CN111313901B

CN111313901B - 具有抖动功能的阈值电压产生电路、FlashADC及流水线ADC

Info

Publication number: CN111313901B
Application number: CN202010130663.0A
Authority: CN
Inventors: 李福乐; 丁洋
Original assignee: Tsinghua University
Current assignee: Tsinghua University
Priority date: 2020-02-28
Filing date: 2020-02-28
Publication date: 2021-08-24
Anticipated expiration: 2040-02-28
Also published as: CN111313901A

Abstract

一种阈值电压产生电路，用以产生具有抖动功能的阈值电压，包括两个电流源、两个电流沉、两个电阻串和一个电流型DAC，其中，每个电阻串均包括(2^N+1‑2)个电阻，每个电阻串中的电阻依次串联，串联后的电阻的两端分别连接相应的电流源及电流沉，所述电流型DAC用以接收一数字抖动信号，并将所述数字抖动信号转换为两个反向的电流信号，两个反向的电流信号分别输出至第一节点及第二节点，所述第一节点与所述第二节点之间还串联有第一电阻和第二电阻，所述第一电阻与所述第二电阻之间接入一共模电压。所述阈值电压产生电路采用电流偏置，因此不受布线寄生影响，且电路有所简化，功耗和面积均有节省。

Description

具有抖动功能的阈值电压产生电路、FlashADC及流水线ADC

技术领域

本发明涉及一种具有抖动功能的阈值电压产生电路及具有该电路的Flash ADC及流水线ADC。

背景技术

请参阅图1，在高性能流水线(pipeline)模拟数字转换器(Analog-to-digitalconverter，ADC)中，为了改善输出功率谱中的杂散，通常需要增加抖动(dither)功能。考虑到流水线ADC由多级流水级电路构成，并且性能主要由前几级决定，故通常在前几级级电路(例如第1到第3级Stage 1一Stage3)增加抖动处理电路。其中，级电路主要包括MDAC和Flash ADC，且级电路输入信号同时输入至MDAC和Flash ADC。级电路的抖动原理是在级电路输入信号上叠加一个随机的抖动信号V_d。在具体电路设计中，可以分别在MDAC和FlashADC的输入端叠加V_d，以等效实现此功能。

请一并参阅图2(a)，N-bit的Flash ADC一般包括2^N-1个比较器，其模拟输入有输入电压V_in和比较器阈值电压V_th，i，i＝1～2^N-1。其中，第i个比较器中，比较V_in和V_th，i。当V_in-V_th，i大于0时，di＝‘1’(即逻辑1)。当V_in-V_th，i小于0时，d_i＝‘0’(即逻辑0)。如图2(b)所示，如果在Flash ADC的输入电压V_in上叠加抖动信号V_d，第i个比较器中，比较V_in+V_d和V_th，i。当V_in+V_d-V_th，i大于0时，d_i＝‘1’。当V_in+V_d-V_th，i小于0时，d_i＝‘0’。图2(c)是在比较器阈值电压V_th，i上叠加一个反向抖动信号-V_d，第i个比较器中，比较V_in和V_th，i-V_d。当V_in-(V_th，i-V_d)＝V_in+V_d-V_th，i大于0时，d_i＝‘1’。当V_in-(V_th，i-V_d)＝V_in+V_d-V_th，i小于0时，d_i＝‘0’。显然，图2(b)的电路与图2(c)的电路功能相同。因此，可以通过在Flash ADC的阈值电压V_th，i上叠加一个反向抖动信号，来等效实现在Flash ADC的输入信号上叠加抖动。

请一并参阅图3，为现有的一种具有抖动功能的阈值电压产生电路。该具有抖动功能的阈值电压产生电路包括两个单位增益放大器、两个相同的电阻串和两个电流型数字模拟转换器(Digital-to-analog converter，DAC)(即PMOS DAC和NMOS DAC)。其中，假设Flash ADC的分辨率为N，每条电阻串包括(2^N+1+2)个相同的电阻，每个电阻的阻值均为R。两个单位增益放大器的正输入端分别接V_top和V_bot。V_ref是流水线ADC的参考电压，V_ref＝V_top-V_bot。两个单位增益放大器的负输入端分别接电阻串的两端，且通过反馈将电阻串的两端电压固定为V_t和V_b。假设单位增益放大器是理想的，那么V_t＝V_top，V_b＝V_bot。

如图3所示，两个单位增益放大器和电阻串构成基本的阈值电压产生电路，两个DAC(即PMOS DAC和NMOS DAC)则用于实现阈值抖动功能。其中，PMOS DAC作为电流源，以输出电流I_a和I_b并分别注入左侧和右侧的电阻串。NMOS DAC作为电流沉，以分别从左侧和右侧的电阻串抽取电流I_b和I_a。显然，通过下列公式(1)，可获得阈值抖动与数字抖动信号的关系。

其中，参数V_th，i为阈值电压，参数V_{th，i_ideal}为标准阈值电压，参数d_k是二进制格式的数字抖动信号，d_k＝0或者1。参数k＝0：M-1。也就是说，该阈值产生电路具有阈值抖动功能，然其至少存在以下问题：

1.节点电压

和

会跟随抖动信号变化，且在低供电电压情况下，其电压接近电源电压，这会造成PMOS DAC及NMOS DAC输出电流精度下降。

2.如图4所示，Flash ADC阈值产生电路中电阻串需要两个单位增益放大器BP2和BN2对图3中的V_top和V_bot进行驱动，来产生电压V_{t_flash}和V_{bf_lash}。而流水线ADC中MDAC也需要两个单位增益放大器BP1和BN1对V_top和V_bot进行驱动来提供参考电压V_{t_MDAC}和V_{b_MDAC}给MDAC工作使用。同时考虑到要避免Flash ADC和MDAC之间的干扰，BP1和BP2不能共享，BN1和BN2也不能共享。图4中现有的Flash ADC阈值产生电路中放大器个数较多，功耗和面积消耗较大。

3.请再次参阅图4，当需要对多个级电路中的Flash ADC提供电压偏置时，布线寄生电阻R_p和电阻串偏置电流会带来压降，使得V_ti，V_bi电压偏离设计值。当然，为了解决这个问题，可以给每个电阻串都配置单独的放大器进行驱动，但这会带来更大的面积和功耗。

发明内容

有鉴于此，有必要提供一种具有抖动功能的阈值电压产生电路及具有该电路的Flash ADC及流水线ADC，以解决上述问题。

一种阈值电压产生电路，用于为Flash ADC产生具有抖动功能的阈值电压，所述阈值电压产生电路包括两个电流源、两个电流沉、两个电阻串和一个电流型DAC，其中，两个电阻串的结构相同，每个电阻串均包括(2^N+1-2)个电阻，参数N为Flash ADC的分辨率，每个电阻串中的电阻依次串联，串联后的电阻的两端分别连接相应的电流源及电流沉，所述电流型DAC用以接收一数字抖动信号，并将所述数字抖动信号转换为两个反向的电流信号，两个反向的电流信号分别输出至第一节点及第二节点，所述第一节点设置于其中一个电阻串的中间，所述第二节点设置于另外一个电阻串的中间，所述第一节点与所述第二节点之间还串联有第一电阻和第二电阻，所述第一电阻与所述第二电阻之间接入一共模电压。

一种Flash ADC，包括比较器及上述所述的阈值电压产生电路，所述比较器包括信号输入端及阈值输入端，所述信号输入端接收级电路输入信号，所述阈值输入端接收所述阈值电压产生电路产生的阈值电压。

一种流水线ADC，所述流水线ADC包括多级级电路，每一级电路均包括MDAC及FlashADC，所述流水线ADC还包括上述所述的阈值电压产生电路，所述阈值电压产生电路输出相应的阈值电压至相应的Flash ADC。

本发明的阈值电压产生电路包括电流源、电流沉、电阻串和电流型DAC。其中，电流源、电流沉和电阻串决定了Flash ADC各阈值电压之间的相对值。IDAC的输出电流流经电阻产生的电压差决定了各阈值电压的绝对值。电流型DAC的输出电流由数字抖动信号控制。因此，阈值电压的绝对值根据抖动信号的不同而在一定范围内抖动，即具有抖动功能。所述阈值电压产生电路仅需电流镜产生电流偏置，与现有电路用两个单位增益放大器提供电压偏置相比，电路有所简化，功耗和面积均有节省；且采用电流偏置而非电压偏置，与传统结构相比，远距离传输不受布线寄生影响，因此在多级Flash ADC的阈值都需要抖动的应用中，可共享电流镜偏置电路，进一步节省功耗和面积。

附图说明

图1为带抖动处理的流水线(pipeline)ADC的电路图。

图2为图1中流水线ADC的Flash ADC的电路图。

图3为现有技术中具有抖动功能的阈值电压产生电路的电路图。

图4为现有技术中MDAC参考电压与Flash ADC阈值电压产生电路的电路图。

图5为本发明较佳实施例的具有抖动功能的Flash ADC阈值电压产生电路的电路图。

图6为于图5所示Flash ADC阈值电压产生电路中的IDAC上叠加共源共栅管的电路图。

图7为设置多个图5所示Flash ADC阈值电压产生电路的电路图。

图8为图5所示Flash ADC阈值电压产生电路中可调电阻的电路图。

主要元件符号说明

阈值电压产生电路 100

电流源 11、12

电流沉 13、14

电流型DAC IDAC

数字抖动信号 Dither

第一节点 V_a

第二节点 V_b

第一电阻 R_d1

第二电阻 R_d2

共模电压 V_CM

偏置电流 I

输出MOS管 Q1

共源共栅管 Q2

可调电阻 R_L1-R_L4

电阻 R₀-R_M-1

开关 S₁-S_M

第三节点 A

第四节点 B

如下具体实施方式将结合上述附图进一步说明本发明。

具体实施方式

请参阅图5，本发明较佳实施例提供一种阈值电压产生电路100。所述阈值电压产生电路100可以为图2(c)所示的Flash ADC提供具有抖动功能的阈值电压V_th，i。所述阈值电压产生电路100包括两个电流源、两个电流沉、两个相同的电阻串和电流型DAC(以下简称IDAC)。

在本实施例中，两个电阻串的结构完全相同。每个电阻串均包括(2^N4-1-2)个电阻。每个电阻的阻值均为R。每个电阻串中的电阻依次串联。串联后的电阻串的两端分别连接相应的电流源及电流沉。在本实施例中，为了描述方便，将两个电流源分别标记为电流源11、12。其中，所述电流源11所在侧的电流沉标记为电流沉13。所述电流源12所在侧的电流沉标记为电流沉14。电流源11所在侧的电阻上的电压标记为V_A，i，i＝1～2^N。所述电流源12所在侧的电阻上的电压标记为VB_i，i＝1～2^N。

所述IDAC用以接收一数字抖动信号(Dither)，并将所述数字抖动信号Dither转换为两个反向的电流信号I_a至第一节点V_a和第二节点M_b。所述第一节点V_a设置于左侧电阻串的中间。所述第二节点V_b设置于右侧电阻串的中间。同时，所述第一节点V_a和第二节点V_b之间还串联有第一电阻R_d1和第二电阻R_d2。所述第一电阻R_d1和第二电阻R_d2的阻值均为R。所述串联的第一电阻R_d1和第二电阻R_d2之间还接入有一共模电压V_CM。

可以理解，在本实施例中，所述电流源与电流沉可为电阻串提供相应的偏置电流I，所述偏置电流I可通过公式(2)获得。

其中，公式(2)中，参数N代表Flash ADC的分辨率。V_ref为流水线ADC的参考电压。

由所述数字抖动信号Dither转换后的电流信号I_a可由公式(3)获得。

其中，公式(3)中，参数d_k是数字抖动信号，这里假设数字抖动信号是M-bit温度计码格式的数字码。d_k＝0或者1。参数k＝1：M。参数I_LSB是所述IDAC的最小输出单位电流，其可通过公式(4)获得。因此，电流信号I_a的范围是[-I，I]。

另外，节点V_a和V_b及左右两侧电阻串上的电压可分别通过公式(5)-(8)获得。

V_a＝V_CM+I_aR (5)

V_b＝V_CM-I_aR (6)

V_A，i＝V_a-[1+(2^N-1-i)*2]*IR (7)

V_B，i＝V_b-[1+(2^N-1-i)*2]*IR (8)

其中，参数i＝1：2^N，于是阈值电压V_th，i可通过公式(9)获得，并根据公式(9)-(10)得到公式(11)，即阈值电压V_th，i与标准阈值电压V_{th_ideal，i}的差别。

显然，阈值电压V_th，i随电流信号I_a变化，由于电流信号I_a的范围是[-I，I]，于是每个阈值电压V_th，i的变化范围ΔV_thi是可由公式(12)得出。再结合公式(3)，可以得到阈值抖动与数字抖动信号的关系(参公式(13))。

显然，由上述公式可知晓，所述阈值电压产生电路100可以实现阈值抖动功能。即参公式(9)，可通过将节点电压VA_i与节点电压

做差后.作为阈值电压V_th，i输出至图2中flash ADC中比较器的阈值输入端，并实现阈值抖动功能。而所述flash ADC中比较器的信号输入端则接收一级电路输入信号Vin。

可以理解，由公式(5)-(6)可知晓，在本实施例中，所述IDAC输出节点的电压(即节点V_a和V_b)会随电流信号I_a变化，即抖动，但由于此节点电压V_a和V_b位于共模电压V_CM附近，与电源(VDD)、地(GND)之间的电压差较大。因此，请一并参阅图6，可以在所述IDAC内部的输出MOS管Q1上叠加共源共栅管Q2，进而构成带共源共栅管的电流镜，以保证IDAC的输出电流精度。

可以理解，请一并参阅图5，在本实施例中，阈值电压产生电路仅需电流镜(即电流源11、12及电流沉13、14)产生电流偏置，与现有电路用两个单位增益放大器提供电压偏置相比，电路有所简化，功耗和面积均有节省。

可以理解，请一并参阅图7，在本实施例中，所述阈值电压产生电路100还可应用至多个流水级都需要抖动阈值电压的流水线ADC中。由于采用电流传输，而非现有技术的电压传输，传输精度不受布线电阻寄生影响。因此，当应用所述阈值电压产生电路100时，仅需在每级流水级(例如第1到第3级Stage1-Stage3)中设置上述电阻串和IDAC电路，同时所述电阻串的偏置电流I可由全局产生，再送到流水级本地即可。具体地，在本实施例中，每级流水级中的阈值产生电路仅需两组电流镜MOS管为电阻串提供电流。其中，其中一组电流镜PMOS管作为电流源，其内的一个PMOS管对应流水级中的一路电阻串，并连接至相应电阻串的顶端。另一组电流镜NMOS管作为电流沉，其内的一个NMOS管对应流水级中的一路电阻串，且连接至相应电阻串的底端。也就是说，当设置多个阈值产生电路时，多个所述阈值产生电路可将电流镜MOS管放置在一起，共用一个电流镜偏置电路，与现有技术受限于布线寄生电阻影响，可能需要在每级流水级都设置两个单位增益放大器(例如图4中增益放大器BP2、BN2)相比，可明显缩减功耗和面积。

可以理解，在本实施例中，由于所述阈值电压产生电路100中节点

和

的电压亦会跟随抖动信号变化。因此，为避免由此引起的偏置电流精度降低现象以及布线寄生电容给末端抖动电压所带来的负载效应，可于所述电阻串的两端设置相应的可调电阻。具体地，请再次参阅图5，每个电阻串还包括两个可调电阻。其中，所述电流源11所在侧的可调电阻标记为可调电阻R_L1、R_L2。所述电流源12所在侧的可调电阻标记为可调电阻R_L3、R_L4。所述可调电阻R_L1、R_L2分别串接在所述电流源11所在侧的电阻串的顶端和底端。所述可调电阻R_L3、R_L4分别串接在所述电流源12所在侧的电阻串的顶端和底端。所述可调电阻R_L1-R_L4均受数字抖动信号Dither控制。

在本实施例中，可调电阻R_L1-R_L4由M-bit数字码a_k控制，数字码格式与IDAC输入数字码格式相同。所述可调电阻R_L1-R_L4的电阻均相等，且可由下列公式(14)获得。

其中，可调电阻R_L1和R_L4的控制码

可调电阻R_L2和R_L3的控制码a_k＝d_k。参数d_k是数字抖动信号，参数k＝1：M。而参数R_aj可由下列公式(15)获得。

如此，可根据公式(14)-(18)获得两侧电阻串的顶端电压V_t1、V_t2和底端电压V_b1、V_b2。

显然，由上述公式(16)-(18)可知晓，由于可调电阻R_L1-R_L4的存在，使得所述电阻串的顶端和底端电压均为常数，而不随抖动信号变化，如此提高了电阻串的偏置电流精度，同时也消除了布线寄生电容对末端抖动电压负载效应。

可以理解，于其中一实施例，所述可调电阻R_L1-R_L4的电路结构可如图8所示。每一可调电阻均包括M个电阻R₀-R_M-1和M个开关S₁-S_M。其中，电阻R₀的一端连接至第三节点A，另一端连接至第四节点B。电阻R₁-R_M-1的一端均连接至所述第三节点A，另一端分别通过相应的开关S₁-S_M-1连接至所述第四节点B。开关S_M的两端分别连接所述第三节点A及所述第四节点B。开关S₁-S_M分别受相应的反向控制码

控制。其中

参数dk是数字抖动信号，参数k＝1：M。

在本实施例中，所述第三节点A及所述第四节点B可分别为所述电流源11、13的一端与位于电阻串的顶端。或者所述第三节点A及所述第四节点B可为位于电阻串的底端及所述电流沉13、14的一端。

另外，请参阅表1，在本实施例中，以7-bit温度计码格式数字抖动信号为例，计算电阻R₀-R₆阻值。其中，表1中，a₁-a₇为控制码。R_AB为可调电阻R_L1-R_L4的电阻值，其可根据公式(14)-(15)获得。同时，再根据各电阻R₀-R₆之间的关系可获得各电阻R₀-R₆的阻值。

表1电阻R₀-R₆阻值计算表

显然，本发明的阈值电压产生电路100包括电流源、电流沉、电阻串和IDAC。其中，电流源、电流沉和电阻串决定了Flash ADC各阈值电压之间的相对值，IDAC的输出电流流经电阻产生的电压差，决定了各阈值电压的绝对值。IDAC的输出电流由数字抖动信号控制。因此，阈值电压的绝对值根据抖动信号的不同而在一定范围内抖动。所述阈值电压产生电路100仅需电流镜产生电流偏置，与现有电路用两个单位增益放大器提供电压偏置相比，电路有所简化，功耗和面积均有节省；且采用电流偏置而非电压偏置，因此与传统结构相比，远距离传输不受布线寄生影响，因此在多级Flash ADC的阈值都需要抖动的应用中，可共享电流镜偏置电路，进一步节省功耗和面积。

综上所述，尽管为说明目的已经公开了本发明的优选实施例，然而，本发明不只局限于如上所述的实施例，在不超出本发明基本技术思想的范畴内，相关行业的技术人员可对其进行多种变形及应用。

Claims

1.一种阈值电压产生电路，用于为Flash ADC产生具有抖动功能的阈值电压，其特征在于：所述阈值电压产生电路包括两个电流源、两个电流沉、两个电阻串和一个电流型DAC，其中，两个电阻串的结构相同，每个电阻串均包括(2^N+1-2)个电阻，参数N为Flash ADC的分辨率，每个电阻串中的电阻依次串联，串联后的电阻的两端分别连接相应的电流源及电流沉，所述电流型DAC用以接收一数字抖动信号，并将所述数字抖动信号转换为两个反向的电流信号，两个反向的电流信号分别输出至第一节点及第二节点，所述第一节点设置于其中一个电阻串的中间，所述第二节点设置于另外一个电阻串的中间，所述第一节点与所述第二节点之间还串联有第一电阻和第二电阻，所述第一电阻与所述第二电阻之间接入一共模电压。

2.如权利要求1所述的阈值电压产生电路，其特征在于：所述第一电阻、所述第二电阻与所述电阻串中电阻的阻值相等。

3.如权利要求1所述的阈值电压产生电路，其特征在于：当所述阈值电压产生电路应用至流水线ADC中时，多个所述阈值电压产生电路共用相应的电流源和电流沉。

4.如权利要求3所述的阈值电压产生电路，其特征在于：所述电流源为一组电流镜PMOS管，该组电流镜PMOS管内的一个PMOS管对应多个所述阈值电压产生电路的一路电阻串，并连接至相应电阻串的顶端，所述电流沉为一组电流镜NMOS管，该组电流镜NMOS管内的一个NMOS管对应多个所述阈值电压产生电路的一路电阻串，并连接至相应电阻串的底端。

5.如权利要求1所述的阈值电压产生电路，其特征在于：所述电流型DAC内部的输出MOS管上叠加有共源共栅管。

6.如权利要求1所述的阈值电压产生电路，其特征在于：每个电阻串还包括两个可调电阻，两个所述可调电阻分别串接在对应电阻串的顶端和底端，每个可调电阻均受所述数字抖动信号控制。

7.如权利要求6所述的阈值电压产生电路，其特征在于：每个可调电阻均包括M个电阻R₀-R_M-1和M个开关S₁-S_M，其中电阻R₀的一端连接至第三节点，另一端连接至第四节点，电阻R₁-R_M-1的一端均连接至所述第三节点，另一端分别通过相应的开关S₁-S_M-1连接至所述第四节点，开关S_M的两端分别连接所述第三节点及所述第四节点，所述第三节点及所述第四节点分别为所述电流源的一端与电阻串的顶端，或者为电阻串的底端及所述电流沉的一端。

8.一种Flash ADC，其特征在于：所述Flash ADC包括比较器及如权利要求1至7中任一项所述的阈值电压产生电路，所述比较器包括信号输入端及阈值输入端，所述信号输入端接收级电路输入信号，所述阈值输入端接收所述阈值电压产生电路产生的阈值电压。

9.一种流水线ADC，其特征在于：所述流水线ADC包括多级级电路，每一级电路均包括MDAC及Flash ADC，所述流水线ADC还包括如权利要求1-2、5-7中任一项所述的阈值电压产生电路，所述阈值电压产生电路输出相应的阈值电压至相应的Flash ADC。

10.如权利要求9所述的流水线ADC，其特征在于：每一级电路中的阈值电压产生电路共用电流源及电流沉，所述电流源为一组电流镜PMOS管，所述电流沉为一组电流镜NMOS管。