受加窗函数的影响，可靠性高。

附图说明

图1示出了正交频分复用(OFDM)系统的基本原理框图；

图2示出了本发明的原理框图；

图3A示出了信道接收机接收的信号的时域图；

图3B示出了对图3A中信号进行短时傅立叶变换后的二维时频谱的二维示意；

图4示出了本发明的一个仅给出了幅度谱的二维时频谱的三维显示的示例；

图5示出了本发明的一种平坦区搜索算法的示意图；

图6示出了一个平坦区搜索的示例样本；

图7示出了本发明的一种载波频率偏差估计方法的示意图；

图8示出了本发明的第二种确定平坦区的方法的原理框图；

图9示出了本发明的第三种确定平坦区的方法的原理框图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。首先参照图2说明本发明的符号同步方法和载波同步的具体流程。

如图2所示，当OFDM系统中的接收机接收到的信号r(t)经过模/数(A/D)转换器转换为数字信号r(n)后开始本发明的流程，这里取采样率为发送端发送时的样值速率，并忽略相对很小的偏差。

步骤201，首先对信号r(n)进行时频分析。时频分析器也就是一个滑动傅立叶变换分析器，它包含一个可以存储N个样值以连续输入r(n)的缓冲区和一个N点傅立叶变换器。在任意一个时刻j取出缓冲区中的N个输入样值，然后对它们进行短时傅立叶变换，得到该时刻的N个频点采样值。所有时刻的N个频点采样值构成一个二维时频谱。

对信号r(t)，其短时傅立叶变换可以表示为： ${\mathrm{STFT}}_r^{\left(\mathrm{\γ}\right)}(t,f)\text{=}{\∫}_{-\∞}^{\∞}[r\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{\γ}*(\mathrm{\τ}-t)]e^{-j2\mathrm{\πf\τ}}\mathrm{d\τ}---\left(1\right)$

在上式中r(t)为时间分析窗函数，它可以根据实际需要任意选定。当r(t)取宽度为OFDM符号有效时间的矩形窗时，其离散数字形式为： $R(j,k)=\left|R(j,k)\right|e^{\mathrm{j\Φ}\left(R(j,k)\right)}=\mathrm{DSTFT}\{\tilde{r}\left(j\right){\}}_{{\mathrm{\γ}}_N^{\left(m\right)}}=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\tilde{r}(j,t)W_N^{\mathrm{ik}}---\left(2\right)$ 其中，

表示向量

的第i个元素，k为频率变量，0≤k≤N-1，j为时间变量，-∞＜j＜∞。

前面已经介绍过，无论是OFDM系统还是单载波系统，接收机接收到的信号r(n)都有一定的周期结构，这可以从图3A中看到。图3A是一个时域图，每一个横向的单元都是从某一时刻开始的N个样值所构成的一个向量，纵坐标表示向量第一个元素所在的时刻，横坐标表示向量其它元素相对第一个元素的相对坐标。在图3A中，接收信号(r)中的某一部分301是r(n)中另一部分302的重复，这两部分在时间上相差N个样值，每一部分的长度为L-M+1，图3A中示出的是M＝1的情况。

图3B是一个二维时频谱的二维示意。从图3B可以看出，公式(2)相当于一个宽度为N的滑动傅立叶分析窗。经过公式(2)，便得到了在j时刻的一组频域变换采样值R(j，0)、R(j，1)、R(j，N-1)，即图3B中的

这样便得到了输入信号r(n)的二维时频谱。图3B所示的二维时频谱的二维示意中，横轴表示频率f,其范围为0…N-1，纵轴表示时间t，其范围为负无穷到正无穷。在图3B中，303′、304′、305′等分别是对图3A中的303、304、305等进行傅立叶变换的结果。

当信道冲激响应等效持续时间M小于循环前缀长度上时，接收到的OFDM信号仍然具有一定的循环周期特性。如图4所示，这个特性在信号的二维时频谱的三维显示上反映为时间轴上的局部平坦区，其宽度为L-M+1；对任意频率k，  这个平坦区内的所有时刻的频域变换采样的幅度相等。于是通过在时间轴上搜索并定位平坦区，即可得出OFDM符号的起始位置。由于在这个平坦区内任何一个时间点开始的长度为N的OFDM符号都不包含任何相邻符号信息，因而得到的平坦区是一个没有ISI的区间。

根据前面的时频分析，该二维时频谱的模值，也就是二维时频谱的幅度值在时间轴上每隔N+L个样值会出现一个值相等的恒值区，也就是一个平坦区，且对于任意频率k，如果不考虑误差的影响，平坦区的起止位置相同，也就是左右边界相同。

步骤202，使用一种平坦区搜索算法进行平坦区搜索以识别出平坦区。下面给出一种可能的基于计算滑动均方差的平坦区搜索算法，它包括如下步骤：

步骤501，如图5所示，将滑动均方差的窗口大小W取值为4≤W＜L，其作用是连续计算输入窗口中W个样值的均方差。由于实际的平坦区窗口大小为L-M+1，则不考虑噪声时，滑动均方差401的输出序列{std(j)_w}为一非负序列，且每隔N+L个样值会出现一个宽度为L-M-W+1的连零区。

步骤502，对窗口大小为W的滑动均方差的输出序列用窗口大小为N+L的滑动均方差的输出减去窗口大小为N+L的滑动均值形成一个比较门限{V_th(j)_N+L}。

步骤503，比较器比较{std(j)_w}和{V_th(j)_N+L}，如果{std(j)_w}大于{V_th(j)_N+L}则输出一个非零的正值，否则输出零值，这样比较器的输出便可得到一个宽度为L-M-W+1的连零区，从而可以进一步判决出当前样值是否落在平坦区以内。

图6给出了一个平坦区搜索的输出样本，其中点划线表示的是滑动均方差{std(j)_w}，点线表示的是比较门限{V_th(j)_N+L}，实线表示的是它们的比较结果。在图6中可以很清楚地看到，比较结果中具有周期性的连零区，也就是平坦区，其宽度为L-M-W+1。

在得到了平坦区之后，经过简单的修正可以得到平坦区的起止边界估计，也就是在宽度为L-M-W+1的连零区的宽度上向右加上滑动均方差的窗口大小W，得到宽度为L-M+1的平坦区，这个平坦区内的所有样值都没有符号间干扰，其右边界即对应于循环前缀终止的时刻，也就是平坦区的终止位置对应OFDM符号的真正起始位置。而平坦区中的任何其他时间点也可以作为后面DFT过程中的傅立叶变换窗的起始位置时，由于在DFT解调结果中将引入相应的相位畸变，此时只要通过基于频域采样的信道估计和线性插值以及信道去耦完全抵消这个相位畸变即可，因此这个平坦区的任何位置都可以作为符号同步的基础。这里抵消相位畸变的过程对于本领域技术人员来说是熟知的技术，在此不再赘述。

步骤203，将步骤202中平坦区搜索的结果发送到合并器，合并器对这些结果进行合并，以减小噪声干扰。平坦区实质是一个没有符号间干扰的样值区间，是用于系统同步的定时信息。该定时信息同时送给载波偏差估计器和一个串并变换器。本发明并不指定具体的合并算法，本领域的技术人员可以很容易地实现这个合并过程。

在上述步骤中得到的平坦区不仅可以用于符号同步，而且可以用于进行载波频率、相位及采样时钟偏差的估计和跟踪。下面说明如何用这个平坦区来提高载波同步中的载波频率偏差估计的精度。

本发明进行载波频率偏差估计是根据在符号同步过程中输出的L-M+1个定时信息分别用当时的样值和N个采样时刻后的样值的共轭进行乘积运算，以估计出L-M+1个载波频率偏差 然后将其平均值发送给相位矫正器。图7示出了这种载波频率偏差估计方法的示意图，该方法具体包括如下步骤：

步骤701，首先对N个采样时刻后的样值r_F(n)和原始样值r_F(n-N)的共轭进行乘积运算。在子载波带宽归一化的情况下，当收发端有频率偏差ε时，如果不考虑信道影响，接收到的信号可以表示为r(n)＝s(n-θ)e^j2πεn/N，其中不包括噪声，θ为时移。则当s(n-θ)＝s(n-N-θ)时，有： $r_F\left(n\right)r_F^{*}(n-N)=s(n-\mathrm{\θ})e^{j2\mathrm{\π\ϵn}/N}s*(n-N-\mathrm{\θ})e^{j2\mathrm{\π\ϵ}(n-N)/N}={\left|s(n-\mathrm{\θ})\right|}^2{e}^{j2\mathrm{\π\ϵ}}---\left(3\right)$ 步骤702，对在步骤701得到的值进行相位角度计算，得到载波频率偏差 即：步骤703，使用平坦区搜索得到的各个时刻都运用公式(4)进行遍历，这样得到一组L-M+1个 值，对这些值进行平均，即可得到本发明的载波频率偏差估计值。当然，在实际情况中也可以不使用平坦区的每个时刻计算载波频率偏差估计值，而是在其中抽取一部分值，只要计算出的精度能达到系统要求即可。

在上述步骤中，步骤701和步骤702属于现有技术的内容，可以参考J.Beek等在《OFDM系统中时间和频率偏差的最大似然估计》(MLEstimation of Time and Frequency Offset in OFDM Systems，IEEE TransactionsOn Signal Processing，Vol.45，No.7，pp.1800-1805，July，1997)中提出的方法。在本发明的步骤703中利用了前面的平坦区的概念，在找到平坦区后利用平坦区的不同时刻的样值进行频率偏差估计，由于平坦区包含多于1个的时刻数，故可通过均值法平滑噪声带来的误差，因此能得到比普通的自相关函数峰值检测法更高的频率偏差估计精度。

按照前述进行了符号同步和载波同步之后，串并变换器在定时信息的驱动下选择有效的OFDM时间范围内的N个样值送给后端的相位矫正器输出N个样值，相位矫正器根据载波同步得到的实质是表示相位差的频率偏差

对这N个样值进行相位矫正，消除载波频率偏差的影响，然后输出y(k)。最后，y(k)被送给信道估计、傅立叶变换等模块，最后得到发送的数据 这部分内容不属于本发明要解决的问题，可以利用合适的现有技术去完成。

上面给出了平坦区搜索，以及利用平坦区搜索进行符号同步和载波同步的一般方法。下面给出两种确定平坦区的特例。

图8示出了本发明的第二种确定平坦区方法的原理框图。图8所示的实施例的实现和图2在原理上实质是一样的，其区别在于只是把平坦区搜索器后置，也就是放在合并器之后，并且合并器也换成了一个求和器，其实质是一个平均器，用于对N个滑动均方差取均值。也就是对于N个频点分别执行步骤501，然后对得到的输出序列取均值，对平均后的输出序列再执行步骤502，最后得到一个平坦区。这样做的目的是为了避免采用较复杂的判决合并器，节约成本，减少计算时间。这里的时频分析实际上可以用对应各频点的正弦信号的横截滤波来实现，其中的横截滤波系数对应于傅立叶变换矩阵的行/列向量，且每个支路的地位平等。另外，如果信噪比可以估计出来，则可以动态地根据信噪比的高低来减小或增加支路数，或采用戈泽尔(Goertzel)算法等部分快速FFT算法计算相应点的傅立叶变换。

图9示出了本发明的第三种确定平坦区方法的原理框图。在信噪比较高时，无需像图8那样合并每一个频点上的判决结果，只需少数几个判决支路即可。这个实施例正是在这个前提下的进一步简化。此时，可以只对一个任意频率的支路进行时频分析，特别地，对于频率为0的支路可以用傅立叶变换向量WNO作为横截滤波系数进行滤波，还可以用一个窗口大小为N的滑动求和器或一个持续时间对应于N的积分器进行求和或积分。这种方法实现起来更简单，但是它只适用于信噪比高的情况，一般要求信噪比大于20dB。

这里给出了两种具体的确定平坦区的方法。可以理解，根据本发明的精神，本发明可以有多种变化。例如，本发明的时频分析也可以不采用短时傅立叶变换，而采用对应各频点的正弦信号的横截滤波来实现，其中的横截滤波系数对应于傅立叶变换矩阵的行/列向量，因此，上述只是对本发明精神的一种展示，并不用以限制本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种基于循环前缀的调制系统的符号同步方法，包括如下步骤：

a.对接收机接收到的数字信号连续进行时频变换，对应不同时刻分别得到该信号的一组频率变换采样值，形成该信号的二维时频谱；

b.对所述二维时频谱在时间轴上使用预定的平坦区搜索方法进行平坦区搜索，得到平坦区的起止边界；

c.使用所述平坦区起止边界内任意一个时间值作为符号同步值进行符号同步。

2.根据权利要求1所述的符号同步方法，其特征是，在步骤a中通过短时傅立叶变换或者横截滤波进行时频变换。

3.根据权利要求1所述的符号同步方法，其特征是，步骤b中所述预定的平坦区搜索方法包括：

b1.对于任意一个频点在时间轴上连续计算预定数量为大于等于4且小于循环前缀长度的样值的均方差，得到一个非负输出序列；

b2.对于所述输出序列连续计算预定数量为循环前缀长度和调制信号有效时间长度之和的滑动均方差和滑动均值，用所述滑动均方差减去所述滑动均值得到一个比较门限；

b3.比较所述输出序列和所述比较门限，如果输出序列大于比较门限则输出一个非零的正值，否则输出一个零值，得到一个连零区；

b4.在所述连零区的右边界在时间轴上向右延伸步骤b1所述的预定数量值，得到平坦区的起止边界。

4.根据权利要求3所述的符号同步方法，其特征是，对于各个频点分别执行步骤b1至b4，然后对得到的分别对应各个频点的平坦区进行合并，得到合并后的一个平坦区的起止边界。

5.根据权利要求3所述的符号同步方法，其特征是，对于各个频点分别执行步骤b1，然后对得到的分别对应各个频点的输出序列进行合并，得到合并后的一个输出序列，然后执行步骤b2。

6.根据权利要求5所述的符号同步方法，其特征是，当系统信噪比高于预定值时，步骤b1中的任意一个频点是零频点，步骤a中通过滑动求和或积分完成时频变换得到二维时频谱。

7.根据权利要求4或5所述的符号同步方法，其特征是，所述频点是全部频点或大于1个的部分频点。

8.根据权利要求1所述的符号同步方法，其特征是，在步骤c中使用平坦区的右边界作为符号同步值进行符号同步。

9.根据权利要求1所述的符号同步方法，其特征是，在步骤c中使用除了平坦区的右边界的其他任意时间点作为符号同步值，在符号同步过程中进一步包括在信道估计和信道去耦中去掉所述利用其它任意时间点作为符号同步值引起的相位畸变。

10.一种基于循环前缀的调制系统的载波同步方法，包括如下步骤：

a.对接收机接收到的数字信号连续进行时频变换，对应不同时刻分别得到该信号的一组频率变换采样值，形成该信号的二维时频谱；

b.对所述二维时频谱在时间轴上使用平坦区搜索方法进行平坦区搜索，得到平坦区的起止边界；

c.使用所述平坦区起止边界内的多于1个时刻的样值分别计算载波频率偏差估计值，对所述多于1个的载波频率偏差估计值进行平均，并利用所述平均后的载波频率偏差估计值进行载波同步。

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