JP2020537847A - Rf電力増幅器のためのプリディストーション制御ループ - Google Patents

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Abstract

本発明は、磁気共鳴検査システムのための無線周波数(RF)送信システムを対象とし、送信システムは、デジタルベースバンド信号を生成するデジタルベースバンド変調器100と、デジタルプリディストーション信号をデジタルベースバンド信号に注入するデジタルフィードバック制御ループ200と、プリディストーションされたデジタルベースバンド信号によって駆動され、アナログ出力信号を供給するRF増幅器400とを備え、デジタルフィードバック制御ループ200は、RF増幅器400の非線形性を補償するために、アナログ出力信号に基づいてデジタルプリディストーション信号を制御する。このようにして、フィードフォワード制御を自動的に較正する連続的フィードバック制御がもたらされる。

Description

本発明は、無線周波数(RF)電力増幅器の分野に関し、詳細にはマルチバンド磁気共鳴イメージング、MRI、用途のために必要とされるなどの先進のRFパルスに関する。詳細には、本発明は、デジタルベースバンド信号を生成するデジタルベースバンド変調器と、RF増幅器とを備える、磁気共鳴検査システムのためのRF送信システムに関する。本発明はさらに、磁気共鳴検査システムのためのRF増幅器を線形化する方法、及びそれに記憶された命令を備える非一時的コンピュータ可読媒体に関する。
従来技術において一般に知られているように、RF電力増幅器の非線形な時間的に変化する利得及び位相は、MRIのパルス化されたRF用途におけるスライス選択の忠実度を極度に制限する。具体的には、非線形性は結果として不十分なスライス選択プロファイル、及びコントラストの損失を生じる。これらの制限は、非線形性が結果として側波帯の不必要な励振、又は追加のスライスを生じる、マルチバンド用途において特に問題となる。非線形性の影響は、ベースバンド変調波形帯域幅と共に増加し、したがって特にマルチバンド用途に対する先進のRFパルスの応用を制限する。ドリフトとも呼ばれる時間的に変化する利得及び位相は、DC電源電圧、パワートランジスタ接合温度、及び負荷インピーダンスなどの、RF増幅器動作条件の動的変化による。
これらの欠点を克服するための従来技術の手法は、方向性結合器を用いてRF増幅器の順方向電力を監視することに基づく、フィードバック制御を利用する。これらの技法はドリフトを補償することができるが、それらは本質的に、RF電力増幅器及び方向性結合器を通した信号遅延により、帯域幅制限される。しばしばこのような技法は、RF増幅器に内部的に実施され、したがってベースバンド変調要求を利用することができない。
他の従来技術の手法はフィードフォワード技法を採用しており、これは信号に依存する非線形性を補償するために要求波形を修正するが、時間的に変化する動作条件に適応する能力を有しない。加えて、このような技法はしばしば、RFパルス変調波形のオフラインソフトウェアをベースとする処理を通常必要とするので扱いにくい。
本発明の目的は、特にMRI用のマルチバンド用途に対する先進のRFパルスの応用を容易にするように、RF電力増幅器の非線形な時間的に変化する利得及び位相を補償するための機構を供給することである。
本発明によれば、この目的は独立請求項の主題によって対処される。本発明の好ましい実施形態は、従属請求項において記述される。
したがって、本発明によれば、磁気共鳴検査システムのための無線周波数、RF、送信システムがもたらされ、送信システムは、
デジタルベースバンド信号を生成するデジタルベースバンド変調器と、
デジタルプリディストーション信号をデジタルベースバンド信号に注入するデジタルフィードバック制御ループと、
プリディストーションされたデジタルベースバンド信号によって駆動され、アナログ出力信号を供給するRF増幅器と
を備え、デジタルフィードバック制御ループは、RF増幅器の非線形性を補償するために、アナログ出力信号に基づいてデジタルプリディストーション信号を制御する。
このようにして、ベースバンド変調を補正するために、デジタルフィードフォワード制御を用いることにより、及びRF増幅器動作条件における動的変化に応答するためにデジタルフィードバック制御を用いることにより、ベースバンド信号の帯域幅に対する制約は除去され、これはマルチバンドMRI用途のために必要とされるなどの先進のRFパルスに適用されたときに、特に有利である。したがって、デジタルフィードバック制御ループは、RF電力増幅器の出力を線形化するための、プリディストーション制御ループを供給する。プリディストーション制御ループは、信号に依存するやり方でベースバンド変調信号波形を補正するためのフィードフォワード制御と、電源電圧、接合温度、及び負荷インピーダンスなどのRF電力増幅器動作条件における動的変化に応答するためのフィードバック制御との使用を組み合わせる。さらに、デジタルフィードバック制御ループは、変化した動作条件による、フィードフォワード制御の連続的及び自律的較正を供給する。このようにして、本発明は、著しく改善されたスライス選択プロファイルをもたらし、従来技術の応用から知られているようなコントラストの損失を避けることによって、パルス化されたRF用途におけるスライス選択の忠実度を向上させる。
言い換えれば、提案されるデジタルフィードバック制御ループによってもたらされるプリディストーション制御ループは、時間的に変化するRF電力増幅器動作条件を補償する能力を同時に維持しながら、従来のRF電力増幅器線形化手法に関連したベースバンド変調波形帯域幅制限を除去する。RF送信システムはさらに、MRIシステムにおいて一般にボディコイルと呼ばれる、RF送信アンテナからなり、これはRFエネルギー、すなわち送信されることになるアナログ出力信号を用いて、RF増幅器によって駆動される。デジタルベースバンド変調器及びデジタルフィードバック制御ループは、RF増幅器の外部とするが、またRF増幅器内に統合され得る。後者の選択肢は、DC電源電圧及びパワートランジスタ接合温度の両方を監視することができるという利点をもたらし、RF電力増幅器動作条件における動的変化に関連した整定時間を低減し、又は潜在的に取り除く。本発明は好ましくは、パルス化されたRF MRI用途、具体的には、マルチバンド技法のために必要とされるなどの先進のRFパルス変調波形の使用を必要とする用途に適用される。本発明はさらに、高度に線形なRF電力を必要とする他の用途に応用可能である。
本発明の好ましい実施形態によれば、デジタルフィードバック制御ループは、デジタルベースバンド信号の振幅を、アナログ出力信号の利得及び位相オフセットにマッピングすることによって、デジタルプリディストーション信号を制御する。それによって、アナログ出力信号の利得及び位相誤差は、アナログ出力信号を線形化するために補正され得る。
本発明の他の好ましい実施形態によれば、デジタルフィードバック制御ループは、
アナログ出力信号とデジタルベースバンド信号との差を決定することと、
RF増幅器の非線形性の動的変化の整定時間に対応する予め規定された積分時間を用いて、決定された差を積分することと、
積分された差の区分線形近似を用いてデジタルプリディストーション信号を調整することと、
デジタルベースバンド信号の大きさを用いた区分線形近似を、アナログ出力信号の利得及び位相オフセットにインデックス付けすることによって、調整されたデジタルプリディストーション信号をデジタルベースバンド信号に適用することと
を行うことによってデジタルプリディストーション信号を制御する。
このような制御ループは、アナログ出力信号の非線形性が最小化され、さらには完全に取り除かれるように、デジタルプリディストーション信号を生成するために非常に有利であることが実証されている。区分線形近似は、例えば、多項式近似とすることができる。原理上は、限られた数の係数を用いて表され得る、比較的効率的に評価され得る、及び十分に良好に非線形性を近似する、任意の関数が用いられ得る。次いでフィードバックループは、非線形性における動的変化を反映するようにこのような関数の係数を調整する。
本発明の他の好ましい実施形態によれば、デジタルフィードバック制御ループは、基準デジタルベースバンド信号に応答して、デジタルプリディストーション信号を較正する。提案されるデジタルフィードバック制御ループは、一旦較正されると、デジタルフィードバック制御ループに供給される、アナログ出力信号によってもたらされるフィードバック制御は、較正された利得及び位相が維持されることを確実にするという利点を備える。しかし、初期較正のために、デジタルフィードバック制御ループは、好ましくは、以下で述べられるような、デジタル−アナログ変換器、RF増幅器及びアナログ−デジタル変換器を通した遅延など、RF送信システムのアナログ構成要素から生じる潜在的な遅延に関して較正される。較正は、アナログRF増幅器要求信号の減衰、順方向からの反射信号経路の遅延、フィードバック信号経路の遅延、及び/又はRF送信システムのフィードバック利得及び位相を、考慮する。
本発明の他の好ましい実施形態によれば、RF増幅器は、RF増幅器を駆動するためにプリディストーションされたデジタルベースバンド信号を変換するデジタル−アナログ変換器と、RF増幅器の出力に接続された方向性結合器と、方向性結合器から得られる制御ループフィードバック信号を変換し、デジタルプリディストーション信号を制御するために変換されたループフィードバック信号をデジタルフィードバック制御ループに供給するアナログ−デジタル変換器とを備える。フィードバック信号として方向性結合器の順方向電力を用いることによって、デジタルフィードバック制御ループによってもたらされる制御ループは、RF増幅器の順方向電力が、ベースバンド変調要求に従うことを確実にする。
本発明の他の好ましい実施形態によれば、システムは、デジタルプリディストーション信号を受信するデジタルフィードバック制御ループと、プリディストーションされたデジタルベースバンド信号によって駆動されるRF増幅器との間に配置された、キャリア周波数変換デバイスであって、デジタルプリディストーション信号をシフトしてキャリア周波数まで上昇させる前記キャリア周波数変換デバイスを備える。本発明の他の好ましい実施形態によれば、キャリア周波数変換デバイスは、キャリア周波数を生成するキャリア周波数生成器と、デジタルベースバンド信号をシフトしてキャリア周波数まで上昇させるキャリア単側波帯変調器と、キャリア周波数生成器に接続され、アナログ出力信号をシフトしてフィードバックベースバンド信号まで低下させるミキサと、キャリア周波数の2倍の、フィードバックベースバンド信号からの不必要なミキサ信号を除去するローパスフィルタとを備える。このようにして、ローパスフィルタは、有利に、制御ループによるさらなる処理のために「クリーンな」ベースバンド信号を受信するように、キャリア周波数の2倍の不必要なミキサ生成物を除去する。
本発明の他の好ましい実施形態によれば、デジタルフィードバック制御ループは、アナログ出力信号から複素電力信号を形成する第2の単側波帯変調器と、複素誤差電力信号を受信するために、複素電力信号からデジタルベースバンド信号を減算する減算モジュールと、複素誤差電力信号の比例分を関連付けられた係数に加算することによって、区分線形関数を更新するプリディストーション更新モジュールと、更新された区分線形関数をデジタルベースバンド信号に適用するフィードフォワードプリディストーション適用モジュールとを備える。このようにして、複素誤差電力信号は、適用されることになるプリディストーションを決定するための測度として、有利に用いられる。
本発明の他の実施形態によれば、少なくともデジタルベースバンド変調器及びデジタルフィードバック制御ループは、デジタルベースバンド信号及びデジタルプリディストーション信号のデジタル信号処理を行う、フィールドプログラマブルゲートアレイ(FPGA)内に実施される。好ましくは、キャリア周波数変換デバイスも、FPGA内に、デジタルベースバンド変調器及びデジタルフィードバック制御ループと一緒に実施及び統合される。
本発明の他の好ましい実施形態によれば、デジタルフィードバック制御ループは、RF増幅器の利得に影響させるためのデジタル自己学習制御モジュールを備え、デジタル自己学習制御モジュールは、RF増幅器とデジタルフィードバック制御ループとの間のフィードバック経路内に配置され、入力パラメータとしてRF増幅器への入力電力、RF増幅器に接続されたRF送信アンテナのボディコイル負荷、デジタルベースバンド変調器によってRF増幅器にもたらされるDC供給電圧、及び/又はRF増幅器の温度を有する、数学的モデルに基づいて自己学習する。
本発明の他の実施形態によれば、デジタル自己学習制御モジュールは、RF送信アンテナを通じて、ボディコイルの負荷を決定するために反復した電力掃引を備える、いくつかのRFパルスをボディコイル上に放射することによって、及び/又は、パルス化されたプリディストーションされたデジタルベースバンド信号のパルス履歴と、RF増幅器のそれぞれ修正された利得曲線との間の関係を調べるために、プリディストーションされたデジタルベースバンド信号の一定のパルスを間欠的に放射することによって、数学的モデルの入力パラメータを決定する。
本発明によればまた、磁気共鳴検査システムのためのRF増幅器を線形化する方法がもたらされ、方法は、
デジタルベースバンド信号を生成するステップと、
デジタルプリディストーション信号をデジタルベースバンド信号に注入するステップと、
RF増幅器によって、増幅されたアナログ出力信号を供給するステップであって、RF増幅器はプリディストーションされたデジタルベースバンド信号によって駆動される、供給するステップと、
RF増幅器の非線形性を補償するために、アナログ出力信号に基づいてデジタルプリディストーション信号を制御するステップとを有する。
提案される方法は、RF電力増幅器の出力を線形化することを可能にし、それによってベースバンド要求信号すなわちデジタルベースバンド信号の帯域幅に対する制約を除去し、その結果本方法の応用は、マルチバンドMRI用途のために必要とされるなどの先進のRFパルスに適用されたときに特に有利になる。
本方法の他の実施形態によれば、デジタルプリディストーション信号を制御するステップは、
アナログ出力信号とデジタルベースバンド信号との差を決定するステップと、
RF増幅器の非線形性の動的変化の整定時間に対応する予め規定された積分時間を用いて、決定された差を積分するステップと、
積分された差の区分線形近似を用いてデジタルプリディストーション信号を調整するステップと、
デジタルベースバンド信号の大きさを用いた区分線形近似を、アナログ出力信号の利得及び位相オフセットにインデックス付けすることによって、調整されたデジタルプリディストーション信号をデジタルベースバンド信号に適用するステップと
を有する。
本発明の他の実施形態によれば、方法は、基準デジタルベースバンド信号に応答して、デジタルプリディストーション信号を較正するステップを有する。
本方法の他の好ましい実施形態は、前述のシステムの好ましい実施形態に関する。
さらに、本発明によれば、プロセッサ上で実行されたとき、前述のような方法のステップを行うための命令が記憶された非一時的コンピュータ可読媒体が供給される。
本発明の上記及びその他の態様は、本明細書の以下で述べられる実施形態から明らかとなり、それらを参照して明瞭になるであろう。しかし、このような実施形態は必ずしも本発明の完全な範囲を表すものではなく、したがって本発明の範囲を解釈するために特許請求の範囲及び本明細書が参照される。
本発明の好ましい実施形態による、簡略化された無線周波数、RF、送信システムを概略的に示す図である。 本発明の好ましい実施形態による、図1のRF送信システムのデジタルフィードバック制御ループによって制御される、RF増幅器の動的挙動を示す図である。 本発明の好ましい実施形態による、図1のRF送信システムの信号経路を示す図である。 本発明の好ましい実施形態による、区分線形関数によって近似された、図2のデジタルフィードバック制御ループのプリディストーション関数を示す図である。 本発明の好ましい実施形態による、FPGAにおける、図1のRF送信システムの実装形態を示す図である。 本発明の好ましい実施形態による、図1のRF送信システムに対する較正手順を示す図である。
図1は、制御ループを供給することによってRF増幅器を線形化するための本発明の好ましい実施形態による、簡略化された無線周波数、RF、送信システムを示す。
RF増幅器は、制御ループによって補償される、信号に依存すると共に時間的に変化する利得及び位相誤差を導入し、結果として正確にその入力に従うRF増幅器出力を生じる。利得及び位相誤差を実際に補正する制御ループの能力は、それらの大きさ及び動的挙動の両方に依存する。
デジタルフィードバック制御ループ200としてのプリディストーション関数、図1のグラフBは、デジタルベースバンド信号として線形要求、図1のグラフAに適用され、これは非線形RF増幅器400、図1のグラフCを通過されたとき、結果としてアナログ出力信号、図1のグラフDのような線形な出力を生じる。したがって、述べられるフィードバック制御機構は、アナログ出力信号として線形な出力を生じさせるために必要なプリディストーション関数を決定する。プリディストーションという用語は本発明の意味において、非線形RF増幅器400への要求が、当該のRF増幅器400の非線形性を打ち消すために、意図的に歪まされる技法を意味する。
したがって、プリディストーション関数は、入力すなわちデジタルベースバンド信号の振幅を、RF増幅器400の非線形な挙動を補償するアナログ出力信号の利得及び位相オフセットにマッピングする。プリディストーション関数は、このようにして信号に依存する非線形性を補償する。RF増幅器400の動的動作条件が時間と共に変化するのに従って、これは結果として、必要なプリディストーション関数における変化を生じる。したがって、プリディストーション関数を、時間的に変化する動作条件に対して調整するために、デジタルフィードバック制御ループ200によるフィードバック制御が用いられる。
図1から分かるように、制御ループはベースバンド要求信号によってベースバンドにおいて動作し、すなわちデジタルベースバンド信号は、RF増幅器400を駆動する前にキャリア周波数と混合されて上昇される。さらに、フィードバック信号は、制御ループによる処理のために、混合されてベースバンドまで低下される。
デジタルフィードバック制御ループ200によってもたらされる実際の制御ループは、以下の動作からなる:
要求と、RF増幅器400の出力を監視するフィードバック信号とを比較する。RF増幅器400出力、すなわちアナログ出力信号と、要求、すなわちデジタルベースバンド信号との差は、結果として、その後にプリディストーション関数によって補償される誤差を生じる。
誤差の積分は、制御ループが、RF増幅器400の非線形な挙動における動的変化を追跡することを可能にする。それによって、積分時定数は、非線形性における動的変化に関連した整定時間を定義する。
積分された誤差を用いて区分線形近似を通して定義されたプリディストーション関数の係数を調整する。
入力の振幅を用いて区分線形関数にインデックス付けすることによって、プリディストーション関数を要求に適用し、それに従って要求の利得及び位相を調整する。
それによって、すべてのベースバンド動作は要求振幅の関数として行われ、これは誤差の積分、プリディストーション関数の調整、及びそれに続くその適用を含む。積分時定数は、例えば、電源電圧、温度、又は負荷インピーダンスによる、RF増幅器400非線形性の動的変化に対して調整する制御ループの能力を定義する。RF増幅器400非線形性の動的変化を引き起こすいずれの機構も、それが積分時定数を基準にして帯域幅制限される限り補償され得る。しかし、入力信号すなわちデジタルベースバンド信号の変調帯域幅は、プリディストーション関数の動作が瞬時的であるので制限されない。
図2に示されるデジタルフィードバック制御ループ200の通常の性能は、振幅精度≦0.05dB又は<0.6%、位相精度≦0.2度、立ち上がり時間≦5μ秒、及びオーバーシュート≦1dB又は<12%によって特性付けられ、それによって最大オーバーシュートに対する制限は、過大な要求によりRF増幅器400を停止させることを避けるために有利になり得る。オーバーシュート挙動は、誤差信号積分器の利得を制御することによって最適化されることができ、高い利得は結果としてより速い応答を生じ、低い利得は生じるオーバーシュートがより小さくなり又は無くなる。さらに、デジタルフィードバック制御ループ200は、整定時間≦20μ秒、及びベースバンド信号振幅、周波数、及び位相の変調帯域幅としてベースバンド帯域幅≦±500KHzによって特性付けられ、それによってRF送信帯域幅は通常≦±350KHzである。制御ループが動作するキャリア周波数の周波数範囲は、5MHzから300MHzであり、1T、1.5T、3T、及び7Tにおける使用可能な原子核に対するすべてのMR共鳴周波数に及ぶ。さらに、フィードバック遅延は≦5μ秒であり、それによってDAC401の出力からADC404の入力までで測定されたフィードバック信号の最大遅延であり、これはRF増幅器400、及びフィードバック信号電子回路すなわちデジタルフィードバック制御ループ200によって導入されるいずれの遅延も制限する。実際には、フィードバック遅延は1μ秒未満である。
デジタルフィードバック制御ループ200によって制御されるRF増幅器400の動的挙動に関する要件は、ステップ応答挙動の観点から定義され、これは図2に示されるように、立ち上がり時間ΔtRISE、オーバーシュートΔOVER、及び整定時間ΔtSETの観点から特性化される。それによって、動的応答特性は、極座標における利得及び位相応答、並びに直交座標における同相及び直交位相成分の両方に適用される。具体的には、ΔtRISEは要求されたステップ利得/位相の90%に達するのに必要な立ち上がり時間、ΔOVERは要求されたステップ利得/位相に対する最大オーバーシュート、及びΔtSETは必要な利得/位相の1%以内に整定するのに必要な時間である。ステップ応答特性は、入力信号ではなく、誤差信号の動的挙動に適用される。誤差信号に対するステップ応答は、RF増幅器400自体の利得及び/又は位相におけるステップ応答が存在する場合にのみ可能である。
図3は、本発明の好ましい実施形態による、図1のRF送信システムの信号経路を示す。それによって、RF送信システムは、様々なアナログ構成要素によって導入されるものとして、フィードバック信号経路の未知の利得及び位相を生じさせる。したがって、述べられるRF送信システムは、1の公称利得に対して設計されるが、精度要件に適合するために、正確な実際の利得及び位相が必要である。一旦較正されると、RF送信システムのフィードバック制御は、較正された利得及び位相が維持されることを確実にする。さらに、フィードバック信号の遅延ΔTは未知であり、なぜならそれは制御ループの外部の構成要素によって導入されるからである。それらは、DAC401、RF増幅器402、方向性結合器403、フィードバック信号調整、及びADC404を含む。最後に、RF増幅器400によって導入された実際の利得及び位相誤差を、フィードバック信号から抽出するために信号処理が必要となる。
次に実際に図3を参照すると、デジタルベースバンド変調器100は、「要求」とも呼ばれるデジタルベースバンド信号を生成する。デジタルベースバンド信号は、デジタルフィードバック制御ループ200によって処理され、キャリア周波数変換デバイス300によって混合されてキャリア周波数まで上昇され、その後にRF増幅器400を駆動するために用いられる。デジタルベースバンド変調器100、デジタルフィードバック制御ループ200、及びキャリア周波数変換デバイス300は、すべてデジタル信号処理を通して行われ、図5に示されるように、FPGAにおいて実施される。
RF送信システム内のすべての信号処理は複素座標において行われ、RF増幅器400によってもたらされるアナログ出力信号の利得及び位相の両方に対する正確な制御を可能にする。デジタルフィードバック制御ループ200又はキャリア周波数変換デバイス300から受信されたプリディストーションされたデジタルベースバンド信号は、RF増幅器400内でDAC401によってアナログ信号に変換され、これは実際のRF電力増幅器デバイス402を駆動するために用いられる。制御ループフィードバック信号は、方向性結合器403の順方向ポート上で検出され、その後にADC404によってデジタル信号に変換される。方向性結合器403の順方向電力を、フィードバック信号として用いることによって、以下では制御ループとも呼ばれるデジタルフィードバック制御ループ200は、RF増幅器400の順方向電力が要求に従うことを確実にする。
複素キャリア周波数は、キャリア周波数変換デバイス300において、数値制御発振器、NCO、301によって生成され、これは、複素変調信号をキャリア周波数の単側波帯に設定するために用いられるデジタル設計におけるエンティティである単側波帯(SSB)変調器302を通して、複素ベースバンド信号をシフトしてキャリア周波数まで上昇させるために用いられる。この同じキャリア周波数は、ミキサ303によって実数値のフィードバック信号をシフトしてベースバンドまで低下させるために用いられる。ローパスフィルタ304は、制御ループ200によるさらなる処理のために「クリーンな」ベースバンド信号を生じさせるように、キャリア周波数の2倍の不必要なミキサ生成物を除去する。
フィードバック信号にはSSB変調器204を用いてもとのベースバンド信号が乗算されて、複素電力信号を形成する。もとのベースバンド要求の電力は205で計算され、減算モジュール206によって複素フィードバック電力信号から減算されて、複素誤差電力信号を形成する。複素誤差電力は、デジタルプリディストーション信号としてデジタルフィードバック制御ループ200によって適用されるプリディストーション関数を推定するための測度として用いられる。それによって、デジタルフィードバック制御ループ200のプリディストーション関数は、図4に示されるような区分線形関数によって近似される。
図3はさらに、RF増幅器400の利得に影響させるためのデジタル自己学習制御モジュール210を示し、これはRF増幅器400とデジタルフィードバック制御ループ200との間のフィードバック経路内、具体的にはローパスフィルタ304とSSB変調器204との間に、配置されたデジタルフィードバック制御ループ200内にもたらされる。自己学習制御モジュール210は、入力パラメータとして、RF増幅器400への入力電力Pと、RF増幅器400に接続されたRF送信アンテナのボディコイル負荷Γと、デジタルベースバンド変調器100によってRF増幅器400にもたらされるDC供給電圧Vdcと、RF増幅器400の温度Tとを有する、数学的モデルG(P,Vdc,T,・・・)に基づいて自己学習する。それによって、デジタル自己学習制御モジュール210は、RF増幅器400の大きさ及び位相によって表される利得を制御するように、フィードバックループを供給する。
具体的には、入力パラメータは、利得増加と利得圧縮との両方があるRF増幅器400への上記入力電力を備える。ボディコイル負荷Γ、及び/又は複数要素ボディコイルの結合行列Sボディコイル、すなわちボディコイルの負荷及び結合は、患者の質量及び位置に依存する。それによって、Γはボディコイルチャネル当たりの反射係数であり、Sは接続されたコイルポートの散乱行列(S行列)であり、反射及び結合を表す。DC供給電圧Vdcは、前のパルス履歴、エネルギー蓄積の大きさ、及び電源としてのデジタルベースバンド変調器の動的挙動に依存する。増幅器温度Tも、前のパルス履歴に依存する。初期化のために、自己学習アルゴリズムは、数学的モデルG(P,Vdc,T,・・・)の入力パラメータを決定するために、非線形RF増幅器400の自己特性化を行うようになり、これは患者負荷コイルΓ上に放射される数ミリ秒の期間の数個のRFパルスからなることになる。これらのRFパルスは、RF増幅器400の利得G(P)、又は所与のボディコイル負荷Γを決定するために、反復した電力掃引を含むようになり、パルス化されたプリディストーションされたデジタルベースバンド信号のパルス履歴と、RF増幅器400のそれぞれ修正された利得曲線G(P)との間の関係を調べるために、プリディストーションされたデジタルベースバンド信号の一定のパルスを間欠的に放射する。実際の撮像パルスの間、デジタルフィードバック制御ループ200は、検出された差を観測し、それらから(自己)学習し、及びしたがってパルスごとに改善するように数学的モデルパラメータを微調整することができる。それによって、デジタルフィードバック制御ループ200は、コンピュータ/マイクロコントローラ/FPGA/ASIC上で実行するコンピュータプログラムによって実現されることができ、前述及び後述のように入力のためにA/D変換器、及び出力のためにD/A変換器を必要とする。
自己学習制御モジュール210はニューラルネットワークを備え、入力パラメータは、さらに又は代替として、RF送信システムの個々のトランジスタのバイアス電圧、RF送信チェーン内に分散されたRFセンサなどのピックアップコイル、過去及び将来のRFパルス、RF送信システムの経時変化についての特定の学習における寿命、他のRFコイル及び/又はRF増幅器との潜在的結合、検査条件、例えば、患者重量、撮像位置、用いられるRXコイル、MRシーケンスパラメータ、患者ファイルなどから取られたUIパラメータ、設置基盤からの情報及び/又はMRシステムパラメータなどを備える。
特定のベースバンド要求振幅(図4のX)に対して、対応する線分(NからN+1)が決定される(207)。複素誤差電力(ΔA)は、対応するベースバンド要求振幅(X)に対するプリディストーション関数の誤差を定義する。区分線形関数は、複素誤差電力と、関連付けられた複素係数(A及びAN+1)との比例分を加算することによって、プリディストーション更新モジュール208によって更新される。加算される量は、当該の線分に関連付けられた要求振幅(N及びN+1)に対する、要求振幅(X)のオフセット(α及び1−α)に比例する。このようにして、複素係数(A及びAN+1)は、フィードバック信号によって検出された利得及び位相誤差を反映するように更新される。複素誤差電力をプリディストーション関数係数に加算することは、誤差を積分する効果を有する。積分利得並びに対応する積分時定数及び整定時間は、加算されることになる誤差の比例分を調整することによって制御され得る。これは積分利得がベースバンド要求振幅に応じて調整されることを可能にし、制御ループ整定時間は要求に依存しないことを確実にする。
プリディストーション関数202は、フィードフォワードプリディストーション適用モジュール202により要求振幅によってインデックス付けされ201、SSB変調器203を用いてベースバンド要求に適用される。フィードバック経路内に維持されるプリディストーション関数208の係数は、フィードフォワードプリディストーション関数202に直接渡される。このようにして、デジタルプリディストーション信号を供給するデジタルフィードバック制御ループ200のプリディストーション関数は、プリディストーション関数がフィードバック制御を通じて更新されながら、フィードフォワード制御として適用される。
しかし、図3を参照すると、点AにおけるDAC401への入力から、点BにおけるADC404の出力までの信号経路内に、かなりの遅延(ΔT AB)が存在する。補償されないと、この遅延は、206でフィードバック信号を要求と比較するとき、大幅な利得及び位相誤差を導入する。ベースバンド要求とフィードバック信号との間の位相可干渉性を確実にするために、外部信号経路内の遅延に対応する遅延(ΔT AB)だけ、ベースバンド信号は501で遅延され、キャリア周波数信号は502で遅延される。制御ループが正しく動作するように、この遅延は、後に説明されるように正確に較正される。
図5は、本発明の好ましい実施形態による、FPGAにおける図1のRF送信システムの実装形態を示す。それによって、デジタル信号処理のため、及び制御ループ挙動を特性化及び監視する、並びに必要な較正を行うために、適切なサンプリング周波数を選ぶことに主として関連付けられる、いくつかの追加の方策が必要である。具体的には、インターフェースのためのクロックドメインはインターフェース接続する構成要素に応じて10/50/100MHzであり、ベースバンドに対してはすべてのフィールド強度に対して10MHz固定であり、キャリアに対しては300/400MHzで、3テスラまでの動作に対して300MHz及び7テスラでの動作に対して400MHzであり、フィードバックに対しては150/130MHzで、3テスラまでの動作に対して150MHz及び7テスラでの動作に対して130MHzである。これらのサンプリング周波数は、市販のFPGA、DAC、及びADC構成要素のために都合がよい。しかし制御ループは、選ばれたサンプリング周波数がナイキストサンプリング基準に適合する限り、任意のサンプリング周波数のセットで動作することができる。
制御ループは、様々なシステム構成要素にインターフェース接続され得る。クロック周波数は、当該の構成要素に依存する。変調波形は通常、10MHzで動作するRFパルス波形生成器を用いて、時間スケジューリングされた制御を通じて生成される。ベースバンド要求信号は、変調周波数レートFMODで生成される。これは3T及び7T TCI変形形態の両方に対して10MHzであり、したがって必要なベースバンド帯域幅に関連付けられたナイキストサンプリングレートより十分に高い。実際にはベースバンド帯域幅は、RF増幅器400及びそれに続くアンテナ共振器の限られた帯域幅、通常1MHz未満、によって制限される。キャリア周波数要求信号は、DACサンプリング周波数FDACにおいて生成される。これは3テスラまでに対して300MHz、及び7T変形形態に対して400MHzである。フィードバック制御ループは、ADCサンプリング周波数レートFADCにおいて動作する。これは3テスラまでに対して150MHz、及び7T変形形態に対して130MHzである。これらの周波数は、帯域幅制限されたサンプリング条件のもとでのナイキストサンプリングレートに適合する。
クロックドメインの交差部におけるアップサンプリングフィルタは、FMODでのベースバンド信号を、それぞれFDAC及びFADCで動作するDAC及びADC周波数領域に移動させるために用いられる。クロッキングを簡略化し、様々なクロックドメインの間の位相可干渉性を確実にするために、FDAC及びFADC周波数は共にFMODの倍数である。FDAC及びFADCの選択は、構成要素の入手可能性によって制限され、及び特定の磁気共鳴、MR、フィールド強度における、様々な原子核に関連付けられた実際のキャリア周波数に強く依存する。制限されたDAC及びADCサンプリング周波数は結果としてエイリアシング、及び様々なキャリア周波数に対してアンダーサンプリングを生じる。FPGA実装形態の様々な構成要素は、参照により組み込まれている以下で示される記号参照リスト内で述べられる。
DAC3050利得は、減衰器5010を通じて補償されるsinc関数(sin(x)/x)と、RF増幅器5020の入力での公称利得に対する変調波形振幅とに従う。この目的のために、並びに制御ループがRF増幅器5020によって導入される誤差を補償することを可能にするために、一定量の利得ヘッドルームが、DAC3050の出力に割り当てられなければならない。デジタル制御ループロジックがRF増幅器5020内に統合されていないとき、RF増幅器5020に対するケーブル損失を考慮するために、追加のヘッドルームが必要になり得る。順方向信号経路において、SSB、単側波帯は、SSB変調器3020とも呼ばれ、キャリア周波数に対するベースバンド要求をシフトさせて、キャリア要求を形成する。SSB2070は、プリディストーション関数によって定義される補正係数を用いてベースバンド要求信号を調整する。調整されたベースバンド要求は、プリディストーション補正係数がゼロであるとき、及び/又は制御ループが開かれているとき、ベースバンド要求に等しい。
図6は、フィードバック経路内のアナログ構成要素を特性化するために必要な基本的な較正手順を示す。正規化された誤差信号(INE及びQNE値)は、開ループフィードバック信号の複素利得を定義する。極座標に変換することで、スカラー利得(G)及び位相(θ)を供給する。遅延測定は、図6の右側に示されるように、異なる周波数における較正された位相を決定することからなる。選ばれた周波数差は、予期される遅延値の範囲と、測定の精度との間の妥協である。
本発明は、図面及び上記の説明において詳しく例証され、述べられたが、このような例証及び説明は、例証となるもの又は例示であり限定的ではなく、本発明は開示された実施形態に限定されない。本発明の実施において、開示された実施形態に対する他の変形形態は、図面、本開示、及び添付の特許請求の範囲の考察から当業者によって理解され、達成され得る。特許請求の範囲において、「備える、有する」という用語は、他の要素又はステップを除外せず、及び単数形は複数を除外しない。単にいくつかの方策が相互に異なる独立請求項に記載されているという事実は、これらの方策の組合せが有利に用いられることができないということを示すものではない。特許請求の範囲におけるいずれの参照記号も、範囲を限定するものと解釈されるべきではない。さらに、明瞭にするために、図面内のすべての要素には、参照記号が与えられていない場合がある。
100 デジタルベースバンド変調器
200 デジタルフィードバック制御ループ
201 インデックスモジュール
202 フィードフォワードプリディストーション適用モジュール
203 単側波帯変調器
204 ループ単側波帯変調器
205 コンピューティングモジュール
206 減算モジュール
207 インデックスモジュール
208 プリディストーション更新モジュール
210 自己学習制御モジュール
300 キャリア周波数変換デバイス
301 キャリア周波数生成器
302 キャリア単側波帯変調器
303 キャリア周波数生成器
304 ローパスフィルタ
400 RF増幅器
401 デジタル−アナログ変換器
402 RF増幅器
403 直接結合器
404 アナログ−デジタル変換器
501 遅延モジュール
502 遅延モジュール
1010 GATTN;減衰器設定
1020 ノイズレベル;キャリア信号に加算されることになるPRNGノイズの振幅。ノイズを追加することは、増加されるノイズフロアを代償として、DACによって生成されるデジタルキャリア信号内のスプリアス信号を低減する。
1030 ωc、θc;キャリア周波数及び位相。キャリア周波数は、FDACにおける位相増分として定義される。
1040 Im、Qm;複素ベースバンド変調波形サンプル。RFパルス変調波形を定義するために、通常は規則的なサンプルグリッド上の、サンプルのシーケンスが必要である。
1050 ωm、θm、Am;ベースバンド周波数、位相及び振幅サンプル。RFパルス変調波形を定義するために、通常は規則的なサンプルグリッド上の、サンプルのシーケンスが必要である。
1060 フィードバック遅延(n.x);小数フィードバック遅延。フィードバック遅延はFADCサンプルにおいて表され、整数成分(n)と小数成分(x)とを有する。
1070 フィードバック遅延(n.0);整数フィードバック遅延。フィードバック遅延は、整数個のFADCサンプルにおいて表される。
1080 フィードバック位相;フィードバックキャリア周波数位相。フィードバック位相は、キャリア周波数の位相としての小数遅延を定義するために用いられる。
1090 ωc、θc;キャリア周波数及び位相。キャリア周波数は、FADCにおける位相増分として定義される。
1100 GATTNsinc(ωc);減衰器利得補償。
1110 監視信号A/Bを選択する;受信器RX 1及びRX 2に出力されることになる監視信号を選択する。
2010 乗算器;複素変調波形に、複素ダイレクトデジタルシンセサイザ、DDS、によって生成される変調波形を乗算する。
2020 Σ;DDSにより生成される変調波形を、単一複素ベースバンド変調波形と組み合わせる。
2030 DDS;いくつかのDDS波形生成器の1つ。DDS波形生成器の数は構成パラメータである。DDS波形生成器は、ベースバンド変調波形が周波数、位相、及び振幅波形の観点から生成されることを可能にする。
2040 積分器;サンプリングされたベースバンド変調波形をFMODに対して補間する。補間器はシステムが、FMODより低い周波数でベースバンド変調波形を定義することを可能にし、デジタルネットワーク帯域幅及び計算性能を低減する。
2050 インデックス付け;プリディストーション関数を、ベースバンド変調波形の振幅によってインデックス付けする。
2060 プリディストーション関数;インデックスを、ベースバンド信号に適用されることになる複素補正係数にマッピングする。
2070 SSB;プリディストーション補正係数を用いてベースバンド信号を調整する。
2080 15/13;FMODでのベースバンド信号の、FADCへのレート変換。
2090 15/13;FADCでのプリディストーション係数更新の、FMODへのレート変換。
3010 NCO、数値制御演算器;FDACで動作するキャリア周波数生成器。
3020 SSB;ベースバンド信号をシフトしてキャリア周波数まで上昇させる。
3030 PRNGノイズ;擬似乱数ノイズ発生器。
3040 加算器;ノイズをデジタルキャリア周波数信号に加算する。
3050 DAC;キャリア周波数信号のデジタル−アナログ変換。
4010 ADC;順方向電力アナログ−デジタル変換器。
4020 ADC;反射電力アナログ−デジタル変換器。反射電力信号は、将来の拡張のために予約される。
4030 乗算器;フィードバック信号を、減衰器の較正された利得、及びDACのsin(x)/x利得に適合するように調整する。
4040 NCO;FADCで動作するキャリア周波数生成器。
4050 τn;フィードバック信号を、外部構成要素の信号遅延に適合するように遅延させる。FADCにおける整数遅延を補償するのみである。
4060 加算器;小数フィードバック遅延に関連付けられたキャリア周波数位相を、要求されるキャリア周波数位相に加算する。
4070 ミキサ;キャリアフィードバックをベースバンド信号に変換し、また第2高調波生成物を生成する。
4080 LPF;フィードバック信号から第2高調波ミキサ生成物を除去する。
4090 SSB;ベースバンドフィードバック信号を複素電力信号に変換する。
4100 I+Q;ベースバンド信号の電力を計算する。
4110 加算器;複素フィードバック電力信号からベースバンド電力を減算して、誤差電力を形成する。
4120 インデックス付け;プリディストーション関数を、ベースバンド変調波形の振幅によってインデックス付けし、誤差電力を用いて更新されることになる係数を選択する。
4130 係数を更新する;選択されたプリディストーション係数に、誤差電力を比例的に加算し、実効的に残留複素誤差電力信号を積分する。
4140 τn.f;外部構成要素の信号遅延に適合するように、ベースバンド信号を遅延させる。
4150 MUX;それぞれ受信器RX 1及び受信器RX 2に出力されることになる監視信号の1つ又は2つを選択する。

Claims (15)

  1. 磁気共鳴検査システムのための無線周波数(RF)送信システムであって、前記RF送信システムは、
    デジタルベースバンド信号を生成するデジタルベースバンド変調器と、
    デジタルプリディストーション信号を前記デジタルベースバンド信号に注入するデジタルフィードバック制御ループと、
    プリディストーションされた前記デジタルベースバンド信号によって駆動され、アナログ出力信号を供給するRF増幅器と
    を備え、
    前記デジタルフィードバック制御ループは、前記RF増幅器の非線形性を補償するために、前記アナログ出力信号に基づいて前記デジタルプリディストーション信号を制御する、RF送信システム。
  2. 前記デジタルフィードバック制御ループは、前記デジタルベースバンド信号の振幅を、前記アナログ出力信号の利得及び位相オフセットにマッピングすることによって、前記デジタルプリディストーション信号を制御する、請求項1に記載のRF送信システム。
  3. 前記デジタルフィードバック制御ループは、
    前記アナログ出力信号と前記デジタルベースバンド信号との差を決定することと、
    前記RF増幅器の前記非線形性の動的変化の整定時間に対応する予め規定された積分時間を用いて、決定された前記差を積分することと、
    積分された前記差の区分線形近似を用いて前記デジタルプリディストーション信号を調整することと、
    前記デジタルベースバンド信号の大きさを用いた前記区分線形近似を、前記アナログ出力信号の利得及び位相オフセットにインデックス付けすることによって、調整された前記デジタルプリディストーション信号を前記デジタルベースバンド信号に適用することと
    を行うことによって前記デジタルプリディストーション信号を制御する、請求項1又は2に記載のRF送信システム。
  4. 前記デジタルフィードバック制御ループは、基準デジタルベースバンド信号に応答して、前記デジタルプリディストーション信号を較正する、請求項1から3のいずれか一項に記載のRF送信システム。
  5. 前記RF増幅器は、前記RF増幅器を駆動するためにプリディストーションされた前記デジタルベースバンド信号を変換するデジタル−アナログ変換器と、前記RF増幅器の出力部に接続された方向性結合器と、前記方向性結合器から得られる制御ループフィードバック信号を変換し、前記デジタルプリディストーション信号を制御するために変換された前記ループフィードバック信号を前記デジタルフィードバック制御ループに供給するアナログ−デジタル変換器とを備える、請求項1から4のいずれか一項に記載のRF送信システム。
  6. 前記デジタルプリディストーション信号を受信する前記デジタルフィードバック制御ループと、プリディストーションされた前記デジタルベースバンド信号で駆動する前記RF増幅器との間に配置された、キャリア周波数変換デバイスであって、前記デジタルプリディストーション信号をシフトしてキャリア周波数まで上昇させる前記キャリア周波数変換デバイスを備える、請求項1から5のいずれか一項に記載のRF送信システム。
  7. 前記キャリア周波数変換デバイスは、前記キャリア周波数を生成するキャリア周波数生成器と、前記デジタルベースバンド信号をシフトして前記キャリア周波数まで上昇させるキャリア単側波帯変調器と、前記キャリア周波数生成器に接続され、前記アナログ出力信号をシフトしてフィードバックベースバンド信号まで低下させるミキサと、前記キャリア周波数の2倍の、前記フィードバックベースバンド信号からの不必要なミキサ信号を除去するローパスフィルタとを備える、請求項6に記載のRF送信システム。
  8. 前記デジタルフィードバック制御ループは、前記アナログ出力信号から複素電力信号を形成する第2の単側波帯変調器と、複素誤差電力信号を受信するために、前記複素電力信号から前記デジタルベースバンド信号を減算する減算モジュールと、前記複素誤差電力信号の比例分を関連付けられた係数に加算することによって、区分線形関数を更新するプリディストーション更新モジュールと、インデックス付けされた更新された区分線形関数を前記デジタルベースバンド信号に適用するフィードフォワードプリディストーション適用モジュールとを備える、請求項1から7のいずれか一項に記載のRF送信システム。
  9. 少なくとも前記デジタルベースバンド変調器及び前記デジタルフィードバック制御ループは、前記デジタルベースバンド信号及び前記デジタルプリディストーション信号のデジタル信号処理を行う、フィールドプログラマブルゲートアレイとして実施される、請求項1から8のいずれか一項に記載のRF送信システム。
  10. 前記デジタルフィードバック制御ループは、前記RF増幅器の利得に影響させるためのデジタル自己学習制御モジュールを備え、前記デジタル自己学習制御モジュールは、前記RF増幅器と前記デジタルフィードバック制御ループとの間のフィードバック経路内に配置され、入力パラメータとして前記RF増幅器への入力電力、前記RF増幅器に接続されたRF送信アンテナのボディコイル負荷、前記デジタルベースバンド変調器によって前記RF増幅器にもたらされるDC供給電圧、及び/又は前記RF増幅器の温度を有する、数学的モデルに基づいて自己学習する、請求項1から9のいずれか一項に記載のRF送信システム。
  11. 前記デジタル自己学習制御モジュールは、前記RF送信アンテナを通じて、前記ボディコイルの前記負荷を決定するために反復した電力掃引を備える、いくつかのRFパルスを前記ボディコイル上に放射することによって、及び/又は、パルス化されたプリディストーションされた前記デジタルベースバンド信号のパルス履歴と、前記RF増幅器のそれぞれ修正された利得曲線との間の関係を調べるために、プリディストーションされた前記デジタルベースバンド信号の一定のパルスを間欠的に放射することによって、前記数学的モデルの前記入力パラメータを決定する、請求項10に記載のRF送信システム。
  12. 磁気共鳴検査システムのための無線周波数(RF)増幅器を線形化する方法であって、前記方法は、
    デジタルベースバンド信号を生成するステップと、
    デジタルプリディストーション信号を前記デジタルベースバンド信号に注入するステップと、
    前記RF増幅器によって、増幅されたアナログ出力信号を供給するステップであって、前記RF増幅器はプリディストーションされた前記デジタルベースバンド信号によって駆動される、供給するステップと、
    前記RF増幅器の非線形性を補償するために、前記アナログ出力信号に基づいて前記デジタルプリディストーション信号を制御するステップと
    を有する、方法。
  13. 前記デジタルプリディストーション信号を制御するステップは、
    前記アナログ出力信号と前記デジタルベースバンド信号との差を決定するステップと、
    前記RF増幅器の前記非線形性の動的変化の整定時間に対応する予め規定された積分時間を用いて、決定された前記差を積分するステップと、
    積分された前記差の区分線形近似を用いて前記デジタルプリディストーション信号を調整するステップと、
    前記デジタルベースバンド信号の大きさを用いた前記区分線形近似を、前記アナログ出力信号の利得及び位相オフセットにインデックス付けすることによって、調整された前記デジタルプリディストーション信号を前記デジタルベースバンド信号に適用するステップと
    を有する、請求項12に記載の方法。
  14. 基準デジタルベースバンド信号に応答して、前記デジタルプリディストーション信号を較正するステップ
    を有する、請求項12又は13に記載の方法。
  15. プロセッサ上で実行されたとき、請求項12から14のいずれか一項に記載の方法の各ステップを行う命令が記憶された、非一時的コンピュータ可読媒体。
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