CN111226391A - 用于rf功率放大器的预失真控制回路 - Google Patents

用于rf功率放大器的预失真控制回路 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种用于磁共振检查系统的射频RF发射系统，包括：数字基带调制器(100)，其被配置为生成数字基带信号；数字反馈控制回路(200)，其被配置为将数字预失真信号注入到所述数字基带信号中；RF放大器(400)，其被配置为由所述预失真的数字基带信号驱动并且被配置为提供模拟输出信号，其中，所述数字反馈控制回路(200)被配置为基于所述模拟输出信号来控制所述数字预失真信号以补偿所述RF放大器(400)的非线性。以此方式，提供了连续反馈控制，其自动校准前馈控制。

Description

用于RF功率放大器的预失真控制回路
技术领域
本发明涉及射频RF功率放大器的领域，并且具体而言涉及诸如多频带磁共振成像MRI应用所需的高级RF脉冲。具体而言，本发明涉及一种用于磁共振检查系统的RF发射系统，所述RF发射系统包括被配置为生成数字基带信号的数字基带调制器和RF放大器。本发明还涉及一种用于使磁共振检查系统的RF放大器线性化的方法以及一种包括存储在其上的指令的非瞬态计算机可读介质。
背景技术
如现有技术中通常已知的，RF功率放大器的非线性时变增益和相位严重限制了MRI的脉冲RF应用中的切片选择的保真度。特别地，非线性导致较差的切片选择轮廓和对比度损失。这些限制在多频带应用中特别成问题，在这些应用中，非线性会导致对边带或额外的切片的不想要激励。非线性的效应随着基带调制波形带宽的增加而增加，并且因此限制了高级RF脉冲的应用，尤其是在多频带应用中。时变的增益和相位(也称为漂移)是由于RF放大器操作条件(例如直流电源电压、功率晶体管结温度和负载阻抗)的动态变化而引起的。
克服这些缺点的现有技术方法利用基于借助于定向耦合器来监视RF放大器的正向功率的反馈控制。尽管这些技术可以补偿漂移，但由于通过RF功率放大器和定向耦合器的信号延迟，它们固有地受带宽限制。通常，这样的技术是在RF放大器内部实现的，因此无法利用基带调制需求。
其他现有技术方法已经部署了前馈技术，所述前馈技术修改了需求波形以补偿依赖于信号的非线性，但是不能适应时变的操作条件。另外，这样的技术通常是繁琐的，因为它们通常需要基于离线软件的对RF脉冲调制波形的处理。
发明内容
本发明的目的是提供一种机制，用于补偿RF功率放大器的非线性时变增益和相位，以促进高级RF脉冲的应用，特别是对于针对MRI的多频带应用。
根据本发明，该目的通过独立权利要求的主题得以解决。在从属权利要求中描述了本发明的优选实施例。
因此，根据本发明，提供了一种用于磁共振检查系统的射频RF发射系统，包括：
数字基带调制器，其被配置为生成数字基带信号，
数字反馈控制回路，其被配置为将数字预失真信号注入到所述数字基带信号中，
RF放大器，其被配置为由所述预失真的数字基带信号驱动并且被配置为提供模拟输出信号，其中，
所述数字反馈控制回路被配置为基于所述模拟输出信号来控制所述数字预失真信号，以补偿所述RF放大器的非线性。
以此方式，通过使用数字前馈控制来校正基带调制，并且通过使用数字反馈控制来对RF放大器操作条件中的动态变化进行响应，可以去除对基带信号带宽的限制，其在应用到(例如，针对多波段MRI应用所需要的)先进RF脉冲时是特别有利的。因此，数字反馈控制回路提供了用于使RF功率放大器的输出线性化的预失真控制回路。预失真控制回路结合了前馈控制和信号反馈控制的使用，前馈控制用于以信号依赖的方式来校正基带调制信号波形，反馈控制用于对RF功率放大器操作条件(例如电源电压、结温度和负载阻抗)的动态变化进行响应。此外，由于操作条件的改变，数字反馈控制回路还提供了前馈控制的连续和自主校准。因此，如现有技术应用中所知，本发明通过提供明显改善的切片选择轮廓并避免对比度损失来提高脉冲RF应用中的切片选择的保真度。
换句话说，由数字反馈控制回路提供的提出的预失真控制回路消除了与传统RF功率放大器线性化方法相关联的基带调制波形带宽限制，同时保持了补偿随时间变化的RF功率放大器操作条件的能力。Rf发射系统可以额外地括RF发射天线，在MRI系统中通常被称为体线圈，其由RF放大器利用RF能量(即，要发射的模拟输出信号)来驱动。数字基带调制器和数字反馈控制回路可以在RF放大器的外部，但也可以被集成在RF放大器中。后一种替代方式的优点是能够监视直流电源电压和功率晶体管结温度两者，从而减少或者可能消除与RF功率放大器操作条件的动态变化相关联的稳定时间(settling time)。本发明优选地应用于脉冲RF MRI应用，特别是在需要使用例如针对多频带技术所需要的高级RF脉冲调制波形的应用中。本发明还适用于需要高度线性RF功率的其他应用。
根据本发明的优选实施例，所述数字反馈控制回路被配置为通过将数字基带信号的幅值映射到模拟输出信号的增益和相位偏移来控制所述数字预失真信号。由此，可以校正模拟输出信号的增益和相位误差，以使模拟输出信号线性化。
根据本发明的另一优选实施例，所述数字反馈控制回路被配置为通过以下操作来控制所述数字预失真信号：
确定所述模拟输出信号与所述数字基带信号之间的差异，
利用预定的积分时间将所确定的差异进行积分，所述预定积分时间对应于RF放大器非线性动态变化的稳定时间，
利用经积分的差异的分段线性近似来调整所述数字预失真信号，并且
通过利用所述分段线性近似将数字基带信号的幅值索引到所述模拟输出信号的增益和相位偏移，来将经调整的数字预失真信号应用到数字基带信号上。
已经证明，这样的控制回路步骤对于生成数字预失真信号是非常有利的，使得模拟输出信号的非线性最小化甚至完全消除。分段线性近似可以是例如多项式近似。原则上，可以使用可以利用有限数量的系数表示、可以相对有效地评估并且可以很好地近似非线性的任何函数。然后，反馈回路将调整该函数的系数，以反映非线性的动态变化。
根据本发明的另一优选实施例，所述数字反馈控制回路被配置为响应于参考数字基带信号来校准所述数字预失真信号。所提出的数字反馈控制回路包括以下优点：一旦被校准，由馈送到数字反馈控制回路的模拟输出信号提供的反馈控制确保了经校准的增益和相位得以维持。然而，对于初始校准，数字反馈控制回路优选地关于由RF发射系统的模拟部件(例如，数模转换器)引起的潜在延迟来校准，通过RF放大器和模数转换器的延迟如下所述。校准可以考虑模拟RF放大器需求信号的衰减、前向反射信号路径延迟、反馈信号路径延迟和/或RF发射系统的反馈增益和相位。
根据本发明的另一个优选实施例，所述RF放大器包括：数模转换器，其被配置为对预失真的数字基带信号进行转换以驱动RF放大器；定向耦合器，其被连接到所述RF放大器的输出；以及模数转换器，其被配置为转换从所述定向耦合器得到的控制回路反馈信号，并且将经转换的回路反馈信号提供给数字反馈控制回路，以控制所述数字预失真信号。通过使用定向耦合器的正向功率作为反馈信号，由所述数字反馈控制回路提供的控制回路确保所述RF放大器的正向功率遵循基带调制需求。
根据本发明的另一优选实施例，所述系统包括：载频转换设备，所述载频转换设备被布置在数字反馈控制回路(从而接收数字预失真信号)与RF放大器(从而以预失真数字基带信号驱动所述RF放大器并且用于将数字预失真信号上移至载波频率)之间。根据本发明的另一优选实施例，所述载波频率转换设备包括：载波频率生成器，其被配置为生成所述载波频率；载波单边带调制器，其被配置为将数字基带信号上移至所述载波频率；混合器，其被连接到所述载波频率生成器并且配置为将模拟输出信号下移到反馈基带信号；以及低通滤波器，其被配置为在所述载波频率的两倍处从所述反馈基带信号中去除不需要的混合器信号。因此，低通滤波器有利地去除处于两倍于载波频率的频率的不想要的混合器产物，以接收“干净的”基带信号，以供控制回路进一步处理。
根据本发明的另一优选实施例，所述数字反馈控制回路包括：第二单边带调制器，其被配置为从模拟输出信号形成复数功率信号；减法模块，其被配置为从所述复数功率信号中减去所述数字基带信号，以用于接收复数误差功率信号；预失真更新模块，其被配置为通过将所述复数误差功率信号的一比例添加到相关联的系数来更新分段线性函数；以及前馈预失真应用模块，其配置为将经索引的更新的分段线性函数应用于所述数字基带信号。因此，复数误差功率信号有利地被用作确定要施加的预失真的量度。
根据本发明的另一实施例，至少数字基带调制器和数字反馈控制回路在现场可编程门阵列FPGA中实现，以执行数字基带信号和数字预失真信号的数字信号处理。优选地，载波频率转换设备也与FPGA中的数字基带调制器和数字反馈控制回路一起实现并集成在一起。
根据本发明的另一优选实施例，所述数字反馈控制回路包括用于影响所述RF放大器的增益的数字自学习控制模块，所述数字自学习控制模块被布置在所述RF放大器与所述数字反馈控制回路之间的反馈路径中，并且配置为基于数学模型自学习，所述数学模型具有向RF放大器的输入功率、连接到所述RF放大器的RF发射天线的体线圈负载、由数字基带调制器提供给RF放大器的DC电源电压和/或RF放大器的温度作为输入参数。
根据本发明的另一实施例，所述数字自学习控制模块被配置用于通过经由所述RF发射天线将若干RF脉冲发射到身体线圈上来确定数学模型的输入参数，所述多个RF脉冲包括重复的功率扫描以确定体线圈的负载和/或通过间歇地发射预失真的数字基带信号的恒定脉冲来检查脉冲预失真的数字基带信号的脉冲历史与RF放大器的经修正的增益曲线之间的关系。
根据本发明，还提供了一种用于使磁共振检查系统的RF放大器线性化的方法，所述方法包括以下步骤：
生成数字基带信号，
将数字预失真信号注入到所述数字基带信号中，
由所述RF放大器提供经放大的模拟输出信号，所述信号由预失真的数字基带信号驱动，并且
控制基于所述模拟输出信号的数字预失真信号，以补偿所述RF放大器的非线性。
所提出的方法允许线性化RF功率放大器的输出，从而去除了对基带需求信号(即数字基带信号)的带宽的限制，从而使得该方法的应用在应用于高级射频脉冲(例如，针对多带MRI应用所需的脉冲)时变得尤为有利。
根据该方法的另一实施例，控制数字预失真信号的步骤包括以下步骤：
确定所述模拟输出信号与所述数字基带信号之间的差异，
利用预定的积分时间将所确定的差异进行积分，所述预定积分时间对应于RF放大器非线性动态变化的稳定时间，
利用经积分的差异的分段线性近似来调整所述数字预失真信号，并且
通过利用所述分段线性近似将数字基带信号的幅值索引到所述模拟输出信号的增益和相位偏移，来将经调整的数字预失真信号应用到数字基带信号上。
根据本发明的另一实施例，所述方法包括以下步骤：
响应于参考数字基带信号来校准所述数字预失真信号。
所述方法的其他优选实施例涉及前述系统的优选实施例。
此外，根据本发明，提供了一种包括存储在其上的指令的非瞬态计算机可读介质，所述指令当在处理器上执行时执行如前所述的方法的步骤。
附图说明
参考本文下文中所描述的实施例，本发明的这些和其他方面将显而易见并将得以阐述。这样的实施例不一定表示本发明的完全范围，然而，并且因此参考权利要求书和本文以解释本发明的范围。
在附图中：
图1示意性地描绘了根据本发明的优选实施例的简化的射频RF发射系统，
图2描绘了根据本发明的优选实施例的由图1的RF发射系统的数字反馈控制回路控制的RF放大器的动态行为，
图3描绘了根据本发明的优选实施例的图1的RF发射系统的信号路径，
图4描绘了根据本发明的优选实施例的通过分段线性函数近似的图2的数字反馈控制回路的预失真函数，
图5描绘了根据本发明的优选实施例的在FPGA中的图1的RF发射系统的实现，并且
图6描绘了根据本发明的优选实施例的用于图1的RF发射系统的校准过程。
附图标记列表
100 数字基带调制器
200 数字反馈控制回路
201 索引模块
202 前馈预失真应用模块
203 单边带调制器
204 回路单边带调制器
205 计算模块
206 减法模块
207 索引模块
208 预失真更新模块
210 自学习控制模块
300 载波频率转换设备
301 载波频率生成器
302 载波单边带调制器
303 载波频率生成器
304 低通滤波器
400 RF放大器
401 数模转换器
402 RF放大器
403 直接耦合器
404 模数转换器
501 延迟模块
502 延迟模块
1010 GATTN；衰减器设定
1020 要被添加到载波信号上的PRNG噪声的幅值。增加噪声降低了DAC产生的数字载波信号中的杂散信号，代价是增加本底噪声。
1030 ωc,θc；载波频率和相位。载波频率被定义为FDAC的相位增量。
1040 Im，Qm；复数基带调制波形样本。需要通常在常规样本网格上的样本的序列来定义RF脉冲调制波形。
1050 ωmi，θmi，Ami；基带频率，相位和幅值样本。需要通常在常规样本网格上的样本的序列来定义RF脉冲调制波形。
1060 反馈延迟(n.x)；分数反馈延迟。反馈延迟以FADC样本表示，并且具有整数分量(n)和分数分量(x)。
1070 反馈延迟(n.0)；积分反馈延迟。反馈延迟以整数个FADC样本表示。
1080 反馈相位；反馈载波频率相位。反馈相位被用于将分数延迟定义为载波频率的相位。
1090 ωc,θc；载波频率和相位。载波频率被定义为FADC的相位增量。
1100 GATTN sinc(ωc)；衰减器增益补偿。
1110 选择监测信号A/B；选择要输出到接收器RX 1和RX 2的监测信号。
2010 乘法器；将复数调制波形与复数直接数字合成器DDS相乘生成的调制波形。
2010 Σ；将DDS生成的调制波形组合为单个复基带调制波形。
2030 DDS；若干DDS波形生成器中的一个。DDS波形生成器的数量是配置参数。DDS波形生成器允许关于频率、相位和幅值波形来生成基带调制波形。
2040 积分器；将采样的基带调制波形内插到FMOD。内插器允许系统以低于FMOD的频率定义基带调制波形，从而降低数字网络带宽和计算性能。
2050 索引；用基带调制波形的幅值索引预失真函数。
2060 预失真函数；将索引映射到要应用于基带信号的复数校正因子。
2070 SSB；用预失真校正因子调整基带信号。
2080 15/13；FMOD的基带信号到FADC的速率转换。
2090 15/13；预失真系数的速率转换在FADC处更新为FMOD。
3010 NCO，数字控制的算符；载波频率生成器以FDAC操作。
3020 SSB；将基带信号上移至载波频率。
3030 PRNG噪声；伪随机数噪声生成器。
3040 加法器；将噪声添加到数字载波频率信号。
3050 DAC；载波频率信号的数模转换。
4010 ADC；正向功率模数转换器。
4020 ADC；反射功率模数转换器。反射的功率信号被保留用于将来的扩展。
4030 乘法器；调整反馈信号，使其与衰减器的校准增益和DAC的sin(x)/x增益相匹配。
4040 NCO；载波频率生成器以FADC操作。
4050 τn；延迟反馈信号以匹配外部部件的信号延迟。仅补偿FADC的积分延迟。
4060 加法器；将与分数反馈延迟相关联的载波频率相位添加到请求的载波频率相位。
4070 混合器；将载波反馈转换为基带信号，还生成二次谐波乘积。
4080 LPF；从反馈信号中去除二次谐波混合器乘积。
4090 SSB；将基带反馈信号转换为复数功率信号。
4100 I2+Q2；计算基带信号的功率。
4110 加法器；从复数反馈功率信号中减去基带功率，以形成误差功率。
4120 索引；用基带调制波形的幅值索引预失真函数，选择要用误差功率更新的系数。
4130 更新系数将误差功率按比例添加到所选的预失真系数中，以有效地对残留复数误差功率信号进行积分。
4140 τn.f；延迟基带信号以匹配外部部件的信号延迟。
4150 MUX；选择一个或两个监视信号以分别输出到接收器RX 1和接收器RX 2。
具体实施方式
图1描绘了根据本发明优选实施例的简化的射频RF发射系统，所述系统通过提供控制回路来使RF放大器线性化。
Rf放大器引入了信号依赖且随时间变化的增益和相位误差，这些误差通过控制回路而被补偿，从而导致RF放大器的输出准确地跟随其输入。控制回路实际校正增益和相位误差的能力取决于其幅值和动态行为。
作为数字反馈控制回路200的预失真函数(图1中的曲线B)作为数字基带信号被应用于线性需求(图1中的曲线A)，其在通过非线性RF放大器400时(曲线图1中的C)导致作为模拟输出信号线性输出(图1中的曲线D)。因此，所描述的反馈控制机制确定产生线性输出作为模拟输出信号所需的预失真函数。在本发明的意义上，术语预失真是指如下的技术，其中对非线性RF放大器400的需求被有意地扭曲以抵消所讨论的RF放大器400的非线性。
因此，每个失真函数将输入的幅值(即数字基带信号)映射到模拟输出信号的增益和相位偏移，以补偿RF放大器400的非线性行为。因此，预失真函数补偿了信号相关的非线性。随着RF放大器400的动态操作条件随时间变化，这导致所需的预失真函数的变化。因此，借助于数字反馈控制回路200的反馈控制被用于针对随时间变化的操作条件调整预失真函数。
从图1可以看出，控制回路以基带需求信号在基带中运行，即，数字基带信号被在驱动RF放大器400之前与载波频率混合在一起。此外，反馈信号被向下混合到基带，以便由控制回路进行处理。
由数字反馈控制回路200提供的实际控制回路包括以下操作：
将需求与监视RF放大器400的输出的反馈信号进行比较。RF放大器400的输出即模拟输出信号与需求即数字基带信号之间的差异导致误差，所述误差随后由预失真函数补偿。
对误差的积分允许控制回路跟踪RF放大器400非线性行为的动态变化。因此，积分时间常数定义了与非线性动态变化相关的稳定时间。
预失真函数的调整系数是通过具有积分误差的分段线性逼近定义的。
通过用输入幅值索引分段线性函数并相应地调整需求的增益和相位，将预失真函数应用于需求。
因此，所有基带操作都根据需求幅值执行，其包括误差的积分、预失真函数的调整及其后续应用。积分时间常数定义了控制回路针对由于例如电源电压、温度或负载阻抗而引起的RF放大器400非线性的动态变化进行调整的能力。只要其带宽关于积分时间常数是受限的，任何引起RF放大器400非线性动态变化的机制都可以得到补偿。但是，输入信号即数字基带信号的调制带宽不受限制，因为预失真函数的操作是即时的。
图2所示的数字反馈控制回路200的典型性能的特征在于≤0.05dB的幅值精度，相应地<0.6％，≤0.2度的相位精度，≤5μs的上升时间和≤1dB的过冲，相应地<12％，其中，最大过冲的限制对于避免由于过度需求而关闭RF放大器400可能是有利的。可以通过控制误差信号积分器的增益来优化过冲行为，高增益导致更快的响应，而低增益导致较少过冲或没有过冲。此外，数字反馈控制回路200的特征在于，稳定时间≤20μs，基带带宽≤±500KHz，作为基带信号幅值、频率和相位的调制带宽，其中，RF发射带宽通常≤±350KHz。控制回路工作的载波频率的频率范围是5MHz至300MHz，并且覆盖了1T、1.5T、3T和7T可用核子的所有MR共振频率。此外，反馈延迟为≤5μs，从而从DAC 401的输出到ADC 404的输入测得的反馈信号的最大延迟，这限制了由RF放大器400和反馈信号电子设备(即，数字反馈控制回路200)引入的任何延迟。在实践中，反馈延迟小于1μs。
关于阶跃响应行为定义由RF放大器400由数字反馈控制回路200控制的动态行为的要求，其关于上升时间ΔtRISE、过冲ΔOVER和稳定时间ΔtSET的特征如图2中所示。因此，动态响应特性适用于极坐标中的增益和相位响应以及笛卡尔坐标中的同相和正交相分量。具体而言，ΔtRISE是达到90％所要求的阶跃增益/相位所需要的上升时间，ΔOVER是相对于请求的阶跃增益/相位的最大过冲并且ΔtSET是稳定到所需要的增益/相位的1％之内所需的时间。
阶跃响应特性适用于误差信号(而不是输入信号)的动态行为。仅当RF放大器400本身的增益和/或相位中存在阶跃响应时，才可能对误差信号进行阶跃响应。
图3描绘了根据本发明的优选实施例的图1的RF发射系统的信号路径。由此，RF发射系统产生由各种模拟部件引入的未知的增益和反馈信号路径的相位。因此，所描述的RF发射系统被设计用于标称单位增益，但是为了符合精度要求，需要精确的实际增益和相位。校准后，RF发射系统的反馈控制可确保保持经校准的增益和相位。此外，反馈信号ΔT的延迟是未知的，因为它是由控制回路外部的部件引入的。这些包括DAC 401、RF放大器402、定向耦合器403、反馈信号调节和ADC 404。最后，需要进行信号处理以从反馈信号中提取由RF放大器400引入的实际增益和相位误差。
现在实际转向图3，数字基带调制器100生成数字基带信号，也称为需求。数字基带信号由数字反馈控制回路200处理，由载波频率转换设备300混合成载波频率，随后用于驱动RF放大器400。如图5所示，数字基带调制器100、数字反馈控制回路200和载波频率转换设备300全部通过数字信号处理来执行并在FPGA中实现。
RF发送系统中的所有信号处理都是在复数坐标中执行的，从而可以精确控制RF放大器400提供的模拟输出信号的增益和相位。从数字反馈控制回路200或载波频率转换设备300接收的预失真数字基带信号在RF放大器400中被DAC 401转换为模拟信号，所述DAC 401用于驱动实际的RF功率放大器设备402。在定向耦合器403的前向端口上检测到控制回路反馈信号，然后通过ADC 404将其转换为数字信号。通过使用定向耦合器403的正向功率作为反馈信号，数字反馈控制回路200(以下也称为控制回路)确保RF放大器400的正向功率符合要求。
复数载波频率是由数控振荡器NCO 301在载波频率转换设备300中生成的，所述数控振荡器用于通过单边带SSB调制器302(用于在载波频率的单个边带上施加复调制信号的数字设计中的实体)来将复数基带信号上移至载波频率。使用相同的载波频率通过混合器303将实值反馈信号下移至基带。低通滤波器304以两倍于载波频率的频率去除不想要的混合器乘积，以产生“干净”的基带信号，以供控制回路200进一步处理。
用SSB调制器204将反馈信号乘以原始基带信号，以形成复数功率信号。计算205原始基带需求的功率，并通过减法模块206从复数反馈功率信号中减去原始基带需求的功率，以形成复数误差功率信号。复数误差功率用作估计由数字反馈控制回路200施加为数字预失真信号的预失真函数的量度。由此，数字反馈控制回路200的预失真函数通过如图4所示的分段线性函数来近似。
图3还示出了用于影响RF放大器400的增益的数字自学习控制模块210，所述模块被提供在布置在RF放大器400与数字反馈控制回路200之间的反馈路径中的数字反馈控制回路200内，尤其是在低通滤波器304和SSB调制器204之间。自学习控制模块210被配置为基于数学模型G(P1，Vdc，T，…)进行自学习，所述数学模型具有作为输入参数的到RF放大器400的的输入功率P1、连接到RF放大器400的RF发射天线的体线圈负载Г、由数字基带调制器100提供给RF放大器400的DC电源电压Vdc和RF放大器400的温度T。由此，数字自学习控制模块210提供反馈回路以控制RF放大器400的增益，所述增益由幅值和相位来描述。
具体地，输入参数包括到RF放大器400的所述输入功率，由此既有增益增加又有增益压缩。体线圈负载Г和/或多元件体线圈的耦合矩阵S体线圈，即体线圈的负载和耦合取决于患者体重和位置。因此，Г是每个体线圈通道的反射系数，并且S是连接的线圈端口的散射矩阵(S矩阵)，其描述反射和耦合。直流电源电压Vdc取决于先前的脉冲历史记录、能量存储的大小以及作为电源的数字基带调制器的动态行为。放大器温度T也取决于先前的脉冲历史。为了初始化，自学习算法将执行非线性RF放大器400的自表征，以确定数学模型G(P1，Vdc，T，...)的输入参数，所述数学模型将包括发射到已加载患者的线圈Г上的几个持续时间为几毫秒的RF脉冲。这些RF脉冲将包含重复的功率扫掠以确定RF放大器400或给定的人体线圈负载Г的增益G(P1)，并间歇地发射恒定的预失真的数字基带信号的脉冲以检查脉冲的预失真的数字基带信号的脉冲历史与RF放大器400的相应地修改的增益曲线G(P1)之间的关系。在真实的成像脉冲期间，数字反馈控制回路200可以观察到检测到的差异，并从它们(自)学习，从而微调数学模型参数以改善脉冲到脉冲的差异。由此，数字反馈控制回路200可以通过在计算机/微控制器/FPGA/ASIC上运行的计算机程序来实现，如以上和后面所述，需要用于输入的A/D转换器和用于输出的D/A转换器。
自学习控制模块210可以包括神经网络，其中，输入参数可以另外或替代地包括RF发射系统的个体晶体管的偏置电压、拾取线圈(例如分布在RF发射链中的RF传感器)、过去和将来的RF脉冲、寿命、尤其是学习RD发射系统老化、与其他RF线圈和/或RF放大器的电势耦合、检查条件(例如患者体重、成像位置、所命名用的RX线圈、MR序列参数)、从患者文件等中采集UI参数、来自已安装的基础和/或MR系统参数的信息。
对于特定的基带需求幅值(图4中的X)，确定207相应的段(N到N+1)。复数误差功率(ΔAX)定义了相应的基带振幅需求(X)的预失真函数的误差。分段线性函数由预失真更新模块208通过将复数误差功率的一比例添加到相关联的复系数(AN和AN+1)来更新。添加的量与需求幅值(X)的偏移量(α和1-α)针对与所讨论的线段相关的需求幅值(N和N+1)成比例。以这种方式，复系数(AN和AN+1)被更新以反映由反馈信号检测到的增益和相位误差。将复数误差功率添加到预失真函数系数具有对误差进行积分的效果。积分增益和相应的积分时间常数以及稳定时间可以通过调整要添加的误差的比例来控制。这样就可以根据基带需求幅值来调节积分增益，从而确保控制回路稳定时间与需求无关。
前馈功能通过前馈预失真应用模块202对预失真函数202进行索引，并通过SSB调制器203应用于基带需求。保持在反馈路径中的预失真函数208的系数被直接传递给前馈预失真函数202。以此方式，提供数字预失真信号的数字反馈控制回路200的预失真函数被应用为前馈控制，同时通过反馈控制来更新预失真函数。
但是，在从点A的到DAC 401的输入到点B的ADC 404的输出的信号路径中存在可观的延迟(ΔTAB)，请参见图3。如果不进行补偿，则在将反馈信号与需求206进行比较时，此延迟会引入明显的增益和相位误差。为了确保基带需求与反馈信号之间的相位相干性，基带信号被延迟501，并且载频信号被延迟502(与外部信号路径中的延迟相对应的延迟)。为使控制回路正常运行，此延迟将得到准确校准，如下所述。
图5示出了根据本发明的优选实施例的在FPGA中的图1的RF发射系统的实现。因此，需要若干额外的措施，所述措施主要与选择适当的采样频率以进行数字信号处理以及表征和监视控制回路行为以及执行必要的校准有关。特别是，针对接口的时钟域是10/50/100Mhz，具体取决于接口部件，对于所有场强，针对基带是10Mhz固定的，针对载波是300/400MHz，其中300Mhz的频率最高可工作于3特斯拉，而400Mhz的频率则可工作于7特斯拉，针对反馈为150/130MHz，其中150Mhz最高可工作于3特斯拉，而130Mhz可以工作于7特斯拉。这些采样频率方便于市售的FPGA、DAC和ADC部件。但是，只要选择的采样频率符合奈奎斯特采样准则，控制回路就可以在任何采样频率集上运行。
控制回路可以与各种系统部件接口连接。时钟频率取决于研究的部件。调制波形通常是通过使用在10MHz运行的RF脉冲波形生成器的计划控制生成的。基带需求信号以调制频率比率FMOD生成。对于3T和7T TCI变体两者，这都是10Mhz，并且因此远高于与所需基带带宽相关联的奈奎斯特采样率。实际上，基带带宽受到RF放大器400和随后的天线谐振器的带宽的限制，通常小于1MHz。载波频率需求信号以DAC采样频率FDAC生成。对于高达3特斯拉，其是300Mhz，并且对于7T变型，其是400MHz。反馈控制回路以ADC采样频率FADC工作。对于高达3特斯拉，其是150Mhz，并且对于7T变型，其是130MHz。在带宽受限的采样条件下，这些频率符合奈奎斯特采样率。
时钟域交叉点上的上采样滤波器用于将FMOD处的基带信号传输到分别工作于FDAC和FADC的DAC和ADC频域。FDAC和FADC频率均为FMOD的倍数，以简化时钟并确保各个时钟域之间的相位一致性。FDAC和FADC的选择受到部件可用性的限制，并且在很大程度上取决于与特定核磁共振(MR)场强下的各种核子相关联的实际载波频率。受限的DAC和ADC采样频率会导致混叠和对各种载波频率的欠采样。FPGA实现的各种部件在下面提供的符号参考列表中进行了描述，所述列表以引用方式并入。
DAC 3050增益遵循正弦函数(sin(x)/x)，所述函数通过衰减器5010和调制波形幅值进行补偿，以实现RF放大器5020输入端的标称增益。为此，必须在DAC 3050的输出端分配特定量的增益余量，并且使得控制回路能够补偿RF放大器5020引入的误差。当数字控制回路逻辑未集成在RF放大器5020中时，可能需要额外的余量来解决RF放大器5020的电缆损耗。在前向信号路径中，单边带的SSB(也称为SBB调制器)3020将基带需求移至载波频率以形成载波需求。SSB 2070使用由预失真函数定义的校正因子来调整基带需求信号。当预失真校正因子为零和/或当控制回路断开时，经调整的基带需求等于基带需求。
图6显示了表征反馈路径中模拟分量所需的基本校准流程。归一化的误差信号(INE和QNE值)定义了开环反馈信号的复数增益。转换为极坐标可以提供标量增益(G)和相位(θ)。延迟测量包括确定不同频率下的校准相位，如图6右侧所示。所选的频率差是延迟值与测量精度的预期范围之间的折衷。
尽管已经在附图和前面的描述中详细图示和描述了本发明，但是这样的图示和描述应当被认为是图示性或示范性的，而非限制性的。本发明不限于公开的实施例。本领域技术人员通过研究附图、公开内容以及权利要求书，在实践请求保护的本发明时能够理解并且实现对所公开的实施例的其他变型。在权利要求中，“包括”一词不排除其他元件或步骤，并且词语“一”或“一个”不排除多个。尽管特定措施是在互不相同的从属权利要求中记载的，但是这并不指示不能有利地使用这些措施的组合。权利要求书中的任何附图标记不应被解释为对范围的限制。此外，为了清楚起见，可能没有在附图中的所有元件上都提供附图标记。

Claims (15)

1.一种用于磁共振检查系统的射频RF发射系统，包括：
数字基带调制器(100)，其被配置为生成数字基带信号，
数字反馈控制回路(200)，其被配置为将数字预失真信号注入到所述数字基带信号中，
RF放大器(400)，其被配置为由预失真的数字基带信号驱动并且被配置为提供模拟输出信号，其中，
所述数字反馈控制回路(200)被配置为基于所述模拟输出信号来控制所述数字预失真信号以补偿所述RF放大器(400)的非线性。
2.根据前述权利要求所述的系统，其中，所述数字反馈控制回路(200)被配置为通过将所述数字基带信号的幅度映射到所述模拟输出信号的增益和相位偏移来控制所述数字预失真信号。
3.根据前述权利要求中的任一项所述的系统，其中，所述数字反馈控制回路(200)被配置为通过以下操作来控制所述数字预失真信号：
确定所述模拟输出信号与所述数字基带信号之间的差异，
利用预定义的积分时间对所确定的差异进行积分，所述预定义的积分时间对应于所述RF放大器(400)的所述非线性的动态变化的稳定时间，
利用经积分的差异的分段线性近似来调整所述数字预失真信号，并且
通过利用所述分段线性近似将数字基带信号的幅值索引到所述模拟输出信号的增益和相位偏移，来将经调整的数字预失真信号应用到所述数字基带信号上。
4.根据前述权利要求中的任一项所述的系统，其中，所述数字反馈控制回路被配置为响应于参考数字基带信号来校准所述数字预失真信号。
5.根据前述权利要求中的任一项所述的系统，其中，所述RF放大器(400)包括：数模转换器(401)，其被配置为对所述预失真的数字基带信号进行转换以驱动所述RF放大器(402)；定向耦合器(403)，其被连接到所述RF放大器(402)的输出；以及模数转换器(404)，其被配置为对从所述定向耦合器(403)得到的控制回路反馈信号进行转换，并且将经转换的回路反馈信号提供给所述数字反馈控制回路(200)以用于控制所述数字预失真信号。
6.根据权利要求1至4中的任一项所述的系统，包括：载波频率转换设备(300)，其被布置于所述数字反馈控制回路(200)与述RF放大器(400)之间，通过在所述数字反馈回路处而接收所述数字预失真信号，通过在所述RF放大器处而利用所述预失真的数字基带信号驱动所述RF放大器(400)并且将所述数字预失真信号上移至载波频率。
7.根据前述权利要求所述的系统，其中，所述载波频率转换设备(300)包括：载波频率生成器(301)，其被配置为生成所述载波频率；载波单边带调制器(302)，其被配置为将所述数字基带信号上移至所述载波频率；混合器(303)，其被连接到所述载波频率生成器(301)并且被配置为将所述模拟输出信号下移到反馈基带信号；以及低通滤波器(304)，其被配置为在所述载波频率的两倍处从所述反馈基带信号中去除不需要的混合器信号。
8.根据前述权利要求中的任一项所述的系统，其中，所述数字反馈控制回路(200)包括：第二单边带调制器(204)，其被配置为从所述模拟输出信号形成复数功率信号；减法模块(206)，其被配置为从所述复数功率信号中减去所述数字基带信号，以用于接收复数误差功率信号；预失真更新模块(208)，其被配置为通过将所述复数误差功率信号的一比例添加到相关联的系数来更新分段线性函数；以及前馈预失真应用模块(202)，其配置为将经索引的经更新的分段线性函数应用到所述数字基带信号上。
9.根据前述权利要求中的任一项所述的系统，其中，至少所述数字基带调制器(100)和所述数字反馈控制回路(200)被实施为现场可编程门阵列FPGA，从而执行所述数字基带信号和所述数字预失真信号的数字信号处理。
10.根据前述权利要求中的任一项所述的系统，其中，所述数字反馈控制回路(200)包括用于影响所述RF放大器(400)的增益的数字自学习控制模块(210)，所述数字自学习控制模块(210)被布置在所述RF放大器(400)与所述数字反馈控制回路(200)之间的反馈路径中，并且被配置为基于数学模型来进行自学习，所述数学模型将到所述RF放大器(400)的输入功率、连接到所述RF放大器(400)的RF发射天线的体线圈负载、由所述数字基带调制器(100)提供给所述RF放大器(400)的DC电源电压和/或所述RF放大器(400)的温度作为输入参数。
11.根据前述权利要求所述的系统，其中，所述数字自学习控制模块(210)被配置用于通过以下方式来确定所述数学模型的所述输入参数：经由所述RF发射天线将包括重复的功率扫掠若干RF脉冲发射到体线圈上以确定所述体线圈的负载，和/或通过间歇地发射所述预失真的数字基带信号的恒定脉冲以检查脉冲的预失真的数字基带信号的脉冲历史与相应的所述RF放大器(400)的经修正的增益曲线之间的关系。
12.一种使用于使磁共振检查系统的射频RF放大器(400)线性化的方法，包括以下步骤：
生成数字基带信号；
将数字预失真信号注入到所述数字基带信号中，
由所述RF放大器(400)提供经放大的模拟输出信号，所述RF放大器由预失真的数字基带信号驱动，并且
基于所述模拟输出信号来控制数字预失真信号，以补偿所述RF放大器(400)的非线性。
13.根据前述方法权利要求所述的方法，其中，控制所述数字预失真信号的步骤包括以下步骤：
确定所述模拟输出信号与所述数字基带信号之间的差异，
利用预定义的积分时间对所确定的差异进行积分，所述预定义的积分时间对应于所述RF放大器(400)所述非线性的动态变化的稳定时间，
利用经积分的差异的分段线性近似来调整所述数字预失真信号，并且
通过利用所述分段线性近似将所述数字基带信号的幅值索引到所述模拟输出信号的增益和相位偏移，来将经调整的数字预失真信号应用到所述数字基带信号上。
14.根据前述方法权利要求中的任一项所述的方法，包括以下步骤：
响应于参考数字基带信号来校准所述数字预失真信号。
15.一种非瞬态计算机可读介质，包括存储在其上的指令，所述指令当在处理器上运行时，执行根据前述权利要求所述的方法的步骤。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112202695A (zh) * 2020-08-05 2021-01-08 重庆大学 一种基于Landweber迭代算法的欠采样数字预失真方法及系统
CN113162558A (zh) * 2021-03-15 2021-07-23 深圳市时代速信科技有限公司 一种数字预失真方法及装置
CN114338312A (zh) * 2020-10-09 2022-04-12 意法半导体股份有限公司 用于线性化传输信号的装置和方法
WO2024087023A1 (zh) * 2022-10-25 2024-05-02 华为技术有限公司 信号调整电路、信号调整方法、信号处理电路及发射设备

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113534018A (zh) * 2020-04-14 2021-10-22 通用电气精准医疗有限责任公司 射频放大器的线性补偿方法与装置以及磁共振成像系统
US11948071B2 (en) * 2020-12-23 2024-04-02 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Deep learning-based online adaptation of digital pre-distortion and power amplifier systems
CN113346854B (zh) * 2021-05-21 2023-06-30 北京航空航天大学 一种全数字功率放大器驱动信号智能处理方法
JP7450801B1 (ja) 2022-08-09 2024-03-15 三菱電機株式会社 歪み補償装置、歪み補償方法及び送信装置

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6275685B1 (en) * 1998-12-10 2001-08-14 Nortel Networks Limited Linear amplifier arrangement
US7555275B2 (en) * 2006-04-14 2009-06-30 Viasat, Inc. Systems, methods and devices for dual closed loop modulation controller for nonlinear RF amplifier
US9136887B2 (en) * 2014-02-20 2015-09-15 Texas Instruments Incorporated Subtracting linear impairments for non-linear impairment digital pre-distortion error signal

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112202695A (zh) * 2020-08-05 2021-01-08 重庆大学 一种基于Landweber迭代算法的欠采样数字预失真方法及系统
CN114338312A (zh) * 2020-10-09 2022-04-12 意法半导体股份有限公司 用于线性化传输信号的装置和方法
CN113162558A (zh) * 2021-03-15 2021-07-23 深圳市时代速信科技有限公司 一种数字预失真方法及装置
CN113162558B (zh) * 2021-03-15 2021-12-28 深圳市时代速信科技有限公司 一种数字预失真方法及装置
WO2024087023A1 (zh) * 2022-10-25 2024-05-02 华为技术有限公司 信号调整电路、信号调整方法、信号处理电路及发射设备

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