CN113346854B - 一种全数字功率放大器驱动信号智能处理方法 - Google Patents

一种全数字功率放大器驱动信号智能处理方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种全数字超大功率放大器驱动信号处理方法，利用全数字化的信号处理方法，通过输入的正弦信号与产生的多相三角波相比较产生多路相位不同的PWM波来驱动功率放大器，有效提高了放大器单机输出功率。同时，本发明保证了功率放大器驱动信号在大功率环境下的质量，有效提高放大器输出信噪比，降低放大器输出失真度。

Description

一种全数字功率放大器驱动信号智能处理方法
技术领域
本发明属于电子与通信、信号处理技术领域，尤其涉及一种全数字超大功率放大器驱动信号处理方法。
背景技术
超大功率放大器是众多电动系统的重要组成部分，现在航空航天、船舶、机车、医疗等行业发展，都离不开超大功率放大器，并对超大功率放大器的性能提出了更高的要求。从电子管放大器到晶体管线性放大器再到数字式开关放大器，功率放大器发展到现在已历经三代。其中，电子管功率放大器在新生产的设备中已基本不用，开关式功率放大器是近几年国外开发出来的，国内旧的一些试验设备大都采用线性功放，与开关功率放大器相比，其效率低、功耗大、可靠性差，而且体积庞大，使用非常不方便。因此，如何进一步提高功率放大器单体效率及性能成为国内外关注焦点。
在这其中，对功率放大器单体效率及性能影响最大的便是系统的驱动信号，驱动信号相当于功率放大器的“大脑”，直接影响了放大器整体“躯干”功能及最终输出结果。因此构造一种超大功率放大器驱动信号处理方法，在提升放大器单机输出功率的同时，提升驱动信号的质量，提高放大器输出信噪比，降低放大器输出失真度颇为重要。
目前，就超大功率放大器而言，国内苏州东菱振动试验仪器有限公司PA2000系列功率放大器和航天希尔HVA60系列功率放大器性能最佳。其中，PA2000系列功率放大器采用软开关谐振控制技术，单台峰值功率可达20kVA，驱动模块采用半数字化实现，在驱动信号的输入部分仍采用传统的模拟比较方式，虽能一定程度的降低数字量化产生的误差，但模拟方式过载能力不足，功率储备能力不足，且容易出现交越失真与失配失真。HVA60系列功率放大器单台峰值功率可达60kVA，驱动模块采用全数字化实现，但输出信号质量较差，波形失真度远高于PA2000。
发明内容
为了解决目前行业难题，本发明提出一种全数字超大功率放大器驱动信号处理方法，通过输入的正弦信号与产生的多相三角波信号相比较产生多路相位不同的PWM 信号来共同驱动功率放大器，有效提高了放大器单机输出功率。同时，保证了功率放大器驱动信号在大功率环境下的输出质量，有效提高放大器输出信噪比，降低放大器输出失真度。本发明的具体技术方案如下：
一种全数字超大功率放大器驱动信号处理方法，包括以下步骤：
S1：处理外部输入的连续正弦信号，产生第一路数字正弦信号；
S1-1：通过FIR低通滤波器滤掉系统高频噪声，采用窗口法设计近似理想矩形频率特性的线性相位FIR低通滤波器，其频率特性为：
Figure RE-GDA0003181283130000021
其中，ωc为低通滤波器的截止频率，N为滤波器窗口长度，m用于累加计数,j为虚数单位，ω为傅氏变换的频率；
S1-2：对步骤S1-1滤波后的信号进行过采样处理；
S1-3：对步骤S1-2处理后的数字信号进行多点线性插值；
S1-4：对步骤S1-3插值后的数字信号进行量化操作；
S2：产生M路不同相位的数字三角波信号，M≥2；
S2-1：利用DDS技术产生频率可变的数字三角波信号，其数学模型为：
f0＝α×fc×K/2n
其中，f0为产生的可变的输出波形频率，fc为固定的系统时钟频率，K为DDS频率控制字，n为DDS控制位数，α为比例系数；
S2-2：对步骤S2-1得到的信号进行倍频处理，使数字三角波信号幅值可变；
S2-3：对步骤S2-2得到的数字三角波信号进行移相处理，产生M路相位依次相差
Figure RE-GDA0003181283130000022
的信号；
S3：产生相位不同的PWM信号；
S3-1：将步骤S1产生的第一路正弦信号分别与步骤S2产生的M路不同相位的三角波信号进行比较，产生M路相位不同的PWM信号，即步骤S1产生的第一路正弦信号幅值高于步骤S2产生的三角波信号，则将输出PWM信号置为高电平，反之，则将输出PWM信号置为低电平；
S3-2：利用施密特触发器滞回特性的机理，将步骤S3-1输出的PWM信号进行防突变滞后处理，即当检测到PWM信号的上升沿时，上升后令其在时间Δ时间内保持不变，不因步骤S3-1的比较结果而翻转；当检测到PWM信号的下降沿时，下降后令其在Δ时间内保持不变，不因步骤S3-1的比较结果而翻转；
其中，Δ＝2/f′sin，Δ为滞后时间，f′sin为第一路数字正弦信号的采样频率；
S4：将步骤S3输出的信号通过低通滤波器窗，滤除信号抖动带来的高频毛刺噪声；
S5：将步骤S4得到的多路PWM信号翻转并加入死区时间，分别对应输出到下一级电路即功率开关器件，所有功率开关器件的输出信号并联后输入后续电路。
进一步地，所述步骤S2中M＝3，所述步骤S2-3对步骤S2-2得到的数字三角波信号进行移相处理，产生三路相位依次相差120°的信号。
进一步地，所述步骤S5中将翻转后的PWM信号加入死区时间，死区时间根据步骤S1中输入的正弦信号频率以及超大功率放大器的输出电流而变化，死区时间能够自适应反馈调节，自适应算法模型为：
Figure RE-GDA0003181283130000031
其中，Tdt为死区时间，Tset为PWM信号驱动时设置的死区时间，Toff为功率开关器件的最终关断延时，Ton为功率开关器件的最终开通延时，α、β、μ、δ为比例系数， ftri为步骤S2中数字三角波信号的频率，Iout为输出的电流；
通过这样的死区时间自适应调节算法，能够自动计算出与超大功率放大器相适配的死区时间，同时反馈并实时调节。
本发明的有益效果在于：
1.本发明提出一种全数字超大功率放大器驱动信号处理方法，通过输入的正弦信号与产生的多相三角波信号相比较产生多路相位不同的PWM信号来共同驱动功率放大器，有效提高了放大器单机输出功率。同时，保证了功率放大器驱动信号在大功率环境下的输出质量，有效提高放大器输出信噪比，降低放大器输出失真度。
2.本发明通过输入的正弦信号与制造的多相三角波信号相比较产生多路相位不同的PWM信号，多路PWM信号输入到下一级电路，并将结果并联输出，有效提高了放大器单机输出功率。举例而言，若仍采用国内领先企业东菱振动功率放大器(单机20KVA)，若想获得480KVA功率，则需24个功率放大器并联输出；而采用本方法(单机60KVA)，则只需要8个，在极大程度的降低了成本、能耗、原材料与工作空间的同时，提高了系统的可靠性(多个放大器并联输出，一个放大器损坏则整体损坏)。
3.本发明在比较器前端对输入正弦信号分别进行了低通滤波与线性插值，目的是为了滤除掉系统高频噪声，同时使输入信号更加细腻，降低量化误差。此外，采用 DDS技术产生频率、幅值可变的数字三角波信号。内部制造三角波可极大程度降低外界输入所造成的干扰，DDS技术也让三角波信号更加的灵活多变，方便调节，根据不同负载，调用不同三角波信号与之相配。
在比较器后端对输出PWM信号采用了基于施密特触发滞回特性的防突变滞后算法及滤波器窗滤波的方法。防突变滞后算法的加入帮助系统降低了由于量化台阶导致的信号穿越误判翻转误差，滤波器窗则进一步滤除掉了系统抖动产生的微小误差。
4.本发明为最大程度提高输出信号质量，降低信号失真度，在死区处理模块加入了智能适配反馈算法，当三角波信号频率小、输出电流小的时候，增大死区时间；当三角波信号频率大、输出电流大的时候，降低死区时间，这样做极大程度降低了死区时间产生的不利影响。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，通过参考附图会更加清楚的理解本发明的特征和优点，附图是示意性的而不应理解为对本发明进行任何限制，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，可以根据这些附图获得其他的附图。其中：
图1是本发明的方法流程图；
图2是本发明实施例1中加入死区自适应反馈调节算法前的信号信息，其中，(a)为输出信号参数分析面板，(b)为输出信号时域波形，(c)为输出信号幅频特性曲线；
图3是本发明实施例1中加入死区自适应反馈调节算法后的信号信息，其中，(a)为输出信号参数分析面板，(b)为输出信号时域波形，(c)为输出信号幅频特性曲线；
图4是本发明实施例2中航天希尔HVA60功率放大器的实验结果；
图5是本发明实施例2中采用本发明方法的实验结果。
具体实施方式
为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明的保护范围并不受下面公开的具体实施例的限制。
如图1所示，本发明通过对输入信号的一系列处理，有效提高了放大器单机输出功率的同时，保证了功率放大器驱动信号在大功率环境下的质量，有效提高放大器输出信噪比，降低放大器输出失真度。
具体地，一种全数字超大功率放大器驱动信号处理方法，包括以下步骤：
S1：处理外部输入的连续正弦信号，产生第一路数字正弦信号；
S1-1：通过FIR低通滤波器滤掉系统高频噪声，采用窗口法设计近似理想矩形频率特性的线性相位FIR低通滤波器，其频率特性为：
Figure RE-GDA0003181283130000051
其中，ωc为低通滤波器的截止频率，N为滤波器窗口长度，m用于累加计数,j为虚数单位，ω为傅氏变换的频率；
滤掉信号源等系统高频噪声，保证输入信号无多余杂波，不会影响正常运行。通过窗口法设计的FIR低通滤波器较为稳定，对于输入不同频率的分量，造成的相位差与频率成正比，得到的通带信号失真度低。
S1-2：对步骤S1-1滤波后的信号进行过采样处理；S1-3：对步骤S1-2处理后的数字信号进行多点线性插值；S1-4：对步骤S1-3插值后的数字信号进行量化操作；
S2：产生M路不同相位的数字三角波信号，M≥2；
S2-1：利用DDS技术产生频率可变的数字三角波信号，其数学模型为：
f0＝α×fc×K/2n
其中，f0为产生的可变的输出波形频率，fc为固定的系统时钟频率，K为DDS频率控制字，n为DDS控制位数，α为比例系数；
S2-2：对步骤S2-1得到的信号进行倍频处理，使数字三角波信号幅值可变；S2-3：对步骤S2-2得到的数字三角波信号进行移相处理，产生M路相位依次相差
Figure RE-GDA0003181283130000061
的信号；
S3：产生相位不同的PWM信号；
S3-1：将步骤S1产生的第一路正弦信号分别与步骤S2产生的M路不同相位的三角波信号进行比较，产生M路相位不同的PWM信号，即步骤S1产生的第一路正弦信号幅值高于步骤S2产生的三角波信号，则将输出PWM信号置为高电平，反之，则将输出PWM信号置为低电平；
S3-2：利用施密特触发器滞回特性的机理，将步骤S3-1输出的PWM信号进行防突变滞后处理，即当检测到PWM信号的上升沿时，上升后令其在时间Δ时间内保持不变，不因步骤S3-1的比较结果而翻转；当检测到PWM信号的下降沿时，下降后令其在Δ时间内保持不变，不因步骤S3-1的比较结果而翻转；，其中，Δ＝2/f′sin，Δ为滞后时间，f′sin为第一路数字正弦信号的采样频率；
S4：将步骤S3输出的信号通过低通滤波器窗，滤除信号抖动带来的高频毛刺噪声；
S5：将步骤S4得到的多路PWM信号翻转并加入死区时间，分别对应输出到下一级电路即功率开关器件，所有功率开关器件的输出信号并联后输入后续电路。
较佳地，步骤S2中M＝3，所述步骤S2-3对步骤S2-2得到的数字三角波信号进行移相处理，产生三路相位依次相差120°的信号。
较佳地，步骤S5中将翻转后的PWM信号加入死区时间，死区时间根据步骤S1 中输入的正弦信号频率以及超大功率放大器的输出电流而变化，死区时间能够自适应反馈调节，自适应算法模型为：
Figure RE-GDA0003181283130000062
其中，Tdt为死区时间，Tset为PWM信号驱动时设置的死区时间，Toff为功率开关器件的最终关断延时，Ton为功率开关器件的最终开通延时，α、β、μ、δ为比例系数， ftri为步骤S2中数字三角波信号的频率，Iout为输出的电流；
通过这样的死区时间自适应调节算法，能够自动计算出与超大功率放大器相适配的死区时间，同时反馈并实时调节。
死区时间是PWM信号输出时，为了使超大功率放大器不会因为开关速度问题发生同时导通而设置的一个保护时间段，所以在这个时间，上下管都不会有输出，当然会使波形输出中断，死区时间一般只占百分之几的周期。但是PWM信号本身占空比小时，空出的部分要比死区还大，所以死区会影响输出的纹波。本发明的死区时间自适应调节算法，能够将死区时间的影响最低化。
为了方便理解本发明的上述技术方案，以下通过具体实施例对本发明的上述技术方案进行详细说明。
实施例1
本实施例为死区自适应反馈调节，死区时间的设立会对系统产生影响，且为保证系统正常工作，死区时间不能为0，通过实验发现，死区时间不可过大也不可过小，需根据系统不同的输入参数调整合适的死区时间大小。本发明的死区自适应调节算法当输入的三角波信号频率小、超大功率放大器的输出电流小的时候，增大死区时间；当输入的三角波信号频率大、超大功率放大器的输出电流大的时候，降低死区时间，具体效果如下所示。
如图2所示，在三角波输入频率为19.5kHz，正弦波频率500Hz时，将死区时间设置为1.12us，此时检测到输出电流约51A，谐波失真度4.31％，信噪比28dB(基波 -三次谐波)，根据结果反馈调节死区时间低至0.72us，其他输入量未改变，检测得谐波失真度0.81％，信噪比42.5dB(基波-三次谐波)，如图3所示。
由图2和图3可知，加入死区自适应反馈调节算法后，谐波失真度显著降低，信噪比明显提高。
实施例2
将本发明提出的一种全数字超大功率放大器驱动信号处理方法运用到实际放大器上，并与国内超大功率放大器领先企业航天希尔HVA60系列功率放大器进行对比，实验结果图4、图5所示。
在三角波输入频率19.5kHz，正弦波频率500Hz时，将死区时间设置为1.12us，航天希尔HVA60功率放大器的结果如图4所示，本发明方法的结果如图5所示。
由图看出，对比产品信号失真度远大于运用本方法产生的放大信号，不仅出现了信号失真，信号质量也远不及本方法。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种全数字超大功率放大器驱动信号处理方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1：处理外部输入的连续正弦信号，产生第一路数字正弦信号；
S1-1：通过FIR低通滤波器滤掉系统高频噪声，采用窗口法设计近似理想矩形频率特性的线性相位FIR低通滤波器，其频率特性为：
Figure FDA0003077515700000011
其中，ωc为低通滤波器的截止频率，N为滤波器窗口长度，m用于累加计数,j为虚数单位，ω为傅氏变换的频率；
S1-2：对步骤S1-1滤波后的信号进行过采样处理；
S1-3：对步骤S1-2处理后的数字信号进行多点线性插值；
S1-4：对步骤S1-3插值后的数字信号进行量化操作；
S2：产生M路不同相位的数字三角波信号，M≥2；
S2-1：利用DDS技术产生频率可变的数字三角波信号，其数学模型为：
f0＝α×fc×K/2n
其中，f0为产生的可变的输出波形频率，fc为固定的系统时钟频率，K为DDS频率控制字，n为DDS控制位数，α为比例系数；
S2-2：对步骤S2-1得到的信号进行倍频处理，使数字三角波信号幅值可变；
S2-3：对步骤S2-2得到的数字三角波信号进行移相处理，产生M路相位依次相差
Figure FDA0003077515700000012
的信号；
S3：产生相位不同的PWM信号；
S3-1：将步骤S1产生的第一路正弦信号分别与步骤S2产生的M路不同相位的三角波信号进行比较，产生M路相位不同的PWM信号，即步骤S1产生的第一路正弦信号幅值高于步骤S2产生的三角波信号，则将输出PWM信号置为高电平，反之，则将输出PWM信号置为低电平；
S3-2：利用施密特触发器滞回特性的机理，将步骤S3-1输出的PWM信号进行防突变滞后处理，即当检测到PWM信号的上升沿时，上升后令其在时间Δ时间内保持不变，不因步骤S3-1的比较结果而翻转；当检测到PWM信号的下降沿时，下降后令其在Δ时间内保持不变，不因步骤S3-1的比较结果而翻转；
其中，Δ＝2/f′sin，Δ为滞后时间，f′sin为第一路数字正弦信号的采样频率；
S4：将步骤S3输出的信号通过低通滤波器窗，滤除信号抖动带来的高频毛刺噪声；
S5：将步骤S4得到的多路PWM信号翻转并加入死区时间，分别对应输出到下一级电路即功率开关器件，所有功率开关器件的输出信号并联后输入后续电路。
2.根据权利要求1所述的一种全数字超大功率放大器驱动信号处理方法，其特征在于，所述步骤S2中M＝3，所述步骤S2-3对步骤S2-2得到的数字三角波信号进行移相处理，产生三路相位依次相差120°的信号。
3.根据权利要求1所述的一种全数字超大功率放大器驱动信号处理方法，其特征在于，所述步骤S5中将翻转后的PWM信号加入死区时间，死区时间根据步骤S1中输入的正弦信号频率以及超大功率放大器的输出电流而变化，死区时间能够自适应反馈调节，自适应算法模型为：
Figure FDA0003077515700000021
其中，Tdt为死区时间，Tset为PWM信号驱动时设置的死区时间，Toff为功率开关器件的最终关断延时，Ton为功率开关器件的最终开通延时，α、β、μ、δ为比例系数，ftri为步骤S2中数字三角波信号的频率，Iout为输出的电流；
通过这样的死区时间自适应调节算法，能够自动计算出与超大功率放大器相适配的死区时间，同时反馈并实时调节。
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