CN111245766A - 基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法 - Google Patents

基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法 Download PDF

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CN111245766A CN202010062012.2A CN202010062012A CN111245766A CN 111245766 A CN111245766 A CN 111245766A CN 202010062012 A CN202010062012 A CN 202010062012A CN 111245766 A CN111245766 A CN 111245766A
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Abstract

基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法，它属于无线通信技术领域。本发明解决了现有多载波体制的单天线系统在双弥散信道下的分集增益较低、可靠性较差的问题。本发明采用双时隙扩展与两分量扩展加权分数傅里叶变换技术，通过将单时隙信号扩展至双时隙，经由分数域运算后进行传输，可以实现单天线多载波系统中额外分集增益的获取与抗衰落性能的提升。在本发明的方法中，接收端通过对应的扩展加权逆变换即可接收多路数据信号，系统整体性能较好。本发明可以应用于无线通信技术领域。

Description

基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法
技术领域
本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法。
背景技术
当前通信系统中根据通信需求、信道状况等先决条件，载波体制一般较为固定。针对采用多载波体制的单天线系统，当信道为时间弥散信道时，若发生深衰落，则可能造成某个子载波整体丢失，系统可靠性较差；而当信道为频率弥散信道时，其系统分集增益仍有未利用部分，分集增益较低。目前可以采用均衡、交织或预编码等方式提高传输可靠性，但在此之外仍有可提升空间。因此，采用多载波体制的单天线系统下，系统可靠性和分集增益需要进一步提高。
发明内容
本发明的目的是为解决现有多载波体制的单天线系统在双弥散信道下的分集增益较低、可靠性较差的问题，而提出了一种基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法。
本发明为解决上述技术问题采取的技术方案是：基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法，所述方法具体包括以下步骤：
步骤一、在发送端，对用户1发送的数据d1进行频域调制，获得频域调制后的发送端基带信号s1，并在信号s1的后面补充与信号s1长度相等的零，得到补零处理后的信号u1＝[s1 0]；
步骤二、在发送端，对用户2发送的数据d2进行频域调制，获得频域调制后的发送端基带信号s2，并在信号s2的前面补充与信号s2长度相等的零，得到补零处理后的信号u2＝[0 s2]；
步骤三、根据加权分数傅里叶变换的特征值θl获得加权分数傅里叶变换系数w1 +和w3 +，l＝0,1；对信号u1和信号u2分别进行频域两分量扩展加权变换，得到信号x1＝[f1(t)+f1(-t)]和x2＝[f2(t)+f2(-t)]，其中：f1(t)与f1(-t)分别是信号F1(ω)经过傅里叶变换后得到的信号和反向信号，f2(t)与f2(-t)分别是信号F2(ω)经过傅里叶变换后得到的信号和反向信号，F1(ω)是信号u1经过傅里叶变换后对应的频域信号形式，F2(ω)是信号u2经过傅里叶变换后对应的频域信号形式；
步骤四、将步骤三获得的信号x1和x2进行累积，获得累加后的信号；
步骤五、将步骤四中获得的累加后信号调制到相应载波频率上，获得调制后信号X，并通过天线发射信号X，信号X通过信道传输后到达接收端；
步骤六、接收端接收到的信号的形式为Y，采用载波解调和MMSE均衡处理信号Y，得到补偿衰落的信号
Figure BDA0002374786180000021
步骤七、根据加权分数傅里叶变换的特征值θl获得加权分数傅里叶逆变换系数
Figure BDA0002374786180000022
和
Figure BDA0002374786180000023
将步骤六获得的信号
Figure BDA0002374786180000024
进行频域两分量扩展加权逆变换，获得变换后信号
Figure BDA0002374786180000025
步骤八、将步骤七中获得的信号
Figure BDA0002374786180000026
按照时间顺序分成前后等长的两部分
Figure BDA0002374786180000027
和
Figure BDA0002374786180000028
和
Figure BDA0002374786180000029
即为发射信号s1和s2对应的估计信号。
基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法，所述方法在发送端的具体工作过程为：
步骤1、在发送端，对用户1发送的数据d1进行频域调制，获得频域调制后的发送端基带信号s1，并在信号s1的后面补充与信号s1长度相等的零，得到补零处理后的信号u1＝[s10]；
步骤2、在发送端，对用户2发送的数据d2进行频域调制，获得频域调制后的发送端基带信号s2，并在信号s2的前面补充与信号s2长度相等的零，得到补零处理后的信号u2＝[0s2]；
步骤3、根据加权分数傅里叶变换的特征值θl获得加权分数傅里叶变换系数
Figure BDA00023747861800000210
和
Figure BDA00023747861800000211
l＝0,1；对信号u1和信号u2分别进行频域两分量扩展加权变换，得到信号x1＝[f1(t)+f1(-t)]和x2＝[f2(t)+f2(-t)]，其中：f1(t)与f1(-t)分别是信号F1(ω)经过傅里叶变换后得到的信号和反向信号，f2(t)与f2(-t)分别是信号F2(ω)经过傅里叶变换后得到的信号和反向信号，F1(ω)是信号u1经过傅里叶变换后对应的频域信号形式，F2(ω)是信号u2经过傅里叶变换后对应的频域信号形式；
步骤4、将步骤三获得的信号x1和x2进行累积，获得累加后的信号；
步骤5、将步骤四中获得的累加后信号调制到相应载波频率上，获得调制后信号X，并通过天线发射信号X，信号X通过信道传输后到达接收端。
本发明的有益效果是：本发明提出了一种基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法，对于应用频域信号的多载波体制来说，当存在时域深衰落的频率弥散信道的情况时，应用频域两分量扩展变换，将待发射信号变为频域信号与频域反转信号的叠加，可以进一步地提高其抗时域衰落的能力，从而达到提升分集增益的目的；当存在频域深衰落的时间弥散信道情况时，应用频域两分量扩展变换，对传输信号进行等时长的补零处理，经过加权分数傅里叶变换后，数据能量被平均分配到两个时隙上，当一个时隙出现衰落时，尚可通过另一个时隙的部分能量进行接收和处理，从而达到提升分集增益的目的。
本发明采用频域扩展加权分数傅里叶技术，通过将频域信号扩展加长，经由分数域运算后进行传输，在不占用额外时频资源的前提下，利用计算分集方法提高频域信号抗衰落能力，并获取额外的分集增益。
从通信系统的可靠性角度，基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法通过信号能量分解、备份的方式降低了衰落对信号传输的影响，从而降低了比特误码率，提升了传输的可靠性。
附图说明
图1是基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法发射端系统原理框图；
图中，2N为补零后信号的长度，
图2是基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法发射端系统原理框图；
其中：MMSE代表最小均方误差均衡；
图3是频域两分量计算分集改进OFDM系统框图；
其中：EWFRFT代表扩展加权分数傅里叶变换，
Figure BDA0002374786180000031
和
Figure BDA0002374786180000032
分别是
Figure BDA0002374786180000033
和
Figure BDA0002374786180000034
的频域形式；
图4是改进OFDM系统与传统OFDM系统在双弥散信道下的误码率曲线对比图；
图中，FDT为归一化多普勒系数，τ为多径时延系数；OFDM代表传统OFDM系统，OFDM-DFD-CD代表改进OFDM系统；
图5是改进OFDM系统与传统OFDM系统的频谱效率曲线图。
具体实施方式
具体实施方式一：如图1和图2所示。本实施方式所述的一种基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法，所述方法具体包括以下步骤：
步骤一、在发送端，对用户1发送的数据d1进行频域调制，获得频域调制后的发送端基带信号s1，并在信号s1的后面补充与信号s1长度相等的零，得到补零处理后的信号u1＝[s1 0]；
步骤二、在发送端，对用户2发送的数据d2进行频域调制，获得频域调制后的发送端基带信号s2，并在信号s2的前面补充与信号s2长度相等的零，得到补零处理后的信号u2＝[0 s2]；
步骤三、根据加权分数傅里叶变换的特征值θl获得加权分数傅里叶变换系数
Figure BDA0002374786180000041
和
Figure BDA0002374786180000042
l＝0,1；对信号u1和信号u2分别进行频域两分量扩展加权变换，得到信号x1＝[f1(t)+f1(-t)]和x2＝[f2(t)+f2(-t)]，其中：f1(t)与f1(-t)分别是信号F1(ω)经过傅里叶变换后得到的信号和反向信号，f2(t)与f2(-t)分别是信号F2(ω)经过傅里叶变换后得到的信号和反向信号，F1(ω)是信号u1经过傅里叶变换后对应的频域信号形式，F2(ω)是信号u2经过傅里叶变换后对应的频域信号形式；
步骤四、将步骤三获得的信号x1和x2进行累积，获得累加后的信号；
步骤五、将步骤四中获得的累加后信号调制到相应载波频率上，获得调制后信号X，并通过天线发射信号X，信号X通过信道传输后到达接收端；
步骤六、接收端接收到的信号的形式为Y，采用载波解调和MMSE均衡处理信号Y，得到补偿衰落的信号
Figure BDA0002374786180000043
步骤七、根据加权分数傅里叶变换的特征值θl获得加权分数傅里叶逆变换系数
Figure BDA0002374786180000044
和
Figure BDA0002374786180000045
将步骤六获得的信号
Figure BDA0002374786180000046
进行频域两分量扩展加权逆变换，获得变换后信号
Figure BDA0002374786180000047
步骤八、将步骤七中获得的信号
Figure BDA0002374786180000048
按照时间顺序分成前后等长的两部分
Figure BDA0002374786180000049
和
Figure BDA00023747861800000410
和
Figure BDA0002374786180000051
即为发射信号s1和s2对应的估计信号。
本实施方式是适用于有传输两个用户数据需求的采用多载波体制的单天线系统。
具体实施方式二：本实施方式与具体实施方式一不同的是：所述步骤一中，用户1发送的数据d1的矢量形式为：
Figure BDA0002374786180000052
式中，sm(t)为数字相位调制中的M个信号波形，m＝1,2,…,M，M为载波的M个可能相位，用于传送发送信息，εg为信号脉冲的能量；sm(t)代表每个m与发送信号之间的对应关系；
在发送端，用户1采用等概率、能量均分的方式发送数据，对发送端用户发送的数据d1进行调制，获得调制后的发送端基带信号s1；
发送端信号发生器产生一串m序列，每个点经过sm(t)对应成一个调制后的符号，这些符号最终组成发送序列s1；
对发送端基带数据s1进行补零处理，补零处理的过程为等长补零，经过补零处理得到补零处理后的数据。
等长补零，即发送信号为128比特信号，则在基带数据s1后补128比特零，得到256比特的数据。
具体实施方式三：本实施方式与具体实施方式一不同的是：所述步骤三中，根据加权分数傅里叶变换的特征值θl获得加权分数傅里叶变换系数
Figure BDA0002374786180000053
和
Figure BDA0002374786180000054
其具体过程为：
Figure BDA0002374786180000055
其中，e为自然对数，i为虚数单位。
特征值θ0、θ1、θ2、θ3的取值范围为[0,2π]。
具体实施方式四：本实施方式与具体实施方式三不同的是：所述对信号u1和信号u2分别进行频域两分量扩展加权变换，得到信号x1和x2，其具体为：
Figure BDA0002374786180000061
Figure BDA0002374786180000062
式中，F1(-ω)是与F1(ω)对应的频域反转信号，F2(-ω)是与F2(ω)对应的频域反转信号。
上述描述中，信号的时域形式与频域形式为相对的两种表述方式，二者之间通过傅里叶变换可以相互转换。
具体实施方式五：本实施方式与具体实施方式四不同的是：所述步骤七中，根据加权分数傅里叶变换的特征值θl获得加权分数傅里叶逆变换系数
Figure BDA0002374786180000063
和
Figure BDA0002374786180000064
其具体过程为：
Figure BDA0002374786180000065
其中：
Figure BDA0002374786180000066
和
Figure BDA0002374786180000067
为加权分数傅里叶逆变换系数。
具体实施方式六：本实施方式与具体实施方式五不同的是：所述将步骤六获得的信号
Figure BDA0002374786180000068
进行频域两分量扩展加权逆变换，获得变换后信号
Figure BDA0002374786180000069
具体为：
Figure BDA00023747861800000610
式中，F(ω)是信号
Figure BDA00023747861800000611
的频域信号形式，F(-ω)是与F(ω)对应的频域反转信号。
具体实施方式七：本实施方式与具体实施方式六不同的是：所述步骤六中，接收端接收到的信号的形式为Y，Y的表达式具体为：
Y＝HX+N
其中，H为信道状态信息矩阵，N为随机噪声。
具体实施方式八：本实施方式所述的一种基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法，所述方法在发送端的具体工作过程为：
步骤1、在发送端，对用户1发送的数据d1进行频域调制，获得频域调制后的发送端基带信号s1，并在信号s1的后面补充与信号s1长度相等的零，得到补零处理后的信号u1＝[s10]；
步骤2、在发送端，对用户2发送的数据d2进行频域调制，获得频域调制后的发送端基带信号s2，并在信号s2的前面补充与信号s2长度相等的零，得到补零处理后的信号u2＝[0s2]；
步骤3、根据加权分数傅里叶变换的特征值θl获得加权分数傅里叶变换系数
Figure BDA0002374786180000071
和
Figure BDA0002374786180000072
l＝0,1；对信号u1和信号u2分别进行频域两分量扩展加权变换，得到信号x1＝[f1(t)+f1(-t)]和x2＝[f2(t)+f2(-t)]，其中：f1(t)与f1(-t)分别是信号F1(ω)经过傅里叶变换后得到的信号和反向信号，f2(t)与f2(-t)分别是信号F2(ω)经过傅里叶变换后得到的信号和反向信号，F1(ω)是信号u1经过傅里叶变换后对应的频域信号形式，F2(ω)是信号u2经过傅里叶变换后对应的频域信号形式；
步骤4、将步骤三获得的信号x1和x2进行累积，获得累加后的信号；
步骤5、将步骤四中获得的累加后信号调制到相应载波频率上，获得调制后信号X，并通过天线发射信号X，信号X通过信道传输后到达接收端。
具体实施方式九：本实施方式与具体实施方式八不同的是：所述步骤1中，用户1发送的数据d1的矢量形式为：
Figure BDA0002374786180000073
式中，sm(t)为数字相位调制中的M个信号波形，M为载波的M个可能相位，m＝1,2,…,M，用于传送发送信息，εg为信号脉冲的能量；sm(t)代表每个m与发送信号之间的对应关系；
在发送端，用户1采用等概率、能量均分的方式发送数据，对发送端用户发送的数据d1进行调制，获得调制后的发送端基带信号s1；
发送端信号发生器产生一串m序列，每个点经过sm(t)对应成一个调制后的符号，这些符号最终组成发送序列s1；
对发送端基带数据s1进行补零处理，补零处理的过程为等长补零，经过补零处理得到补零处理后的数据。
等长补零，即发送信号为128比特信号，则在基带数据s1后补128比特零，得到256比特的数据。
具体实施方式十：本实施方式与具体实施方式八不同的是：所述步骤3中，根据加权分数傅里叶变换的特征值θl获得加权分数傅里叶变换系数
Figure BDA0002374786180000081
和
Figure BDA0002374786180000082
其具体过程为：
Figure BDA0002374786180000083
其中，e为自然对数，i为虚数单位。
特征值θ0、θ1、θ2、θ3的取值范围为[0,2π]。
具体实施方式十一：本实施方式与具体实施方式十不同的是：所述对信号u1和信号u2分别进行频域两分量扩展加权变换，得到信号x1和x2，其具体为：
Figure BDA0002374786180000084
Figure BDA0002374786180000085
式中，F1(-ω)是与F1(ω)对应的频域反转信号，F2(-ω)是与F2(ω)对应的频域反转信号。
本发明利用基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法对传统OFDM系统进行改进的方案，该方法如下所述：
如图3所示，假设待发送数据为F(ω)＝[F1(ω) F2(ω)]，改进OFDM算法的发射端首先将待传输数据进行补零操作，然后将原来的IDFT模块改为频域两项EWFRFT逆变换，得到的信号由时域正向信号与时域反向信号复合而成，然后将两条支路上的信号进行叠加，再进行插入CP、A/D转换等操作，最后经由天线发射；接收端对收到的信号也不再进行DFT变换，取而代之的是频域两项EWFRFT正变换，由于EWFRFT变换具有结合性，接收到的信号可以直接按照时序进行划分。
图4是改进OFDM系统与传统OFDM系统在双弥散信道下的误码率曲线对比，仍然采用多普勒频移较大或时延扩展较大的两种典型双弥散信道进行仿真。图中，红色曲线为传统OFDM系统误码率曲线，黄色曲线代表经由频域两分量计算分集方法改进的OFDM系统。仿真结果表明，在双弥散信道下，频域两分量计算分集方法可以优化OFDM的误码率性能。这是因为构建改进OFDM算法的帧结构时，数据F(w)首先经过EWFRFT变成由两个时域分量f(t)和f(-t)构成的叠加信号，这使得传输信号相较于传统OFDM的f(t)多了一个反向分量，降低了相同符号发生共同衰落的概率，这种“备份”结构就是改进OFDM误码率性能得到提升的根本原因。横向比对两种典型信道下的误码率曲线，可以发现，当多普勒逐渐变大、时延扩展逐渐变小时，信道逐渐由时间弥散向频率弥散转变，随之而来的是改进OFDM得到的误码率增益也在变小。也就是说，改进OFDM系统的性能受时延扩展的影响更大，改进后的OFDM系统抗多径能力得到了进一步提升。
图5对改进OFDM系统的频谱效率进行了仿真，其中，FDT＝0.001，τ＝[0,1,2,3,4,5]·Ts。可以看到，二者的频谱效率基本相仿，随着信道条件变化会整体性平移，但改进OFDM算法的频谱效率仍然略优于传统OFDM算法。也就是说，计算分集方法改进OFDM系统并不会损失其有效性。
上面对计算分集方法的扩展应用进行了研究，实践证明计算分集与传统单载波系统、OFDM系统都具有良好的结合性，并成功的改善了它们的传输可靠性，这为计算分集方法的进一步扩展应用和与其他成熟通信系统的结合提供了可参考的依据。
本发明的上述算例仅为详细地说明本发明的计算模型和计算流程，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动，这里无法对所有的实施方式予以穷举，凡是属于本发明的技术方案所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之列。

Claims (11)

1.基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法，其特征在于，所述方法具体包括以下步骤：
步骤一、在发送端，对用户1发送的数据d1进行频域调制，获得频域调制后的发送端基带信号s1，并在信号s1的后面补充与信号s1长度相等的零，得到补零处理后的信号u1＝[s1 0]；
步骤二、在发送端，对用户2发送的数据d2进行频域调制，获得频域调制后的发送端基带信号s2，并在信号s2的前面补充与信号s2长度相等的零，得到补零处理后的信号u2＝[0 s2]；
步骤三、根据加权分数傅里叶变换的特征值θl获得加权分数傅里叶变换系数
Figure FDA0002374786170000011
和
Figure FDA0002374786170000012
l＝0,1；对信号u1和信号u2分别进行频域两分量扩展加权变换，得到信号x1＝[f1(t)+f1(-t)]和x2＝[f2(t)+f2(-t)]，其中：f1(t)与f1(-t)分别是信号F1(ω)经过傅里叶变换后得到的信号和反向信号，f2(t)与f2(-t)分别是信号F2(ω)经过傅里叶变换后得到的信号和反向信号，F1(ω)是信号u1经过傅里叶变换后对应的频域信号形式，F2(ω)是信号u2经过傅里叶变换后对应的频域信号形式；
步骤四、将步骤三获得的信号x1和x2进行累积，获得累加后的信号；
步骤五、将步骤四中获得的累加后信号调制到相应载波频率上，获得调制后信号X，并通过天线发射信号X，信号X通过信道传输后到达接收端；
步骤六、接收端接收到的信号的形式为Y，采用载波解调和MMSE均衡处理信号Y，得到补偿衰落的信号
Figure FDA0002374786170000013
步骤七、根据加权分数傅里叶变换的特征值θl获得加权分数傅里叶逆变换系数
Figure FDA0002374786170000014
和
Figure FDA0002374786170000015
将步骤六获得的信号
Figure FDA0002374786170000016
进行频域两分量扩展加权逆变换，获得变换后信号
Figure FDA0002374786170000017
步骤八、将步骤七中获得的信号
Figure FDA0002374786170000018
按照时间顺序分成前后等长的两部分
Figure FDA0002374786170000019
和
Figure FDA00023747861700000110
Figure FDA00023747861700000111
和
Figure FDA00023747861700000112
即为发射信号s1和s2对应的估计信号。
2.根据权利要求1所述的基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法，其特征在于，所述步骤一中，用户1发送的数据d1的矢量形式为：
Figure FDA0002374786170000021
式中，sm(t)为数字相位调制中的M个信号波形，m＝1,2,…,M，M为载波的M个可能相位，εg为信号脉冲的能量。
3.根据权利要求1所述的基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法，其特征在于，所述步骤三中，根据加权分数傅里叶变换的特征值θl获得加权分数傅里叶变换系数
Figure FDA0002374786170000022
和
Figure FDA0002374786170000023
其具体过程为：
Figure FDA0002374786170000024
其中，e为自然对数，i为虚数单位。
4.根据权利要求3所述的基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法，其特征在于，所述对信号u1和信号u2分别进行频域两分量扩展加权变换，得到信号x1和x2，其具体为：
Figure FDA0002374786170000025
Figure FDA0002374786170000026
式中，F1(-ω)是与F1(ω)对应的频域反转信号，F2(-ω)是与F2(ω)对应的频域反转信号。
5.根据权利要求4所述的基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法，其特征在于，所述步骤七中，根据加权分数傅里叶变换的特征值θl获得加权分数傅里叶逆变换系数
Figure FDA0002374786170000027
和
Figure FDA0002374786170000028
其具体过程为：
Figure FDA0002374786170000029
其中：
Figure FDA00023747861700000210
和
Figure FDA00023747861700000211
为加权分数傅里叶逆变换系数。
6.根据权利要求5所述的基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法，其特征在于，所述将步骤六获得的信号
Figure FDA0002374786170000031
进行频域两分量扩展加权逆变换，获得变换后信号
Figure FDA0002374786170000032
具体为：
Figure FDA0002374786170000033
式中，F(ω)是信号
Figure FDA0002374786170000034
的频域信号形式，F(-ω)是与F(ω)对应的频域反转信号。
7.根据权利要求6所述的基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法，其特征在于，所述步骤六中，接收端接收到的信号的形式为Y，Y的表达式具体为：
Y＝HX+N
其中，H为信道状态信息矩阵，N为随机噪声。
8.基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法，其特征在于，所述方法在发送端的具体工作过程为：
步骤1、在发送端，对用户1发送的数据d1进行频域调制，获得频域调制后的发送端基带信号s1，并在信号s1的后面补充与信号s1长度相等的零，得到补零处理后的信号u1＝[s1 0]；
步骤2、在发送端，对用户2发送的数据d2进行频域调制，获得频域调制后的发送端基带信号s2，并在信号s2的前面补充与信号s2长度相等的零，得到补零处理后的信号u2＝[0 s2]；
步骤3、根据加权分数傅里叶变换的特征值θl获得加权分数傅里叶变换系数
Figure FDA0002374786170000035
和
Figure FDA0002374786170000036
l＝0,1；对信号u1和信号u2分别进行频域两分量扩展加权变换，得到信号x1＝[f1(t)+f1(-t)]和x2＝[f2(t)+f2(-t)]，其中：f1(t)与f1(-t)分别是信号F1(ω)经过傅里叶变换后得到的信号和反向信号，f2(t)与f2(-t)分别是信号F2(ω)经过傅里叶变换后得到的信号和反向信号，F1(ω)是信号u1经过傅里叶变换后对应的频域信号形式，F2(ω)是信号u2经过傅里叶变换后对应的频域信号形式；
步骤4、将步骤三获得的信号x1和x2进行累积，获得累加后的信号；
步骤5、将步骤四中获得的累加后信号调制到相应载波频率上，获得调制后信号X，并通过天线发射信号X，信号X通过信道传输后到达接收端。
9.根据权利要求8所述的基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法，其特征在于，所述步骤1中，用户1发送的数据d1的矢量形式为：
Figure FDA0002374786170000041
式中，sm(t)为数字相位调制中的M个信号波形，M为载波的M个可能相位，m＝1,2,…,M，εg为信号脉冲的能量。
10.根据权利要求8所述的基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法，其特征在于，所述步骤3中，根据加权分数傅里叶变换的特征值θl获得加权分数傅里叶变换系数
Figure FDA0002374786170000042
和
Figure FDA0002374786170000043
其具体过程为：
Figure FDA0002374786170000044
其中，e为自然对数，i为虚数单位。
11.根据权利要求10所述的基于频域双分量扩展加权傅里叶变换的计算分集方法，其特征在于，所述对信号u1和信号u2分别进行频域两分量扩展加权变换，得到信号x1和x2，其具体为：
Figure FDA0002374786170000045
Figure FDA0002374786170000046
式中，F1(-ω)是与F1(ω)对应的频域反转信号，F2(-ω)是与F2(ω)对应的频域反转信号。
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