CN111446945A - 多工器、高频前端电路以及通信装置 - Google Patents

多工器、高频前端电路以及通信装置 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种多工器、高频前端电路以及通信装置。多工器具备：共用端子、第1端子、第2端子以及第3端子、第1滤波器、第2滤波器、第3滤波器。在使用第1滤波器的第1通带所包含的频率f1以及第2滤波器的第2通带所包含的频率f2，将频率f3设为M×f1±N×f2或者M×f2±N×f1(M以及N是自然数)时，频率f3的范围的至少一部分与第3滤波器的第3通带重叠。在共用端子与第1并联臂谐振电路之间，不连接弹性波谐振器。第1并联臂谐振电路的合成静电电容大于至少一个第1串联臂谐振电路各自的合成静电电容的最小值。

Description

多工器、高频前端电路以及通信装置
技术领域
本发明涉及能够发送多个频带的信号的多工器、高频前端电路以及通信装置。
背景技术
以往，已知能够发送多个频带的信号的多工器。例如，在JP特开2017-152881号公报中，公开了包含两个发送滤波器、两个接收滤波器以及一个收发滤波器的多工器。通过在多个滤波器的一个与共用端子之间串联配置电感元件，从而即使该多工器所使用的多个频带的数量增加，也能够减少各滤波器的通带中的插入损耗。
JP特开2017-152881号公报中公开的多工器所包含的多个滤波器分别是由弹性波谐振器形成的弹性波滤波器。已知弹性波谐振器的弹性常量中存在非线性度。在该非线性度所导致的两个发送信号的IMD(互调失真：InterModulation Distortion)产生于接收信号的频带的情况下，多工器的接收灵敏度恶化。但是，在JP特开2017-152881号公报中，未考虑基于两个发送信号的IMD的接收灵敏度的恶化。
发明内容
本发明是为了解决上述课题而作出的，其目的在于，抑制多工器的接收灵敏度的恶化。
本发明所涉及的多工器具备：共用端子、第1端子、第2端子以及第3端子、第1滤波器、第2滤波器、第3滤波器。第1滤波器被连接于共用端子与第1端子之间，具有第1通带。第2滤波器被连接于共用端子与第2端子之间，具有与第1通带不重叠的第2通带。第3滤波器被连接于共用端子与第3端子之间，具有与第1通带以及第2通带的均不重叠的第3通带。在使用第1通带所包含的频率f1以及第2通带所包含的频率f2来将频率f3设为M×f1±N×f2或者M×f2±N×f1(M以及N是自然数)时，频率f3的范围的至少一部分与第3通带重叠。第1滤波器包含至少一个第1串联臂谐振电路和第1并联臂谐振电路。至少一个第1串联臂谐振电路被连接于共用端子与第1端子之间。第1并联臂谐振电路被连接于共用端子与接地点之间，包含至少一个弹性波谐振器。在共用端子与第1并联臂谐振电路之间，不连接弹性波谐振器。第1并联臂谐振电路的合成静电电容大于至少一个第1串联臂谐振电路各自的合成静电电容的最小值。
通过本发明所涉及的多工器，通过第1并联臂谐振电路的合成静电电容大于至少一个第1串联臂谐振电路各自的合成静电电容的最小值，能够抑制接收灵敏度的恶化。
本发明的上述以及其他目的、特征、方面以及优点应该根据与附图关联理解的本发明所涉及的以下详细说明而变得清楚明了。
附图说明
图1是实施方式1所涉及的多工器的电路结构图。
图2是表示图1的发送滤波器的具体电路结构的图。
图3是表示从交流电源向弹性波谐振器施加交流电力的样子的图。
图4是使用电气电路以及机械电路来表现图3所示的结构中的交流电力与激发的关系的图。
图5是图3的弹性波谐振器所对应的BVD模型的电气等效电路图。
图6是一并表示图5的弹性波谐振器的阻抗的频率特性、以及弹性波谐振器中流过的电流的频率特性的图。
图7是一并表示将弹性波谐振器的相对带宽设为一定并使弹性波谐振器的制动电容变化的情况下的阻抗的频率特性的变化、声学路径的电流的频率特性的变化、以及声学路径的电流密度的频率特性的变化的图。
图8是表示弹性波谐振器的占空比与IMD3电平的对应关系的图。
图9是示意性地表示图8的弹性波谐振器的电极构造的俯视图。
图10是实施方式1变形例1所涉及的多工器的电路结构图。
图11是实施方式1的变形例2所涉及的多工器的电路结构图。
图12是图11的并联臂谐振电路所对应的BVD模型的电气等效电路图。
图13是实施方式2所涉及的多工器的电路结构图。
图14是表示图13的发送滤波器的具体电路结构的图。
图15是一并表示图14的多工器的通过特性以及比较例1所涉及的多工器的通过特性的图。
图16是实施方式2的变形例所涉及的多工器的电路结构图。
图17是实施方式3所涉及的多工器的电路结构图。
图18是一并表示图17的多工器的通过特性以及比较例2所涉及的多工器的通过特性的图。
图19是实施方式3的变形例所涉及的多工器的电路结构图。
图20是实施方式4所涉及的多工器的电路结构图。
图21是基于实施方式5的通信装置的结构图。
具体实施方式
以下，参照附图来对实施方式详细进行说明。对图中相同或者相当部分赋予相同符号并原则上不重复其说明。另外，所谓两个电路元件被连接，包含两个电路元件直接连接的情况以及经由其他电路元件来间接连接的情况这两者。此外，谐振电路也可能由一个谐振器形成。在谐振电路由一个谐振器形成的情况下，所谓该谐振电路的合成静电电容，是指该谐振电路所包含的谐振器的制动电容。在谐振电路由多个谐振器形成的情况下，该谐振电路的合成静电电容是根据该谐振电路所包含的多个谐振器各自的制动电容来计算的。
[实施方式1]
图1是实施方式1所涉及的多工器1的电路结构图。如图1所示，多工器1具备：共用端子T10(共用端子)、端子T11(第1端子)、端子T12(第2端子)、端子T13(第3端子)、发送滤波器101(第1滤波器)、发送滤波器102(第2滤波器)、接收滤波器103(第3滤波器)、移相器110。
共用端子T10与移相器110连接。发送滤波器101在共用端子T10与端子T11之间连接于移相器110以及端子T11。发送滤波器102在共用端子T10与端子T12之间连接于移相器110以及端子T12。接收滤波器103在共用端子T10与端子T13之间连接于移相器110以及端子T13。另外，移相器110根据需要设置即可，不是必须的结构。
在多工器1中，发送滤波器101的通带(第1通带)以及发送滤波器102的通带(第2通带)是发送信号的频带(发送频带)。此外，接收滤波器103的通带(第3通带)是接收信号的频带(接收频带)。
发送滤波器102的通带与发送滤波器101的通带不重叠。接收滤波器103的通带与发送滤波器101的通带以及发送滤波器102的通带的任意一个都不重叠。
多工器1能够从共用端子T10同时发送从端子T11输入的发送滤波器101的通带的信号以及从端子T12输入的发送滤波器102的通带的信号。即，多工器1对应于2ULCA(2上行载波聚合：2Up Link Carrier Aggregation)。
图2是表示图1的发送滤波器101的具体电路结构的图。如图2所示，发送滤波器101包含：串联臂谐振器s1～s3(第1串联臂谐振电路)、并联臂谐振器p1～p3、并联臂谐振器p4(第1并联臂谐振电路)。发送滤波器101是由弹性波谐振器形成的弹性波滤波器。弹性波谐振器例如是声表面波(SAW：Surface Acoustic Wave)谐振器、体声波(BAW：Bulk AcousticWave)谐振器、FBAR(Film Bulk Acoustic Wave Resonator，薄膜体声波谐振器)、或者SM(Solidly Mounted，固体装配)谐振器。
串联臂谐振器s1～s3在端子T11与移相器110之间被依次串联连接。并联臂谐振器p1被连接于接地点与端子T11以及串联臂谐振器s1的连接节点之间。并联臂谐振器p2被连接于接地点与串联臂谐振器s1以及s2的连接节点之间。并联臂谐振器p3被连接于接地点与串联臂谐振器s2以及s3的连接节点之间。并联臂谐振器p4被连接于接地点与串联臂谐振器s3以及移相器110的连接节点之间。在共用端子T10与并联臂谐振器p4之间，不连接弹性波谐振器。
从端子T11输入的发送信号(第1通带的发送信号)通过发送滤波器101，被发送滤波器102以及接收滤波器103反射，从共用端子T10输出。
另一方面，从端子T12输入的发送信号(第2通带的发送信号)通过发送滤波器102，被发送滤波器101以及接收滤波器103反射，从共用端子T10输出。具体而言，向发送滤波器101输入相当于来自发送滤波器102的发送信号的电流，被分给并联臂谐振器p4以及串联臂谐振器s3。该发送信号主要被并联臂谐振器p4以及串联臂谐振器s3反射，从共用端子T10输出。
已知弹性波谐振器的弹性常量中存在非线性度。因该非线性度，产生多工器1的两个发送信号的IMD。若将发送滤波器101的通带所包含的频率设为f1，将发送滤波器102的通带所包含的频率设为f2，则IMD的频率f3被表示为M×f1±N×f2或者M×f2±N×f1(M以及N是自然数)。若频率f3的范围的一部分与接收滤波器103的通带重叠，则在两个发送信号的发送时在多工器1的接收频带产生IMD。特别地，由于f3＝2×f1-f2或者f3＝2×f2-f1的IMD3(三阶互调失真)在两个发送频带的附近产生，因此在接收频带与两个发送频带比较接近的情况下，IMD3成为问题的情况居多。其结果，多工器1的接收灵敏度恶化。
在多工器1中，被表示为2×f1-f2的IMD3的频率f3的范围的一部分与接收滤波器103的通带重叠。由于弹性波谐振器的弹性常量的非线性度而产生的失真具有越是接近于共用端子T10的谐振电路就越大的趋势。因此，在多工器1中，通过使并联臂谐振器p4的制动电容(静电电容)大于串联臂谐振器s1～s3各自的制动电容的最小值，来使并联臂谐振器p4的电流密度小于串联臂谐振器s1～s3各自的电流密度的最大值。由于能够抑制基于来自发送滤波器101的发送信号以及来自发送滤波器102的发送信号的IMD，因此能够抑制多工器1的接收灵敏度的恶化。另外，使多工器1的接收灵敏度恶化的IMD并不限定于IMD3。
以下，使用图3～图5，对互调失真与电流密度的关系进行说明。图3是表示从交流电源900向弹性波谐振器800施加交流电力的样子的图。图3中，作为弹性波谐振器的一个例子，表示BAW的弹性波谐振器800。如图3所示，弹性波谐振器800包含电极801、电极802、压电体803。压电体803形成于电极801与电极802之间。若向电极801与802之间施加交流电力，则相当于该交流电力的电压V1产生于电极801与电极802之间并且向弹性波谐振器800输入电流Iw。其结果，弹性波谐振器800以力F1的大小激发。
图4是使用电气电路811以及机械电路812来表现图3所示的结构中的交流电力与激发的关系的图。如图4所示，电气电路811包含电容器C0和电感器L80。电容器C0以及电感器L80在交流电源900的两端之间并联连接。电容器C0的电容是作为弹性波谐振器800的电容分量的制动电容。
机械电路812包含电感器L81、电感器L82、电容器C82、电阻R82。电感器L81与电感器L80磁耦合。电感器L82、电容器C82以及电阻R82在电感器L81的两端之间被依次串联连接。电感器L82的电感、电容器C82的静电电容以及电阻R82的电阻值分别是图3的弹性波谐振器800的惯性M1、失真k1的倒数以及粘性η1。
通过交流电源900向电气电路811施加电压V1，向弹性波谐振器800输入电流Iw。电容器C0中流过电流Ie，并且电感器L80中流过电流Iac。电流Iw是电流Ie以及电流Iac之和。
若电感器L80中流过电流Iac，则通过电感器L80与L81的磁耦合，从电气电路811向机械电路812传递电信号。该电信号被转换为机械振动，图3的压电体803激发。弹性波谐振器800中产生的力F1以及激发的速度v1能够考虑为机械电路812中在电感器L81中产生的电压F1以及电流v1。
相反地，若压电体803激发并在电感器L81中产生电压F1，则经由电感器L80与L81的磁耦合而从机械电路812向电气电路811传递机械振动。该机械振动被转换为电信号，在电气电路811的电感器L80中产生电压V1。在机械电路812中，力F1能够使用速度v1、惯性M1、失真k1以及粘性η1而被表示为以下的式(1)。
【式1】
Figure BDA0002333851810000061
图5是图3的弹性波谐振器800所对应的BVD(Butterworth-Van Dyke)模型的电气等效电路图。图5的电容器C0、电压V1、电流Iw、电流Ie以及电流Iac分别对应于图4的电容器C0、电压V1、电流1w、电流Ie以及电流Iac。如图5所示，弹性波谐振器800包含电气路径821和声学路径822。电气路径821以及声学路径822在交流电源900的两端之间被并联连接。
电气路径821包含被连接于交流电源900的两端之间的电容器C0。所谓弹性波谐振器800的制动电容，是指电气路径821的电容器C0的静电电容。电气路径821中流过电流Ie。
声学路径822包含电感器L1、电容器C1以及电阻R1。电感器L1、电容器C1以及电阻R1在交流电源900的两端之间被依次串联连接。声学路径822中流过电流Iac。
电压V1可使用电流Iac、电感器L1的电感、电容器C1的静电电容以及电阻R1的电阻值而被表示为以下的式(2)。
【式2】
Figure BDA0002333851810000071
关于式(1)以及(2)，若使式(1)的力F1以及速度v1对应于式(2)的电压V1以及电流Iac，则式(1)以及(2)能够考虑为表示相同的振动现象的数学式。即，图3的压电体803的激发的大小被反映于图5的声学路径822中产生的电压V1的大小以及流过声学路径822的电流Iac的大小。
已知由于弹性波谐振器800的弹性常量的非线性度而产生的失真相对于弹性波谐振器的每单位面积的激发的大小具有比例关系。弹性波谐振器的每单位面积的激发的大小相对于声学路径822的每单位面积的电流的大小具有相关关系。因此，由于弹性波谐振器800的弹性常量的非线性度而产生的失真相对于声学路径822的每单位面积的电流的大小具有比例关系。弹性波谐振器800的面积与电容器C0的静电电容(制动电容)成比例。因此，通过如以下的式(3)那样定义的电流密度Jac的比较，能够比较由于弹性波谐振器800的弹性常量的非线性度而产生的失真。
【式3】
Figure BDA0002333851810000081
由式(3)表示的电流密度Jac越小，由于弹性波谐振器800的弹性常量的非线性度而产生的失真越小。其结果，也能够抑制该非线性度所导致的IMD。
再次参照图2，在多工器1中，向端子T12输入了发送信号的情况下，向发送滤波器101输入相当于来自发送滤波器102的发送信号的电流，被分给并联臂谐振器p4以及串联臂谐振器s3。由于能够减少并联臂谐振器p4以及串联臂谐振器s3的电流密度，因此能够减少由于各个谐振器中的弹性常量的非线性度而产生的失真，能够抑制IMD的产生。
此外，具有越是接近于共用端子的谐振器、由于弹性常量的非线性度而产生的失真越大的趋势。因此，在多工器1中，使并联臂谐振器p4的制动电容大于串联臂谐振器s1～s4各自的制动电容的最小值。相比于并联臂谐振器p4的制动电容小于串联臂谐振器s1～s4各自的制动电容的最小值的情况，并联臂谐振器p4的电流密度更小，因此能够抑制IMD的产生。其结果，能够抑制多工器1的接收灵敏度的恶化。
图6是一并表示图5的弹性波谐振器800的阻抗的频率特性、以及弹性波谐振器中流过的电流的频率特性的图。在图6中，频率fr以及fa分别表示弹性波谐振器的谐振频率以及反谐振频率。弹性波谐振器的阻抗在谐振频率fr变为极小，在反谐振频率fa变为极大。若频率比反谐振频率fa高，则弹性波谐振器的阻抗在史密斯圆图上顺时针地移动，成为电容性的阻抗。
图6的(a)是一并表示弹性波谐振器的阻抗Zw、电气路径的阻抗Ze的频率特性、以及声学路径的阻抗Zac的频率特性的图。图6的(b)是一并表示通过弹性波谐振器的电流1w的频率特性、流过电气路径的电流Ie的频率特性、以及流过声学路径的电流Iac的频率特性的图。
如图6的(a)所示，在谐振频率fr，弹性波谐振器的阻抗Zw以及声学路径的阻抗Zac几乎为0。谐振频率fr可使用声学路径所包含的电感器L1以及电容器C1而被表示为以下的式(4)。
【式4】
Figure BDA0002333851810000091
如图6的(b)所示，在谐振频率fr，电气路径中几乎不流过电流。在谐振频率fr流过声学路径的电流Iac与通过弹性波谐振器的电流Iw几乎相同。
如图6的(a)所示，在反谐振频率fa，弹性波谐振器的阻抗变得非常大。在高于谐振频率fr的反谐振频率fa，阻抗Zac成为电感性。因此，声学路径所包含的阻抗元件能够近似为一个电感器Lac。即，反谐振频率fa如以下的式(5)那样，被表示为由电感器Lac以及电气路径的电容器C0形成的LC并联谐振电路的谐振频率。
【式5】
Figure BDA0002333851810000092
如图6的(b)所示，在反谐振频率fa通过弹性波谐振器的电流1w变得极小。另一方面，电气路径以及声学路径中流过几乎相同的大小的电流。这是由于在弹性波谐振器的内部，电流在由声学路径以及电气路径形成的循环信号路径中循环。在该情况下，电气路径的电流与声学路径的电流处于相反相位的关系。在反谐振频率fa，几乎没有通过弹性波谐振器的电流，但在弹性波谐振器的内部流过较大的电流。
在反谐振频率fa，流过声学路径的电流Iac的相位是流过电气路径的电流Ie的相位被反转的相位。电流Iac_fa以及Ie_fa可使用在反谐振频率fa通过弹性波谐振器的电流Iw_fa、反谐振频率fa处的弹性波谐振器的Q值即Qa、以及虚数单位j，分别被表示为以下的式(6)、(7)。
【式6】
Iac_fa＝-j·Qa·Iw_fa …(6)
Ie_fa＝j·Qa·Iw_fa …(7)
在反谐振频率fa流过声学路径的电流Iac_fa为作为通过弹性波谐振器的电流的基准电流Iw_fa的Qa倍。因此，为了减少由于弹性波谐振器的弹性常量的非线性度而产生的失真，需要减小基准电流Iw_fa。
图7是一并表示将弹性波谐振器的相对带宽设为一定并使弹性波谐振器的制动电容变化的情况下的弹性波谐振器的阻抗的频率特性的变化、流过声学路径的电流的频率特性的变化、以及声学路径的电流密度的频率特性的变化的图。另外，所谓弹性波谐振器的相对带宽，是指反谐振频率与谐振频率的差相对于谐振频率之比。
图7的(a)是表示将弹性波谐振器的相对带宽设为一定并使弹性波谐振器的制动电容变化的情况下的弹性波谐振器的阻抗的频率特性的变化的图。在图7的(a)中，弹性波谐振器的制动电容按照曲线Z1～Z4的顺序变大。如图7的(a)所示，弹性波谐振器的制动电容越大，弹性波谐振器的阻抗越小。
图7的(b)是表示将弹性波谐振器的相对带宽设为一定并使弹性波谐振器的制动电容变化的情况下的声学路径的电流的频率特性的变化的图。在图7的(b)中，曲线Ia1～Ia4分别对应于图7的(a)的曲线Z1～Z4。如图7的(b)所示，弹性波谐振器的制动电容越大，流过声学路径的电流越大。
图7的(c)是表示将弹性波谐振器的相对带宽设为一定并使弹性波谐振器的制动电容变化的情况下的弹性波谐振器的声学路径的电流密度的频率特性的变化的图。在图7的(c)中，曲线Ja1～Ja4分别对应于图7的(a)的曲线Z1～Z4。如图7的(c)所示，弹性波谐振器的制动电容越大，声学路径的电流密度越小。
在多工器1中，通过向发送滤波器101输入的电流被分给并联臂谐振器p4和串联臂谐振器s3，能够减少通过并联臂谐振器p4的电流。此外，在多工器1中，通过使并联臂谐振器p4的制动电容大于串联臂谐振器s1～s3各自的制动电容的最小值，能够减少并联臂谐振器p4的电流密度。通过多工器1，能够抑制接收灵敏度的恶化。
另外，在谐振电路所包含的各弹性波谐振器具有IDT电极的情况下，如图8所示，已知该弹性波谐振器的占空比越大，该谐振电路的IMD3的电平越大。弹性波谐振器的占空比是构成该弹性波谐振器的多个电极指的占空比的平均值。所谓具有图9所示的IDT(InterDigital Transducer)电极830的弹性波谐振器的占空比，是指电极指宽度W1相对于电极指宽度W1与电极指间间隙G1之和的比。
在将并联臂谐振器p4以及串联臂谐振器s1～s3分别形成为具有图9所示的IDT电极830的弹性波谐振器的情况下，并联臂谐振器p4的占空比小于串联臂谐振器s1～s3各自的占空比的最大值为宜。
此外，在实施方式1中，说明了第1滤波器以及第2滤波器分别是发送滤波器的情况。在从共用端子输入频率相互不同的两个电力的情况下，产生与实施方式1相同的问题。因此，即使第1滤波器以及第2滤波器分别是接收滤波器，也产生与实施方式1相同的效果。
[实施方式1的变形例1]
在实施方式1的变形例1中，说明在并联臂谐振器p4与共用端子T10之间，将阻抗元件相对于并联臂谐振器p4并联连接，从而进一步减少并联臂谐振器p4的电流密度的结构。
图10是实施方式1变形例1所涉及的多工器1A的电路结构图。多工器1A的结构是在图2的多工器1的发送滤波器101加上电感器L11以及电容器C11的结构。这些以外相同，因此不重复说明。
如图10所示，电感器L11被连接于移相器110与串联臂谐振器s3以及并联臂谐振器p4的连接节点之间。电容器C11被连接于接地点与电感器L11、串联臂谐振器s3以及并联臂谐振器p4的连接节点之间。电容器C11与并联臂谐振器p4并联连接。
在向端子T12输入了发送信号的情况下，向发送滤波器101输入相当于来自发送滤波器102的发送信号的电流。该电流通过电感器L11之后，被分给电容器C11、并联臂谐振器p4、串联臂谐振器s3。由于电流也被分给电容器C11，因此能够进一步减少通过并联臂谐振器p4以及串联臂谐振器s3的电流。其结果，能够进一步减少并联臂谐振器p4以及串联臂谐振器s3各自的电流密度。
电感器L11以及电容器C11也可以不包含于发送滤波器101，而包含于移相器110。电容器C11也可以被连接于接地点与移相器110以及电感器L11的连接节点之间。与并联臂谐振器p4并联连接的阻抗元件也可以是电感器。也可以在共用端子T10与串联臂谐振器s3以及并联臂谐振器p4的连接节点之间不连接阻抗元件。
[实施方式1的变形例2]
在实施方式1的变形例2中，说明通过将图2的并联臂谐振器p4置换为并联臂谐振器p4被串联分割的结构所对应的并联臂谐振电路，来进一步减少该并联臂谐振电路所包含的各并联臂谐振器的电流密度的情况。
图11是实施方式1的变形例2所涉及的多工器1B的电路结构图。多工器1B的结构是图2的并联臂谐振器p4被置换为并联臂谐振电路pc4的结构。除此以外的结构相同，因此不重复说明。
如图11所示，并联臂谐振电路pc4包含并联臂谐振器p4A和p4B。并联臂谐振器p4A与p4B在接地点与移相器110以及串联臂谐振器s3的连接节点之间串联连接。
图12是图11的并联臂谐振电路pc4所对应的BVD模型的电气等效电路图。如图12所示，并联臂谐振器p4A包含电感器L41、电容器C41、电阻R41、电容器C40A。电感器L41、电容器C41、电阻R41在电容器C40A的两端子之间被依次串联连接。并联臂谐振器p4A的制动电容是电容器C40A的静电电容。
并联臂谐振器p4B包含电感器L42、电容器C42、电阻R42、电容器C40B。电感器L42、电容器C42、电阻R42在电容器C40B的两端子间被依次串联连接。并联臂谐振器p4B的制动电容是电容器C40B的静电电容。
并联臂谐振器p4A的制动电容与并联臂谐振器p4B的制动电容相同。并联臂谐振电路pc4的合成静电电容是并联臂谐振器p4A的制动电容与并联臂谐振器p4B的制动电容的合成静电电容。在并联臂谐振电路pc4的制动电容与图2的并联臂谐振器p4的制动电容相等的情况下，由于电容器C40A与电容器C40B被串联连接，因此并联臂谐振器p4A以及p4B各自的制动电容为并联臂谐振器p4的制动电容的2倍。其结果，能够使并联臂谐振器p4A以及p4B各自的电流密度比图2的并联臂谐振器p4的电流密度更减少。另外，并联臂谐振电路pc4的占空比(并联臂谐振器p4A以及p4B各自的占空比的平均值)小于串联臂谐振器s1～s3各自的占空比的最大值为宜。
以上，通过实施方式1、变形例1以及2所涉及的多工器，能够抑制接收灵敏度的恶化。
[实施方式2]
在实施方式1中，说明了具备两个发送滤波器和一个接收滤波器的多工器。在实施方式2中，说明具备两个发送滤波器和两个接收滤波器的多工器。
图13是实施方式2所涉及的多工器2的电路结构图。如图13所示，多工器2具备：共用端子T20(共用端子)、端子T21(第1端子)、端子T22(第2端子)、端子T23(第3端子)、端子T24(第4端子)、发送滤波器201(第1滤波器)、发送滤波器202(第2滤波器)、接收滤波器203(第3滤波器)、接收滤波器204(第4滤波器)、移相器210。
共用端子T20与移相器210连接。发送滤波器201在共用端子T20与端子T21之间被连接于移相器210以及端子T21。发送滤波器202在共用端子T20与端子T22之间被连接于移相器210以及端子T22。接收滤波器203在共用端子T20与端子T23之间被连接于移相器210以及端子T23。接收滤波器204在共用端子T20与端子T24之间被连接于移相器210以及端子T24。另外，移相器210根据需要设置即可，不是必须的结构。
发送滤波器201的通带B1(第1通带)是1920～1980GHz。发送滤波器202的通带B2(第2通带)是1710～1785GHz。接收滤波器203的通带B3(第3通带)是2110～2170GHz。接收滤波器204的通带B4(第4通带)是1805～1880GHz。另外，通带B1～B4分别对应于3GPP(ThirdGeneration Partnership Project)中规定的Band1Tx、Band3Tx、Band1Rx以及Band3Rx。
多工器2能够从共用端子T20同时发送从端子T21输入的通带B1的信号以及从端子T22输入的通带B2的信号。即，多工器2对应于2ULCA。
在使用通带B1所包含的频率f1以及通带B2所包含的频率f2，将频率f3设为2×f1-f2的情况下，频率f3的范围是2130～2175GHz。频率f3的范围的一部分与接收滤波器203的通带B3重叠。频率f3的范围是基于来自发送滤波器201的信号以及来自发送滤波器202的信号的产生IMD3的频带。在多工器2中，在通带B3产生基于两个发送信号的IMD3。
另外，频率f3的范围的下限频率是从作为通带B1的下限频率的1920GHz的2倍减去作为通带B2的下限频率的1710GHz后的频率。此外，频率f3的范围的上限频率是从作为通带B1的上限频率的1980GHz的2倍减去作为通带B2的上限频率的1785GHz后的频率。
图14是表示图13的发送滤波器201的具体电路结构的图。如图14所示，发送滤波器201包含串联臂谐振器s11～s14(第1串联臂谐振电路)、并联臂谐振器p11～p13、并联臂谐振器p14(第1并联臂谐振电路)。发送滤波器201是由弹性波谐振器形成的弹性波滤波器。
串联臂谐振器s11～s14在端子T21与移相器210之间被依次串联连接。并联臂谐振器p11被连接于接地点与串联臂谐振器s11以及s12的连接节点之间。并联臂谐振器p12被连接于接地点与串联臂谐振器s12以及s13的连接节点之间。并联臂谐振器p13被连接于接地点与串联臂谐振器s13以及s14的连接节点之间。并联臂谐振器p14被连接于接地点与串联臂谐振器s14以及移相器210的连接节点之间。在共用端子T20与并联臂谐振器p14之间，不连接弹性波谐振器。发送滤波器201也可以还包含在接地点与共用端子T20之间与并联臂谐振器p14并联连接的阻抗元件(第1阻抗元件)。
从端子T21输入的通带B1的发送信号通过发送滤波器201，被发送滤波器202、接收滤波器203以及接收滤波器204反射，从共用端子T20输出。
另一方面，从端子T22输入的通带B2的发送信号通过发送滤波器202，被发送滤波器201、接收滤波器203以及接收滤波器204反射，从共用端子T20输出。具体而言，向发送滤波器201输入相当于来自发送滤波器202的发送信号的电流，被分给并联臂谐振器p14以及串联臂谐振器s14。通带B2的发送信号主要被并联臂谐振器p14以及串联臂谐振器s14反射，从共用端子T20输出。
并联臂谐振器p14的制动电容是2.461pF。串联臂谐振器s14的制动电容是1.545pF。并联臂谐振器p14的制动电容大于串联臂谐振器s14的制动电容。
以下，进行多工器2与比较例1所涉及的多工器的比较。比较例1所涉及的多工器的结构是在多工器2的电路结构中将并联臂谐振器p14的制动电容设为1.644pF、将串联臂谐振器s14的制动电容设为2.415pF的结构。在比较例1所涉及的多工器中，并联臂谐振器p14的制动电容小于串联臂谐振器s14的制动电容。这些以外相同，因此不重复说明。
以下的表1中，关于多工器2的并联臂谐振器p14以及串联臂谐振器s14，表示通带B1以及B2中的声学路径的电流Iac(mA)的最大值以及声学路径的电流密度Jac(mA/pF)的最大值、以及IMD3的电平DL3(A2/pF3)。
【表1】
Figure BDA0002333851810000151
以下的表2中，关于比较例1所涉及的多工器的并联臂谐振器p14以及串联臂谐振器s14，表示通带B1以及B2中的声学路径的电流Iac(mA)的最大值以及声学路径的电流密度Jac(mA/pF)的最大值以及IMD3的电平DL3(A2/pF3)。
【表2】
Figure BDA0002333851810000161
表1以及2中的IMD3的电平DL3被表示为以下的式(8)。在后面说明的表3～5中也相同。另外，式(8)中的C0是弹性波谐振器的制动电容。Max(Jac(f1))是通带B1中的电流密度Jac的最大值。Max(Jac(f2))是通带B2中的电流密度Jac的最大值。
【式7】
DL3＝Max(Jac(f1))2×Max(Jac(f2))×C0 …(8)
若对表1以及2进行比较，则多工器2的并联臂谐振器p14以及串联臂谐振器s14各自的IMD3电平比比较例1所涉及的多工器低。通过多工器2，相比于比较例1所涉及的多工器能够更加抑制IMD3。
图15是一并表示图14的多工器2的通过特性(插入损耗以及衰减量的频率特性)以及比较例1所涉及的多工器的通过特性的图。在图15中，实线表示多工器2的通过特性，点线表示比较例1所涉及的多工器的通过特性。
图15的(a)表示从端子T22向共用端子T20的通过特性。图15的(b)表示从共用端子T20向端子T24的通过特性。图15的(c)表示从端子T21向共用端子T20的通过特性。图15的(d)表示从共用端子T20向端子T23的通过特性。
如图15所示，分别在多工器2的通带B1～B4中，可实现与比较例1所涉及的多工器的通过特性同等的通过特性。通过多工器2，能够维持通过特性，并且相比于比较例1所涉及的多工器更加抑制IMD3。
[实施方式2的变形例]
在实施方式2中，说明了具备分别与四个滤波器对应的四个端子的多工器。在实施方式2的变形例中，说明了分别与两个发送滤波器连接的两个端子被汇总为一个发送用的端子、分别与两个接收滤波器连接的两个端子被汇总为一个接收用的端子的多工器。
图16是实施方式2的变形例所涉及的多工器2A的电路结构图。多工器2A的结构是图13的多工器2的端子T21以及T24分别被置换为连接节点N21以及N24并且追加了移相器211以及212的结构。除此这些以外的结构相同，因此不重复说明。
如图16所示，移相器211被连接于发送滤波器201与端子T22之间，并且被连接于发送滤波器202与端子T22之间。移相器212被连接于接收滤波器203与端子T23之间，并且被连接于接收滤波器204与端子T23之间。发送滤波器201以及移相器211被连接于连接节点N21(第1端子)。接收滤波器204以及移相器212被连接于连接节点N24(第4端子)。另外，移相器211以及212根据需要设置即可，不是必须的结构。
在多工器2A中，图13的多工器2的发送用的端子T21以及T22被汇总为图16的端子T22。此外，图13的多工器2的接收用的端子T23以及T24被汇总为图16的端子T23。通过实施方式2的变形例所涉及的多工器，能够减少端子数，并且能够抑制接收灵敏度的恶化。
以上，通过实施方式2以及变形例所涉及的多工器，能够抑制接收灵敏度的恶化。
[实施方式3]
在实施方式2中，说明了两个发送滤波器之一是弹性波滤波器的情况。在实施方式3中，说明两个发送滤波器分别是弹性波滤波器的情况。
图17是实施方式3所涉及的多工器3的电路结构图。多工器3的结构是图14的多工器2的发送滤波器202被置换为发送滤波器302(第2滤波器)的结构。除此以外相同，因此不重复说明。
如图17所示，发送滤波器302包含：串联臂谐振器s21～s24(第2串联臂谐振电路)、并联臂谐振器p21～p23、并联臂谐振器p24(第2并联臂谐振电路)。发送滤波器302是由弹性波谐振器形成的弹性波滤波器。
串联臂谐振器s21～s24在端子T22与移相器210之间依次串联连接。并联臂谐振器p21被连接于接地点与串联臂谐振器s21以及s22的连接节点之间。并联臂谐振器p22被连接于接地点与串联臂谐振器s22以及s23的连接节点之间。并联臂谐振器p23被连接于接地点与串联臂谐振器s23以及s24的连接节点之间。并联臂谐振器p24被连接于接地点与串联臂谐振器s24以及移相器210的连接节点之间。在共用端子T20与并联臂谐振器p24之间，不连接弹性波谐振器。发送滤波器302也可以还包含在接地点与共用端子T20之间与并联臂谐振器p24并联连接的阻抗元件(第2阻抗元件)。
从端子T21输入的通带B1的发送信号通过发送滤波器201，被发送滤波器202、接收滤波器203以及接收滤波器204反射，从共用端子T20输出。具体而言，向发送滤波器202输入相当于来自发送滤波器201的发送信号的电流，被分给并联臂谐振器p24以及串联臂谐振器s24。通带B1的发送信号主要被并联臂谐振器p24以及串联臂谐振器s24反射，从共用端子T20输出。在从端子T22输入通带B2的发送信号的情况下，与实施方式2相同。
并联臂谐振器p24的制动电容是2.018pF。串联臂谐振器s24的制动电容是1.350pF。并联臂谐振器p24的制动电容大于串联臂谐振器s24的制动电容。
以下，进行多工器3与比较例2所涉及的多工器的比较。比较例2所涉及的多工器的结构是在多工器3的电路结构中，将并联臂谐振器p24的制动电容设为1.518pF，将串联臂谐振器s24的制动电容设为2.050pF的结构。在比较例2所涉及的多工器中，并联臂谐振器p24的制动电容小于串联臂谐振器s24的制动电容。这些以外相同，因此不重复说明。
以下的表3中，关于多工器3的并联臂谐振器p14以及p24、以及串联臂谐振器s14以及s24，表示通带B1以及B2中的声学路径的电流Iac(mA)的最大值以及声学路径的电流密度Jac(mA/pF)的最大值以及IMD3的电平DL3(A2/pF3)。
【表3】
Figure BDA0002333851810000191
以下的表4中，关于比较例2所涉及的多工器的并联臂谐振器p14以及p24、以及串联臂谐振器s14以及s24，表示通带B1以及B2中的声学路径的电流Iac(mA)的最大值以及声学路径的电流密度Jac(mA/pF)的最大值、以及IMD3的电平DL3(A2/pF3)。
【表4】
Figure BDA0002333851810000192
若对表1以及4进行比较，则并联臂谐振器p14以及串联臂谐振器s14各自的IMD3电平在比较例2所涉及的多工器以及实施方式2所涉及的多工器中相同。若对表3以及4进行比较，则多工器3的并联臂谐振器p14以及p24、以及串联臂谐振器s14以及s24各自的IMD3电平低于比较例2所涉及的多工器。通过多工器3，相比于比较例2所涉及的多工器以及实施方式2所涉及的多工器能够更加抑制IMD3。
图18是一并表示图17的多工器3的通过特性以及比较例2所涉及的多工器的通过特性的图。在图18中，实线表示多工器3的通过特性，点线表示比较例2所涉及的多工器的通过特性。
图18的(a)表示从端子T22向共用端子T20的通过特性。图18的(b)表示从共用端子T20向端子T24的通过特性。图18的(c)表示从端子T21向共用端子T20的通过特性。图18的(d)表示从共用端子T20向端子T23的通过特性。
如图18所示，分别在多工器3的通带B1～B4中，可实现与比较例2所涉及的多工器的通过特性同等的通过特性。通过多工器3，能够维持通过特性，并且相比于比较例2所涉及的多工器以及实施方式2所涉及的多工器更加能够抑制IMD3。
[实施方式3的变形例]
如图18所示，接收滤波器204的通带B4(1805～1880GHz)是发送滤波器201的通带B1(1920～1980GHz)与发送滤波器202的通带B2(1710～1785GHz)之间的频带。
通常，发送滤波器202所包含的串联臂谐振器的反谐振频率比通带B2高。此外，发送滤波器201所包含的并联臂谐振器的反谐振频率被设定于通带B1的下限附近的情况居多。发送滤波器202所包含的串联臂谐振器的反谐振频率以及发送滤波器201所包含的并联臂谐振器的反谐振频率分别接近于通带B4的情况居多，因此根据式(3)以及式(6)，接收滤波器204所包含的弹性波谐振器的电流密度容易变大。其结果，基于在通带B4产生的两个发送信号的IMD3容易变大。因此，具有通带B4的接收滤波器与两个发送滤波器同样地，是能够抑制IMD的结构为宜。
因此，在实施方式3的变形例中，说明具有通带B4的接收滤波器与两个发送滤波器同样地是具有能够抑制IMD的结构的弹性波滤波器的情况。通过实施方式3的变形例所涉及的多工器，可抑制具有通带B4的接收滤波器中的IMD，因此能够比实施方式3中的多工器更加抑制接收灵敏度的恶化。
图19是实施方式3的变形例所涉及的多工器3A的电路结构图。多工器3A的结构是图17的多工器3的发送滤波器204被置换为接收滤波器304(第4滤波器)的结构。除此以外相同，因此不重复说明。
如图19所示，接收滤波器304包含：串联臂谐振器s41～s44(第3串联臂谐振电路)、并联臂谐振器p41～p43、并联臂谐振器p44(第3并联臂谐振电路)。接收滤波器304是由弹性波谐振器形成的弹性波滤波器。
串联臂谐振器s41～s44在端子T24与移相器210之间被依次串联连接。并联臂谐振器p41被连接于接地点与串联臂谐振器s41以及s42的连接节点之间。并联臂谐振器p42被连接于接地点与串联臂谐振器s42以及s43的连接节点之间。并联臂谐振器p43被连接于接地点与串联臂谐振器s43以及s44的连接节点之间。并联臂谐振器p44被连接于接地点与串联臂谐振器s44以及移相器210的连接节点之间。在共用端子T20与并联臂谐振器p44之间，不连接弹性波谐振器。也可以取代并联臂谐振器p44，设置并联臂谐振器p44被串联分割的结构所对应的并联臂谐振电路。接收滤波器304也可以还包含在接地点与共用端子T20之间与并联臂谐振器p44并联连接的阻抗元件(第3阻抗元件)。并联臂谐振器p44的制动电容大于串联臂谐振器s41～s44各自的制动电容的最小值。
在向端子T21输入通带B1的发送信号并且向端子T22输入通带B2的发送信号的情况下，相当于来自发送滤波器201的发送信号的电流以及相当于来自发送滤波器202的发送信号的电流被输入到接收滤波器304，被分给并联臂谐振器p44以及串联臂谐振器s44。通带B1的发送信号以及通带B2的发送信号主要被并联臂谐振器p44以及串联臂谐振器s44反射，从共用端子T20输出。
以上，通过实施方式3以及变形例所涉及的多工器，能够比实施方式2所涉及的多工器更加抑制接收灵敏度的恶化。
[实施方式4]
在实施方式4中，说明两个发送滤波器分别包含一个并联臂谐振器被串联分割的结构所对应的并联臂谐振电路的情况。
图20是实施方式4所涉及的多工器4的电路结构图。多工器4的结构是图17的多工器3的发送滤波器201以及302分别被置换为发送滤波器401以及402的结构。发送滤波器401是图17的发送滤波器201的并联臂谐振器p14被置换为并联臂谐振电路pc14的结构。发送滤波器402是图17的发送滤波器302的并联臂谐振器p24被置换为并联臂谐振电路pc24的结构。这些以外相同，因此不重复说明。
如图20所示，并联臂谐振电路pc14包含并联臂谐振器p141和p142。并联臂谐振器p141与p142在接地点与移相器210之间串联连接。
并联臂谐振电路pc14的制动电容是2.461pF。串联臂谐振器s14的制动电容是1.545pF。并联臂谐振电路pc14的制动电容大于串联臂谐振器s14的制动电容。并联臂谐振器p141以及p142各自的制动电容是并联臂谐振电路pc14的制动电容的2倍即4.922pF。
并联臂谐振电路pc24包含并联臂谐振器p241和p242。并联臂谐振器p241和p242在接地点与移相器210之间串联连接。
并联臂谐振电路pc24的制动电容是2.018pF。串联臂谐振器s24的制动电容是1.350pF。并联臂谐振电路pc24的制动电容大于串联臂谐振器s24的制动电容。并联臂谐振器p241以及p242各自的制动电容是并联臂谐振电路pc24的制动电容的2倍即4.036pF。
以下的表5中，关于多工器4的并联臂谐振电路pc14以及pc24、以及串联臂谐振器s14以及s24，表示通带B1以及B2中的声学路径的电流Iac(mA)的最大值以及声学路径的电流密度Jac(mA/pF)的最大值、以及IMD3电平DL3(A2/pF3)。
【表5】
Figure BDA0002333851810000231
若对表3以及5进行比较，则多工器4的串联臂谐振器s14以及s24的IMD3电平分别与多工器3的串联臂谐振器s14以及s24的IMD3电平相同。多工器4的并联臂谐振电路pc14以及pc24的IMD3电平分别低于多工器3的并联臂谐振器p14以及p24的IMD3电平。通过多工器4，能够比多工器3更加抑制IMD3。
以上，通过实施方式4所涉及的多工器，能够比实施方式3所涉及的多工器更加抑制接收灵敏度的恶化。
[实施方式5]
在实施方式5中，说明使用实施方式1～4以及变形例所涉及的多工器能够实现的高频前端电路以及通信装置。
图21是基于实施方式5的通信装置5的结构图。如图21所示，通信装置5具备：天线元件510、高频前端电路520、RF(Radio Frequency，射频)信号处理电路530、BBIC(BaseBand Integrated Circuit，基带集成电路)540。
高频前端电路520包含：开关521、实施方式2所涉及的多工器2A以及2B、发送放大电路51T～54T、接收放大电路51R～54R。高频前端电路520也可以包含实施方式1、3、4或者变形例所涉及的多工器。
开关521被连接于天线元件510与多工器2A之间，并且被连接于天线元件510与多工器2B之间。开关521将天线元件510所连接的多工器在多工器2A以及2B之间切换。
发送放大电路51T以及52T是对来自RF信号处理电路530的规定的频带的高频信号的功率进行放大并输出给多工器2A的功率放大器。发送放大电路53T以及54T是对来自RF信号处理电路530的规定的频带的高频信号的功率进行放大并输出给多工器2B的功率放大器。
接收放大电路51R以及52R是对来自多工器2A的规定的频带的高频信号的功率进行放大并输出给RF信号处理电路530的低噪声放大器。接收放大电路53R以及54R是对来自多工器2B的规定的频带的高频信号的功率进行放大并输出给RF信号处理电路530的低噪声放大器。
发送放大电路51T以及52T、及接收放大电路51R以及52R在RF信号处理电路530与多工器2A之间被相互并联连接。发送放大电路53T以及54T、及接收放大电路53R以及54R在RF信号处理电路530与多工器2B之间被相互并联连接。
RF信号处理电路530对由天线元件510发送的高频信号以及接收的高频信号进行处理。具体而言，RF信号处理电路530通过降频转换等来对从天线元件510经由接收侧信号路径而输入的高频信号进行信号处理，并输出给BBIC540。RF信号处理电路530通过升频转换等对从BBIC540输入的发送信号进行信号处理并输出。
以上，通过实施方式5所涉及的通信装置，可抑制多工器的接收灵敏度的恶化，因此能够提高通信质量。
这次公开的各实施方式也预定在不矛盾的范围内适当地组合并实施。应当认为这次公开的实施方式在全部方面为例示并不是限制性的。本发明的范围不通过上述说明表示而通过权利要求书来表示，意图包含与权利要求书等同的意思以及范围内的全部变更。

Claims (13)

1.一种多工器，具备：
共用端子、第1端子、第2端子以及第3端子；
第1滤波器，被连接于所述共用端子与所述第1端子之间，具有第1通带；
第2滤波器，被连接于所述共用端子与所述第2端子之间，具有与所述第1通带不重叠的第2通带；和
第3滤波器，被连接于所述共用端子与所述第3端子之间，具有与所述第1通带以及所述第2通带的任一个均不重叠的第3通带，
在使用所述第1通带所包含的频率f1以及所述第2通带所包含的频率f2，将频率f3设为M×f1±N×f2或者M×f2±N×f1时，频率f3的范围的至少一部分与所述第3通带重叠，其中M以及N是自然数，
所述第1滤波器包含：
被连接于所述共用端子与所述第1端子之间的至少一个第1串联臂谐振电路；和
被连接于所述共用端子与接地点之间并包含至少一个弹性波谐振器的第1并联臂谐振电路，
在所述共用端子与所述第1并联臂谐振电路之间，不连接弹性波谐振器，
所述第1并联臂谐振电路的合成静电电容大于所述至少一个第1串联臂谐振电路各自的合成静电电容的最小值。
2.根据权利要求1所述的多工器，其中，
频率f3被表示为2×f1-f2。
3.根据权利要求1或2所述的多工器，其中，
所述第1并联臂谐振电路包含被串联连接在所述共用端子与所述接地点之间的两个弹性波谐振器。
4.根据权利要求1～3的任意一项所述的多工器，其中，
所述第1滤波器还包含在所述接地点与所述共用端子之间与所述第1并联臂谐振电路并联连接的第1阻抗元件。
5.根据权利要求1～4的任意一项所述的多工器，其中，
所述第2滤波器包含：
被连接于所述共用端子与所述第2端子之间的至少一个第2串联臂谐振电路；和
被连接于所述共用端子与所述接地点之间并包含至少一个弹性波谐振器的第2并联臂谐振电路，
在所述共用端子与所述第2并联臂谐振电路之间，不连接弹性波谐振器，
所述第2并联臂谐振电路的合成静电电容大于所述至少一个第2串联臂谐振电路各自的合成静电电容的最小值。
6.根据权利要求5所述的多工器，其中，
所述第2并联臂谐振电路包含被串联连接在所述共用端子与所述接地点之间的两个弹性波谐振器。
7.根据权利要求5或6所述的多工器，其中，
所述第2滤波器还包含在所述接地点与所述共用端子之间与所述第2并联臂谐振电路并联连接的第2阻抗元件。
8.根据权利要求1～7的任意一项所述的多工器，其中，
所述多工器还具备：
第4端子；和
第4滤波器，被连接于所述共用端子与所述第4端子之间，具有与所述第1通带、所述第2通带以及所述第3通带的任一个均不重叠的第4通带，
所述第4通带是所述第1通带与所述第2通带之间的频带，
所述第4滤波器包含：
被连接于所述共用端子与所述第4端子之间的至少一个第3串联臂谐振电路；和
被连接于所述共用端子与所述接地点之间且包含至少一个弹性波谐振器的第3并联臂谐振电路，
在所述共用端子与所述第3并联臂谐振电路之间，不连接弹性波谐振器，
所述第3并联臂谐振电路的合成静电电容大于所述至少一个第3串联臂谐振电路各自的合成静电电容的最小值。
9.根据权利要求8所述的多工器，其中，
所述第3并联臂谐振电路包含被串联连接在所述共用端子与所述接地点之间的两个弹性波谐振器。
10.根据权利要求8或9所述的多工器，其中，
所述第3滤波器还包含在所述接地点与所述共用端子之间与所述第3并联臂谐振电路并联连接的第3阻抗元件。
11.根据权利要求1～10的任意一项所述的多工器，其中，
所述至少一个第1串联臂谐振电路以及所述第1并联臂谐振电路所包含的弹性波谐振器分别具有由多个电极指形成的IDT电极，
在将所述弹性波谐振器的占空比定义为多个所述电极指各自的宽度相对于多个所述电极指各自的宽度和多个所述电极指所包含的相邻的电极指的间隔之和的比的情况下，所述第1并联臂谐振电路所包含的至少一个弹性波谐振器的占空比小于所述第1串联臂谐振电路所包含的至少一个弹性波谐振器的占空比。
12.一种高频前端电路，具备：
权利要求1～11的任意一项所述的多工器；和
与所述多工器电连接的放大电路。
13.一种通信装置，具备：
天线元件；
对由所述天线元件收发的高频信号进行处理的RF信号处理电路；和
在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号的权利要求12所述的高频前端电路。
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