CN1112760C - 共基偏压功率放大器 - Google Patents

Abstract

所属技术领域：模拟电子(音频功率放大器)。需要解决的技术问题：开关失真、交越失真。主要技术特征：由恒压电路、共基电路，共同组成了消除开关失真的偏压电路，由R₂、R₃、VT₃在正半周信号时，提供VT₈、～VT₁₀所需的原静态偏压不变；由R₁、R₄、VT₄在负半周信号时，提供VT₅～VT₇所需的原静态偏压不变。因此能消除乙类功放存在的开关失真，及交越失真。本功放无需对共基偏压电路进行调试，便可获得无开关失真、交越失真的输出波形。用途：主要用于音频功率放大器，或电子仪器。

Description

共基偏压功率放大器

音频功率放大器，通常有乙类、甲类、甲乙类之分。乙类功率放大器由于静态电流设计得很小，通常为10～20mA，所以在小信号输出时便产生了开关失真，从而导致交越失真，劣化音质，为使功放在整个电源电压范围内工作时，功放输出端不出现开关失真波形，人们设计出了甲类功放，也即设计甲类功放的目的仅在于消除开关失真，而为此付出的代价是，末级功率管的静态电流必须满足：I＝Vcc/2 R_L，式中，Vcc为单边电源电压，R_L为功放输出负载，在“说明书附图”电路原理图中，本功放后级电源电压为±40V，负载阻抗为8Ω，如果本功放属甲类放大器，此时的静态电流取值为2.5A，静态功耗为200W，现代音频功放一般均为双声道，即总功耗达400W。本功放静态电流取值仅为5～10mA，比一般的乙类功放静态电流的取值更小，如果按10mA计算，本功放静态功耗仅为0.8W，双声道时的静态功耗仅为1.6W，便可彻底消除开关失真。

另外，甲类功放的静态电流取值是按输出端负载阻抗R_L设定的，而作为功放负载的扬声器其本身就不是纯阻性的，因此，对高保真扬声器，IEC标准规定其在额定工作频率内的阻抗，不得低于额定阻抗的80％，即阻抗为8Ω的扬声器，在额定频率范围内工作时，最低不得低于6.4Ω。这就意味着，设输入正半周信号时，当输出端某段频率的峰值电压大于单边电源电压Vcc的80％时，纯甲类功放出现了不可避免的开关失真，从而导致交越失真。而本功放即使在4Ω负载时，仍能保证满负荷输出情况下，不出现开关失真。

静态时电路工作的稳定性：本恒压电路有三个PN结，即VT₁、VT₂的BE结，及VD₁的PN结，这三个PN结控制了RP两端的电压，当环境温度产生变化时，假设温度升高，RP两端的电压V_RP将减小，并使V_R1、V_R2两端的电压减小，此时总电压减小，幅值为三个PN结减小幅值的两倍，即：相当于六个PN结电压减小的幅值，而此时VT₅～VT₁₀也为六个PN结，与恒压电路在同样环境温度时的电压变化幅值是一致的；VT₃、VT₄及VD₂～VD₅同样为六个PN结，所以它与恒压电路在同样环境温度时的电压变化幅值也是一致的。综上所述，VT₃、VT₄的接入并未影响达林顿电路静态时偏置电压的稳定性，相反，由于本恒压电路设计的完善性使达林顿电路静态时的稳定性高于其它类似的功率放大器。本电路终点零位漂移电压极小，实测仅在±5mV范围内变化，这是因为采用了二级差分电路及二只场效应管做在同一块基片上的3DJ5HD。调整RP便可控制末管VT₇、VT₁₀的静态电流为5～10mA左右。

动态时，设输入正半周信号，功放输出端V₀↑→i_RL↑→V_R7↑→V_be5、V_be6、V_be7↑→V_R3↑→V_R2 ↓→整个恒压电路除V_R2外均同步上升，由于R₂＝R₃而VT₃为共基放大状态，其本身无电流放大作用，且流过RP的电流无论动、静态时均为恒定值，故V_R2＝V_R3＝V_R7，由此可见，由于V_R2与V_R3电压幅值相等，相位相反，所以V_R2的下拉电压刚好填补了V_R7两端的上升电压，即：VT₈的基极电位在正半周信号时，始终保持并跟随功放终点电位静态时的电位差差值不变。此时R₁两端的电压V_R1则应维持原恒定值不变，由于VD₄的正端连接于终点电位及VD₄、VD₅对VT₄基极的钳位作用，以及VT₈基极与终点电位的电位差保持不变，故V_R4两端的电压保持原静态值不变，即VD₄集电极对I_R1无分流作用，所以，此时流过I_R1的电流仍为原静态电流值不变，也即，V_R1两端的电压不变。并联在RP两端的电容C₁是为动态时稳定RP两端的电压V_RP而设，从而使流过I_R1、I_R2的静态电流在动态时依然稳定，C₂、C₃是为稳定动态时VD₂、VD₃及VD₄、VD₅两端的电压而设，它使VT₃及VT₄的基极对终点电位保持稳定。

输入负半周信号时，功放输出端V₀↓→i_RL↑→V_R8↓→V_be8、V_be9、V_be10↓→V_R4↓→V_R1↑→整个恒压电路除V_R1外均同步下降，由于R₁＝R₄，而VT₄为共基放大状态，其本身无电流放大作用，且流过RP的电流无论动、静态时均为恒定值，故V_R1＝V_R4＝V_R8，由此可见，由于V_R1与V_R4电压幅值相等，相位相反，所以V_R1的上升电压刚好填补了V_R8两端的下降电压，即：VT₅的基极电位在负半周信号时始终保持并跟随功放终点电位静态时的偏压值不变。此时R₂两端的电压V_R2则应维持原恒定值不变，由于VT₅基极与终点电位在动态情况下仍保持原静态电位不变，故V_R3不变，VT₃集电极无动态电流流入R₂，所以V_R2仍保持原静态值不变。

本电路按8Ω负载阻抗设计，如前所述，仍能在4Ω负载时，满负荷输出情况下不出现开关失真。即当输出负载阻抗为4Ω，在电源单边电压为40V时，流过负载R_L的电流为10A，设输入为正半周信号，此时V_R7两端的电压为2V，V_R3两端的电压也为2V，VT₂基极电位跟随恒压源电路上升2V，VT₃集电极与VT₂基极间的静态电压为2.1V(V_D1/2+V_BE2+V_D2+V_D3＝0.6×3+0.3＝2.1V)，即，可理解为，VT₈基极与功放输出端V₀在动态情况下仍保持静态电位差不变，此时，由于V_R3的增量为2V，V_R2的增量也为2V，当V_R2上升至2V时，VT₃集电极刚接近饱和。如果想进一步扩大VT₃集电极的动态范围，只要在VD₁的下端再串接一只二极管即可。

零位漂移：VT₃、VT₄、R₃、R₄的接入不会因为终点零位漂移对功放产生不良后果(设零位正漂时)，在没有负载R_L的情况下，V_BE5～V_BE7电位上升，因V_R7电位同步上升，故R₇两端的电压V_R7维持原静态值不变，R₃两端的电压V_R3也维持原值不变，故V_R2也不变，因此整个恒压电路两端的电压不变，此时，V_BE8～V_BE10与零位正漂移电压同步上升，所以R₈两端的电压V_R8也维持原静态值不变，即，本电路在没有R_L的情况下，末级管VT₇、VT₁₀的静态电流，不会因为零位漂移而使静态电流产生变化。当零位产生负漂移时，过程与上述相同，相位相反。有负载R_L时的零位漂移与前述动态信号时的动作过程完全相同，即，当零位正漂移时，V_BE5～V_BE7上升，电流通过R₇流入R_L，使R₇两端的电压V_R7上升，V_R3上升，V_R2下降，此时，恒压电路两端的电压增量小于等于零位漂移电压，VT₇所增加的电流，就是流入R_L的电流，而VT10的静态电流则维持原静态值不变，即，与甲、乙类功放不同的是，本功放在正向零位漂移时，也始终工作于共基自动偏压状态并保持VT10的静态电流不变，显然，这不会因零位漂移对本功放造成任何不良影响。零位负漂时工作过程与上述相同，相位相反，故不再赘述。

本电路已经实验，使用电路图中标注的元器件时，其频宽就交越失真而言，由1Hz～1MHz的正弦波范围内(所用信号源频宽为1HZ～1MHZ)，示波器上未出现开关失真及交越失真。

就音质而言，本功放与甲类功放相比不分仲伯，音质柔和、动听。与乙类功放相比完全没有乙类功放音质硬而涩的感觉。因此本功放可完全替代甲类功放。

实现发明的最好方式：通常用于音频功放达林顿输入级的恒压源电路中，以实现对末级达林顿管的共基偏压控制。

Claims (2)

1.一种共基偏压功率放大器，由恒压电路(VT₁、VT₂、VD₃、R₁、R₂、RP、C₁)、共基偏压电路(VT₃、VT₄、R₃、R₄、VD₂、VD₃、VD₄、VD₅、C₂、C₃)及达林顿输入电路(VT₅、VT₈、R₅、R₆)组成，其中，三极管(VT₁)的集电极及其偏置电阻(R₁)的一端与三极管(VT₅)的基极相联接；三极管(VT₂)的集电极及其偏置电阻(R₂)的一端与三极管(VT₈)的基极相联接可调电阻(RP)电容(C₁)并联后分别与三极管(VT₁)基极三极管(VT₂)基极相联接，其特征是，所述共基偏压电路由电阻(R₃)分别与三极管(VT₅)基极三极管(VT₃)射极相联接三极管(VT₃)集电极与电阻(R₂)一端相联接三极管(VT₃)基极与电阻(R₅)的一端及二极管(VD₂)正端相联接二极管(VD₂)二极管(VD₃)串联后与电容(C₂)并联二极管(VD₃)负端与电阻(R₇)一端相联接；由电阻(R₄)分别与三极管(VT₈)基极三极管(VT₄)射极相联接三极管(VT₄)集电极与电阻(R₁)的一端相联接三极管(VT₄)基极与电阻(R₆)的一端及二极管(VD₅)负端相联接二极管(VD₄)二极管(VD₅)串联后与电容(C₃)并联二极管(VD₄)正端与电阻(R₈)一端相联接。

2.根据权利要求1的共基偏压功率放大器，其特征是，在功率放大器的恒压电路与三级达林顿推挽电路的第一级的输出端之间联接一种共基偏压电路。

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