CN111404486B - 一种基于自充电的低功耗晶体振荡器 - Google Patents

一种基于自充电的低功耗晶体振荡器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于自充电的低功耗晶体振荡器，包括基准电流源、皮尔斯振荡器、转化电路、启动电路、控制电路、增强时间测定电路和消散时间测定电路，所述基准电流源分别连接皮尔斯振荡器、转化电路和启动电路，本发明针对晶体振荡器的低功耗技术，应用自充电的方式，仿真设计了一款超低功耗晶体振荡器电路。该晶体振荡器可以在温度范围‑20～85℃内正常工作，且频率偏差为‑3.62～‑175.98ppm，在电源电压为3V、TT工艺角、25℃下电路的工作电流为8.48nA，在2.9～3.1V电压范围内频率的电压稳定性为52.45ppm/V。

Description

一种基于自充电的低功耗晶体振荡器
技术领域
本发明涉及振荡器领域，具体是一种基于自充电的低功耗晶体振荡器。
背景技术
近几年来，可穿戴设备和物联网(Internet of Things,IoT)技术发展迅猛，广泛应用于生物医学、军事和环境监测等领域，这些设备节点芯片一般采用电池供电，但是受电池技术的制约，为了保证设备长时间工作(如NB-IOT要求一颗电池能支持节点芯片工作10年)，对节点芯片的功耗提出了极高的要求。为了降低节点芯片的功耗，电路系统通常是周期性循环工作，并且大部分时间处于休眠模式。这样，即使电路系统在工作模式下功耗较大，只要处于工作模式的时间远小于处于休眠模式的时间(如环境监测的节点一天只需开启数次，每次工作时间不超过1秒)，其处于工作模式所引起的功耗便可以忽略不计。因此，休眠模式的功耗决定了整个电路系统的总功耗。
无线传感器网络节点芯片是一个典型的超低功耗(Ultra-Low Power,ULP)系统，休眠期间CPU不工作，但实时时钟(Real Time Clock，RTC)电路仍然工作，用于唤醒系统、系统调度、在每次测量时进行时间标记及同步两个不同的传感器节点。在工作模式下，首先系统被时钟源唤醒，然后启动CPU开始工作，接着模拟模块被打开以便采集和计算数据，最后启动射频模块对处理完毕的数据进行无线传输。接下来，系统将迎来长时间的休眠模式，在休眠模式下，为了保证整个电路能够正常工作，有几个功能电路是一直处于工作状态，在这样的低功耗电路系统中，这些常开电路的功耗决定了整个电路的平均功耗。而时钟源电路作为少数常开电路之一，其功耗在平均功耗中占主导地位，一个低功耗的时钟源可以极大地提高系统的待机时间。
低功耗时钟源电路一般由振荡器和简单的分频器组成，其中振荡器电路主要分为晶体振荡器、环形振荡器以及张弛振荡器三种，在实际应用中，由于石英晶体本身的高Q值特性，晶体振荡器具有精度高、对温度、电压以及工艺(PVT)的变化敏感性较低的优点，低功耗设备基本上采用晶体振荡电路作为时钟源。晶体振荡器的典型功耗一般在几百nW到几十μW之间，最低功耗可以达到数十nW的量级，其功耗是时钟源电路功耗的重要组成部分，是时钟源电路模拟部分中功耗最大的模块。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于自充电的低功耗晶体振荡器，以解决上述背景技术中提出的问题。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：
一种基于自充电的低功耗晶体振荡器，包括基准电流源、皮尔斯振荡器、转化电路、启动电路、控制电路、增强时间测定电路和消散时间测定电路，所述基准电流源分别连接皮尔斯振荡器、转化电路和启动电路，皮尔斯振荡器还分别连接转化电路、控制电路和启动电路，控制电路还分别连接增强时间测定电路和消散时间测定电路。
优选地，所述的基准电流源由启动电路和电流镜组成，电源上电时，启动电路能驱动电路摆脱简并偏置点。
优选地，所述的皮尔斯振荡器将传统的皮尔斯振荡器改为电流源驱动，同时将偏置电阻Rf替换成差分放大器，需要基准电流源提供电流偏置。
优选地，所述的启动电路能在降低功耗的同时加快起振速度，需要基准电流源提供电流偏置。
优选地，所述的增强时间测定电路由两个比较器、两个SR触发器以及一个异或门组成，异或门的两个输入端分别由一个比较器和一个SR触发器串联而成，用于测定振荡增强时间。
优选地，所述的消散时间测定电路与所述的增强时间测定电路相比，在SR触发器和异或门之间多了一个D触发器，用于测定振荡消散时间。
优选地，所述的控制电路是一个计数器，产生的控制信号是一个周期性脉冲，经过增强时间测定电路和消散时间测定电路，得到放大器开启时间CNTg和关闭时间CNTd，便可以计算出脉冲的周期和占空比。
优选地，所述的转化电路是将正弦波转化成时钟信号并输出，需要基准电流源提供电流偏置。
优选地，所述的比较器是一个基于推挽输出的两级共源共栅运算放大器。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：本发明针对对晶体振荡器的低功耗技术，应用自充电的方式，仿真设计了一款超低功耗晶体振荡器电路。该晶体振荡器可以在温度范围-20～85℃内正常工作，且频率偏差为-3.62～-175.98ppm，在电源电压为3V、TT工艺角、25℃下电路的工作电流为8.48nA，在2.9～3.1V电压范围内频率的电压稳定性为52.45ppm/V。
附图说明
图1是所述基于自充电的低功耗晶体振荡器结构框图；
图2是图1中基准电流源的设计示意图；
图3是图1中皮尔斯振荡器的设计示意图；
图4是图1中启动电路的设计示意图；
图5是图1中增强时间测定电路的设计示意图；
图6是图1中消散时间测定电路的设计示意图；
图7是图1中控制电路的状态转换图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参阅图1-7，实施例1：本发明实施例中，一种基于自充电的低功耗晶体振荡器，包括用于产生给皮尔斯振荡器、启动电路和转化电路使用的偏置电流。一皮尔斯振荡器，晶体振荡器的核心模块。一转化电路，用于将正弦波转化成时钟信号并输出。一启动电路，用于降低功耗的同时加快起振速度。一控制电路，用于计算出脉冲的周期和占空比。一增强时间测定电路，用于测定振荡增强时间。一消散时间测定电路，用于测定振荡消散时间。
所述的基准电流源由启动电路和电流镜组成，电源上电时，启动电路能驱动电路摆脱简并偏置点；
所述的皮尔斯振荡器将传统的皮尔斯振荡器改为电流源驱动，同时将偏置电阻Rf替换成差分放大器，需要基准电流源提供电流偏置
所述的启动电路能在降低功耗的同时加快起振速度，需要基准电流源提供电流偏置；
所述的增强时间测定电路由两个比较器、两个SR触发器以及一个异或门组成，异或门的两个输入端分别由一个比较器和一个SR触发器串联而成，用于测定振荡增强时间；
所述的消散时间测定电路与所述的增强时间测定电路相比，在SR触发器和异或门之间多了一个D触发器，用于测定振荡消散时间；
所述的控制电路本质上是一个计数器，产生的控制信号是一个周期性脉冲，经过增强时间测定电路和消散时间测定电路，得到放大器开启时间CNTg和关闭时间CNTd，便可以计算出脉冲的周期和占空比；
所述的转换电路是将正弦波转化成时钟信号并输出，需要基准电流源提供电流偏置；
所用的比较器是一个基于推挽输出的两级共源共栅运算放大器。
实施例2，在实施例1的基础上，如图2所示，当电源上电时，电容C的两边电压差为0，所以P1管工作在饱和区，将会有电流从P1流过给电容充电，此时，P2管复制P1中的电流，复制的电流流到偏置电路中，电容C只需很短的时间充电，便可以使两边的电压差接近VDD，之后P1工作在截至区，P2中也相应的没有电流，但是这段时间足以使偏置电流源摆脱零电流状态，其中P5管主要防止刚上电时电容C的两端出现负电压。启动问题一般需要仔细地分析和模拟，不仅在直流扫描仿真中要求电源电压从0V开始上升(以确保寄生电容不会引起启动失败)，而且也要在瞬态仿真中要求电源电压从0V开始上升，另外还必须在每个电源电压下检查电路的特性。
实施例3，在实施例1的基础上，如图3所示，当P7的栅极A点的电压上升时，P7的VGS减小，根据电流公式，P7的支路电流IdP7减小，此时XI点的电压为：IdP7(rN2||rP7||rN1)。由于N1的栅极固定为电源电压，所以N1的电阻N2和P7的电阻，所以晶体输入端XI点的电压减小，当XI通过P10和N4组成的反相器时，晶体输出端XO点的电压增加，所以差分放大器与反相器构成了一个负反馈，这使得差分放大器的两个输入端A和B的直流共模电压相等。同时XI点的电压VXI与A点的电压差为N1管的漏源电压VDS，由于P9的VGS＝0，所以P9和N1的支路电流很小，而N1的VGS很大，所以N1的VDS很小，也就是说XI点的电压与A点的电压基本相同，所以XI点的直流电压与XO点相同，与传统的皮尔斯振荡器中电阻Rf起到了相同的作用。
实施例4，在实施例1的基础上，如图4所示，振荡器刚开始上电时，XI端的电压小于Vref，比较器的输出保持为低电平，随着振荡开始，XI端正弦波的峰值电压逐渐增大，直到某一时刻，XI端的峰值电压大于Vref，此时比较器的输出由低电平变为高电平，触发器的时钟端捕捉到这个上升沿之后，输出端start信号变为高电平，start_n信号变为低电平，由于触发器的数据端与VDD相连，所以start信号会一直保持为高电平。当start信号变为高电平之后，Istart将被关闭，此时启动电路的任务已经完成，但是比较器一直在工作，浪费能量。从比较器的电路结构中可以发现，差分放大器的两路电流来源于N1，N2组成的电流镜，然后分别由P1和P4、P2和P3组成的电流镜对差分放大器的电流进行放大，最后再推挽输出。所以，想要关闭比较器，就要切断N1和N2的电流镜的电流，而该电流镜的电流由偏置电压Vbias得到，所以增加两个PMOS管P5和P6，P5控制着比较器的开闭，P6防止A点成为浮动节点，P5的栅极与start信号相连，P6的栅极与start_n信号相连，当start信号为低电平时，起振电路工作，P5导通，比较器可以正常工作，当start信号拉高后，start_n变为低电平，此时P5关闭，P6打开，拉高A点的电位，关闭N1支路的电流，比较器被关闭，不再消耗能量。
实施例5，在实施例1的基础上，如图5所示，在起振阶段，输入端XI的振幅较低，其峰值电压小于VREFL，两个比较器的输出为低电平，异或门的输入为低电平，Tg保持为低电平；随着振荡进行，XI峰值电压逐渐增大，当大于VREFL但小于VREFH时，比较器CMP1的输出变为高电平，SR1的输出随之变为高电平，由于SR触发器在“00”状态保持输出不变，所以SR1的输出将不再随着XI的值变化，此时Tg信号拉高，一个以Tg信号为使能信号的计数器开始工作；当XI波峰电压值大于VREFH时，比较器CMP2的输出变为高电平，SR2的输出也变为高电平，同样SR2的输出保持不变，此时Tg信号由高电平变为低电平，计数器停止工作，记录下计数器的计数值CNTg，该值即为振荡增强时间。
实施例6，在实施例1的基础上，如图6所示，当振荡幅度达到最大值，关闭放大器，此时由于晶体内部等效电感和等效电容的影响，振荡开始缓慢消散，一开始，XI的波峰电压值大于VREFH，异或门的两个输入都为高电平，所以输出Td为低电平；当XI的峰值电压小于VREFH但是大于VREFL时，CMP1的输出为低电平，此低电平信号由触发器SR1接受并被触发器D1采样到，使得异或门的输出信号Td拉高，尽管CMP1的输出随着XI的振荡不停的变化，但是由于触发器只在XI的波峰处采样，所以CMP1只会比较XI的波峰电压。同样的，一个以Td信号为使能信号的计数器开始工作；当XI的峰值电压下降到VREFL以下时，CMP2的输出为低电平，此低电平信号由SR2接受并被触发器D2采样到，此时异或门的两个输入端都为低电平，Td再次变为低电平。计数器停止工作，记录下计数器的计数值CNTd，该值即为振荡消散时间时间。
实施例7，在实施例1的基础上，如图7所示，是控制电路的状态转换图，刚开始上电时电路处于复位状态，随后启动电路工作，start信号拉高，起振电流关闭，start信号为控制电路的使能信号，然后开始产生周期性脉冲信号，其中高电平时间为CNTd，低电平时间为CNTg。
对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。
此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。

Claims (1)

1.一种基于自充电的低功耗晶体振荡器，包括基准电流源、皮尔斯振荡器、转化电路、启动电路、控制电路、增强时间测定电路和消散时间测定电路，其特征在于，所述基准电流源分别连接皮尔斯振荡器、转化电路和启动电路，皮尔斯振荡器还分别连接转化电路、控制电路和启动电路，控制电路还分别连接增强时间测定电路和消散时间测定电路；
所述的基准电流源由启动电路和电流镜组成，电源上电时，启动电路能驱动电路摆脱简并偏置点；
所述的皮尔斯振荡器将传统的皮尔斯振荡器改为电流源驱动，同时将偏置电阻Rf替换成差分放大器，需要基准电流源提供电流偏置；
所述的启动电路能在降低功耗的同时加快起振速度，需要基准电流源提供电流偏置；
所述的增强时间测定电路由两个比较器、两个SR触发器以及一个异或门组成，异或门的两个输入端分别由一个比较器和一个SR触发器串联而成，用于测定振荡增强时间；
所述的消散时间测定电路与所述的增强时间测定电路相比，在SR触发器和异或门之间多了一个D触发器，用于测定振荡消散时间；
所述的控制电路是一个计数器，产生的控制信号是一个周期性脉冲，经过增强时间测定电路和消散时间测定电路，得到放大器开启时间CNTg和关闭时间CNTd，便可以计算出脉冲的周期和占空比；
所述的转化电路是将正弦波转化成时钟信号并输出，需要基准电流源提供电流偏置；
所述的比较器是一个基于推挽输出的两级共源共栅运算放大器。
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