CN111181406A - 同步整流电路及其控制电路和控制方法 - Google Patents

同步整流电路及其控制电路和控制方法 Download PDF

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Abstract

公开了一种同步整流电路及其控制电路和控制方法。通过动态调节同步整流管的驱动电压和关断屏蔽时间，使得同步整流管在合适的关断点关断，同时具有较快的关断速度，且避免负电流关断，从而提高同步整流的效率。并且，该方案的适用性更广，可靠性更高。

Description

同步整流电路及其控制电路和控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及同步整流电路及其控制电路和控制方法。
背景技术
为了提高变换器的效率，通常采用同步整流管替代二极管，以构成同步整流电路。由于同步整流管的引线电感的存在，会使得同步整流管提前关断，从而降低同步整流的效率。现有技术常采用设置一个较高的关断阈值，当同步整流管的漏源电压超过关断阈值时控制同步整流管关断。但是此方法只通过设计一个固定的较高的关断阈值，通用性不强，而关断阈值设计得过高，可能会导致负电流关断，对系统造成不利影响。
发明内容
有鉴于此，本发明通过控制使得同步整流管在任何条件下均能在合适的关断点关断，同时具有较快的关断速度，且避免负电流关断。
根据本发明的第一方面，提供了一种应用于同步整流电路的控制方法，包括：
控制所述同步整流电路中同步整流管进入下拉模式，并调节所述同步整流管的驱动电压的下降幅度；
控制所述同步整流管进入关断屏蔽模式，并控制所述同步整流管处于所述关断屏蔽模式的屏蔽时间；以及
在所述关断屏蔽模式结束后，当所述同步整流管的漏源电压达到关断阈值时关断所述同步整流管，其中
处于所述下拉模式下的所述驱动电压的下降幅度和所述屏蔽时间根据所述同步整流管在上一周期的工作状态产生。
优选地，调节所述同步整流管的驱动电压的下降幅度包括：
控制所述驱动电压在所述下拉模式中减小至下拉阈值。
优选地，调节所述同步整流管的驱动电压的下降幅度包括：
控制所述驱动电压处于所述下拉模式的下拉时间，其中所述驱动电压在所述下拉时间内受控减小。
优选地，控制方法还包括：
检测所述同步整流管的体二极管在所述同步整流管关断时是否处于导通状态以产生状态信号；以及
检测流过所述同步整流管的电流的变化率。
优选地，控制方法还包括：
根据所述状态信号、所述电流的变化率和当前周期处于下拉模式的驱动电压的下降幅度调节下一周期处于下拉模式的驱动电压的下降幅度；以及
根据所述状态信号、所述电流的变化率和当前周期的屏蔽时间调节下一周期的屏蔽时间。
优选地，该控制方法还包括：当检测到所述同步整流管的体二极管在所述同步整流管关断时处于导通状态，增大下一周期处于下拉模式的驱动电压的下降幅度，并延长下一周期的屏蔽时间。
优选地，控制方法还包括：当检测到所述同步整流管的体二极管在所述同步整流管关断时未处于导通状态，比较当前周期的电流的变化率和上一周期的电流的变化率，并根据比较结果调节下一周期处于下拉模式的驱动电压的下降幅度和下一周期的屏蔽时间。
优选地，控制方法还包括：
比较当前周期所述同步整流管的漏源电压从第一阈值上升至第二阈值的计时时间与上一周期的计时时间；以及
根据所述比较结果调节下一周期处于下拉模式的驱动电压的下降幅度。
优选地，若当前周期的计时时间与上一周期的计时时间的差值大于预设时差，则在此后的每个周期均逐步减小所述驱动电压在所述下拉模式中的下降幅度，直至所述驱动电压在所述下拉模式的下降幅度为零或在所述同步整流管关断后再次检测到所述同步整流管的体二极管导通。
优选地，控制方法还包括：
检测所述同步整流管的漏源电压在当前周期的屏蔽时间内是否达到所述关断阈值；以及
根据检测结果调节下一周期的屏蔽时间。
优选地，若所述同步整流管的漏源电压在所述屏蔽时间内没有超过所述关断阈值，则在此后的每个周期均逐步减小所述屏蔽时间，直至所述屏蔽时间减小至零或在所述同步整流管关断后再次检测到所述同步整流管的体二极管导通。
优选地，当所述同步整流管的漏源电压达到第一阈值时，所述同步整流管进入所述下拉模式。
优选地，当所述同步整流管的漏源电压达到第二阈值时，所述同步整流管进入所述关断屏蔽模式。
根据本发明的另一方面，还提供了一种应用于同步整流电路的控制电路，包括：
采样模块，被配置为实时获取同步整流管两端的漏源电压；以及
驱动控制模块，被配置为根据所述漏源电压调节所述同步整流管的驱动电压，并控制所述同步整流管处于关断屏蔽模式的屏蔽时间。
优选地，所述驱动控制模块包括：
驱动下拉电路，被配置为在下拉模式调节所述同步整流电路中同步整流管的驱动电压的下降幅度；以及
关断屏蔽电路，被配置在所述屏蔽时间内控制所述同步整流管不进行关断动作。
优选地，所述驱动下拉电路被配置为控制所述驱动电压在所述下拉模式中减小至下拉阈值。
优选地，所述驱动下拉电路被配置为控制所述驱动电压在所述下拉模式中的下拉时间，其中所述驱动电压在所述下拉时间内受控减小。
优选地，所述驱动控制模块还包括：
自适应驱动调节电路，被配置为在所述下拉模式结束时进入闭环控制模式，调节所述驱动电压以使所述漏源电压维持在第一阈值。
优选地，所述驱动控制模块还包括：
驱动关断电路，被配置为在所述漏源电压达到关断阈值时产生所述关断信号以控制所述同步整流管关断。
优选地，控制电路还包括：
信号检测模块，被配置为检测所述同步整流管关断后体二极管的导通状态以产生状态信号，以及检测流过所述同步整流管的电流的变化率以产生指示信号，从而调节下一周期处于所述下拉模式的驱动电压的下降幅度和下一周期的屏蔽时间。
优选地，所述信号检测模块包括：
开通检测电路，被配置为根据所述同步整流管的漏源电压检测所述同步整流管的体二极管在所述同步整流管关断后是否处于导通状态。
优选地，所述信号检测模块还包括：
电流变化率检测电路，被配置为根据所述同步整流管的漏源电压检测流过所述同步整流管的电流的变化率，并当所述体二极管在所述同步整流管关断后未处于导通状态时，比较当前周期的电流的变化率和上一周期的电流的变化率。
优选地，所述电流变化率检测电路包括：
计时单元，被配置为检测所述同步整流管的漏源电压从第一阈值上升至第二阈值的计时时间；
比较单元，被配置为当所述同步整流管的体二极管在所述同步整流管关断后未处于导通状态时，比较当前周期的计时时间与上一周期的计时时间，并产生第一指示信号，从而调节下一周期处于下拉模式的驱动电压的下降幅度；以及
屏蔽检测单元，被配置为检测所述同步整流管的漏源电压在所述屏蔽时间内是否达到关断阈值并产生第二指示信号，从而调节下一周期的屏蔽时间。
优选地，控制电路还包括：
信号调节模块，被配置为根据所述状态信号和所述指示信号调节下一周期处于下拉模式的驱动电压的下降幅度和下一周期的屏蔽时间。
综上所述，本发明通过动态调节同步整流管的驱动电压和关断屏蔽时间，使得同步整流管在合适的关断点关断，同时具有较快的关断速度，且避免负电流关断，从而提高同步整流的效率。并且，该方案的适用性更广，可靠性更高。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1为本发明实施例的同步整流电路图；
图2为本发明实施例的同步整流电路的控制电路的框图；
图3为本发明实施例的同步整流电路的控制方法的流程图；
图4为本发明实施例的同步整流电路的控制电路的第一种工作波形图；
图5为本发明实施例的同步整流电路的控制电路的第二种工作波形图；以及
图6为本发明实施例的同步整流电路的控制电路的第三种工作波形图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图1为本发明实施例的同步整流电路图。以全桥LLC谐振变换器为例进行说明，包括开关电路、谐振网络、变压器和同步整流电路，所述开关电路为由功率管S1、S2、S3、S4构成的全桥拓扑。谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器的原边绕组串联后连接在第一节点和第二节点之间，其中第一节点为功率管S1和功率管S2的公共端，第二节点为功率S3和功率管S4的公共端。谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器的原边绕组的励磁电感Lp构成LLC谐振网络。
变压器的副边为中心抽头结构，形成了全波同步整流电路。具体地，变压器包括两个副边绕组，第一副边绕组的一端(在此为异名端)与第二副边绕组性质不同的一端(在此为同名端)相连以作为输出端口产生输出电压Vout。整流电路包括两个同步整流管，第一同步整流管SR1的一端与第一副边绕组的同名端连接，第二同步整流管SR2的一端与第二副边绕组的异名端连接，第一同步整流管SR1的另一端和第二同步整流管SR2的另一端均接地。其中，第一同步整流管SR1和第二同步整流管SR2均为MOS管，且具有体二极管。应理解，每个同步整流管可以外加反并联二极管。
需要说明的是，图1以全桥LLC谐振变换器为例进行说明，应理解本发明实施例对于变换器的类型不作限制，在其他实施例中，可以为任何一种采用同步整流的变换器。图1中变压器副边为中心抽头结构，在其他的实施例中，所述变压器的副边可以为仅有一个绕组等其他任意类型的结构。图1中的整流电路为全波整流电路，在其他的实施例中可以为全桥整流电路、半波整流电路、倍压整流电路等其他任意类型的整流电路，本发明对此不进行限制。
图2为本发明实施例的同步整流电路的控制电路的框图。控制电路包括采样模块1、驱动控制模块2、信号检测模块3以及信号调节模块4。其中采样模块1用于实时获取同步整流管SR两端的漏源电压Vds。应理解，任何能够采样漏源电压的电路均在本发明保护范围内。在当前开关周期中，驱动控制模块2用于根据检测到的漏源电压Vds、下拉控制信号Vg以及屏蔽控制信号Vp调节同步整流管SR的工作状态。信号检测模块3用于在同步整流管SR关断后，检测其体二极管的导通状态以及流过同步整流管SR的电流的变化率，从而产生指示信号以调节下一周期同步整流管SR的驱动电压。信号调节模块4用于根据信号检测模块3产生的指示信号以及当前开关周期的同步整流管SR的工作状态调节下一周期的下拉控制信号Vg和屏蔽控制信号Vp，并传递给驱动控制模块2从而调节下一开关周期的同步整流管SR的工作状态。
此外，控制电路还包括驱动电压调节模块5，其包括充电受控电流源I1和放电受控电流源I2，其中驱动控制模块2输出的各信号控制充电受控电流源I1或放电受控电流源I2以调节驱动电压调节模块5的充放电的电流，从而实现驱动电压Vgs的调节。应理解，驱动电压Vgs的控制方式不限与此，任何其他可以调节驱动电压Vgs的电路均在本发明的范围之内。
具体的，驱动控制模块2包括驱动下拉电路21、自适应驱动调节电路22、关断屏蔽电路23以及驱动关断电路24。驱动下拉电路21用于控制同步整流管SR从第一时刻开始进入下拉模式，其中第一时刻为同步整流管SR的漏源电压Vds上升至第一阈值V1的时刻。当同步整流管SR处于下拉模式时，驱动下拉电路21根据下拉控制信号Vg控制同步整流管SR的驱动电压Vgs的下降幅度。在一种实施例中，下拉控制信号Vg用以表征该驱动电压Vgs在下拉模式下减小的下拉时间Th。也即，驱动电压Vgs自第一时刻开始受控减小，经过下拉时间Th后停止下拉。在另一种实施例中，下拉控制信号Vg用以表征下拉阈值Vh，其中该驱动电压Vgs在下拉模式下减小至该下拉阈值Vh。也即，驱动电压Vgs自第一时刻开始受控减小，当减小至下拉控制信号Vg所表征的下拉阈值Vh时停止减小。在以下实施例中，均以下拉控制信号表征下拉时间为例进行阐述，应理解，下拉控制信号表征下拉阈值时同样适用。
此后，自适应驱动调节电路22工作，使得驱动电压Vgs进入闭环控制模式，通过驱动电压Vgs的调节以期望漏源电压Vds维持在第一阈值V1。
关断屏蔽电路23用于在同步整流管SR的漏源电压Vds达到第二阈值V2时(在本实施例中，第二阈值V2为零)控制同步整流管SR进入关断屏蔽模式，根据表征屏蔽时间Tp的屏蔽控制信号Vp，控制驱动关断电路24在屏蔽时间Tp内不控制放电受控电流源I2使同步整流管SR关断，也即，在该屏蔽时间Tp内，即使同步整流管SR的漏源电压Vds达到第二阈值V2，同步整流管SR仍维持导通状态。
驱动关断电路24用于在漏源电压Vds达到关断阈值Vth_off时控制驱动电压Vgs下降至零从而控制同步整流管SR关断。
信号检测模块3包括开通检测电路31和电流变化率检测电路32。开通检测电路31用于在同步整流管SR关断后检测该同步整流管SR的体二极管是否导通，并产生状态信号Vs传递给信号调节模块4。在本实施例中，当同步整流管SR的漏源电压Vds超过导通阈值Von时，即判断出体二极管处于导通状态。应理解，判断同步整流管SR的体二极管是否处于导通状态的方法不限于这一种，也可以采用检测流过同步整流管SR的电流等其他检测方法。
若状态信号Vs有效，则表示体二极管处于导通状态，同步整流管SR出现提前关断的情况。此时信号调节模块4调节下拉控制信号Vg以使得下一周期的下拉模式结束时的驱动电压Vgs小于当前周期下拉模式结束时的驱动电压Vgs，同时调节屏蔽控制信号Vp以延长下一周期的屏蔽时间Tp。具体地，信号调节模块4将当前周期的下拉时间Th(n)增加一个步长ΔTh后作为下一周期的下拉时间Th(n+1)。同时，将当前周期的屏蔽时间Tp(n)增加一个步长ΔTp以作为下一周期的屏蔽时间Tp(n+1)。在一些实施例中，下拉时间Th和屏蔽时间Tp的初始值设置为零。
若状态信号Vs无效，则表示体二极管未处于导通状态。此后再根据指示信号Vt调节下一周期的下拉时间和屏蔽时间。若流过同步整流管SR的电流变化率明显变小，则将当期周期的下拉时间Th(n)减小一个步长ΔTh后作为下一周期的下拉时间Th(n+1)，和当前周期的屏蔽时间Tp(n)减小一个步长ΔTp以作为下一周期的屏蔽时间Tp(n+1)。若流过同步整流管SR的电流变化率没有变小，则维持下一周期的下拉时间Th(n+1)和屏蔽时间Tp(n+1)等于当前周期的下拉时间Th(n)和屏蔽时间Tp(n)。
电流变化率检测电路32用于检测流过同步整流管SR的电流的变化率的变化，并当体二极管在同步整流管SR关断后未处于导通状态时，判断当前周期的变化率是否小于上一周期的变化率。当检测到流过同步整流管SR的电流变化率明显变小时，产生有效的指示信号，并传递给信号调节电路4，以相应调节下一周期的下拉控制信号Vg和屏蔽控制信号Vp。
具体地，电流变化率检测电路32包括计时单元321、比较单元322以及屏蔽检测单元323。计时单元321用以检测同步整流管SR的漏源电压从第一阈值V1上升至第二阈值V2的计时时间T。比较单元322用于当同步整流管SR的体二极管在同步整流管SR关断后未处于导通状态时，比较当前周期的计时时间与上一周期的计时时间，并产生第一指示信号Vt1传递给信号调节电路4。当当前周期的计时时间与上一周期的计时时间的差值大于预设时差时，第一指示信号Vt1有效，反之，无效。屏蔽检测单元323用于检测同步整流管SR的漏源电压在屏蔽时间Tp内是否超过关断阈值Vth_off并产生第二指示信号Vt2并传递给信号调节电路4。若同步整流管SR的漏源电压在屏蔽时间Tp内没有超过关断阈值Vth_off，则第二指示信号Vt2有效，反之，无效。
信号调节模块4包括下拉幅值调节模块41和屏蔽时间调节模块42。当下拉幅值调节模块41接收到无效的第一指示信号Vt1时，维持下一周期的下拉时间等于当前周期的下拉时间。当下拉幅值调节模块41接收到有效的第一指示信号Vt1后，则在此后的每个周期均逐步减小驱动电压Vgs在下拉模式减小的幅值，直至驱动电压Vgs在下拉模式减小的幅值为零或在某个周期中同步整流管SR关断后再次检测到其体二极管导通。具体地，当第一指示信号Vt1有效时，将当前周期的下拉时间Th(n)减小一个步长ΔTh后作为下一周期的下拉时间Th(n+1)。并且，在此后的每个周期中不再重新比较电流变化率的变化，而是均把当前周期的下拉时间减小一个步长后作为下一周期的下拉时间，直至下拉时间减小为零或在某个周期同步整流管SR关断后再次检测到同步整流管SR的体二极管导通时为止。
当屏蔽时间调节模块42接收到无效的第二指示信号Vt2无效时，维持下一周期的屏蔽时间等于当前周期的屏蔽时间。当屏蔽时间调节模块42接收到有效的第二指示信号Vt2后，将当前周期的屏蔽时间Tp(n)减小一个步长ΔTp以作为下一周期的屏蔽时间Tp(n+1)。并且，在此后的每个周期中不再重新比较电流变化率的变化，而是均把当前周期的屏蔽时间减小一个步长后作为下一周期的屏蔽时间，直至屏蔽时间减小为零或在某个周期同步整流管SR关断后再次检测到同步整流管SR的体二极管导通时为止。
图3为本发明实施例的同步整流电路的控制方法的流程图。其中其中某些步骤为优选的步骤，但在本发明中提及的其他非优选的方式，均在本发明的保护范围内。
步骤S1：实时检测同步整流管的漏源电压Vds。
步骤S2：判断漏源电压Vds是否达到第一阈值。若是，则执行步骤S3和步骤S4；若否，则执行步骤1。
步骤S3：控制同步整流管进入下拉模式，在下拉时间内调节同步整流管的驱动电压的下降幅度。在本实施例中调节下拉时间，且当前周期的下拉时间根据上一周期的下拉时间决定。在其他实施例中，也可以调节下拉阈值。
步骤S3a：判断下拉时间是否结束，若是，则执行步骤S3b；若否，则执行步骤S3；
步骤S3b：控制同步整流管进入闭环控制模式，并转到步骤S5。
步骤S4：判断漏源电压Vds是否达到第二阈值。若是，则执行步骤S4a；若否，则执行步骤S4。
步骤S4a：控制同步整流管进入关断屏蔽模式，以在屏蔽时间内控制同步整流管不进行关断动作。
步骤S5：判断屏蔽时间是否结束，若是，执行步骤S6；若否，则执行步骤S5。
步骤S6：判断漏源电压Vds是否达到关断阈值，若是，则执行步骤S7；若否，则执行步骤S6。
步骤S7：控制同步整流管关断。
步骤S8：检测同步整流管的体二极管是否导通。若是，则执行步骤S8a，若否，则执行步骤S8b。
步骤S8a：调节下拉控制信号和屏蔽控制信号，使得下一周期的下拉时间Th(n+1)增加一个步长，即Th(n+1)＝Th(n)+ΔTh，且下一周期的屏蔽时间Tp(n+1)增加一个步长，即Tp(n+1)＝Tp(n)+ΔTp。
步骤S8b：判断流过同步整流管的电流变化率是否减小，若是，则执行步骤S8c；若否，则执行步骤S8d。
在本实施例中，当前周期的计时时间与上一周期的计时时间的差大于预设时差Δt_ref，则表明电流的变化率明显减小。或者，当前周期同步整流管的漏源电压Vds在屏蔽时间内没有超过关断阈值，也可以表明电流的变化率减小。应理解，判断电流变化率减小的方式不限于此，其他任何能够实现该功能的方式均在本发明保护范围内。
步骤S8c：调节下拉控制信号和屏蔽控制信号，使得下一周期的下拉时间Th(n+1)减小一个步长，即Th(n+1)＝Th(n)-ΔTh，且下一周期的屏蔽时间Tp(n+1)减小一个步长，即Tp(n+1)＝Tp(n)-ΔTp。
步骤S8d：调节下拉控制信号和屏蔽控制信号，使得下一周期的下拉时间Th(n+1)等于当前周期的下拉时间Th(n)，即Th(n+1)＝Th(n)，且使得下一周期的屏蔽时间Tp(n+1)等于当前周期的屏蔽时间Tp(n)，即Tp(n+1)＝Tp(n)。
在此后的周期中重复以上步骤，但不同的是，在此后的周期中，步骤S8变为检测同步整流管的体二极管是否导通。若是，则执行步骤S8a，若否，则执行步骤S8c。也即当在某个周期检测到电流变化率减小后，在此后的周期不再对电流变化率的变化进行判断，而是直接逐步减小下拉时间和/或屏蔽时间，直至下拉时间和/或屏蔽时间减小至零或体二极管在同步整流管关断后再次导通为止，此后再次开始正向调节以找到最佳关断点。减小下拉时间和屏蔽时间的判断条件不同，因此两者是分别独立调节的。
图4为本发明实施例的同步整流电路的控制电路的第一种工作波形图。该图示出了下拉时间和屏蔽时间正向自适应调节的工作波形。在周期A中，当漏源电压Vds达到第一阈值V1时，同步整流管进入下拉模式，驱动电压Vgs开始减小，下拉时间Th(n)为nΔTh(设定的初始值，也可以为零)。当漏源电压Vds达到第二阈值V2(在此为零，也可以为接近零的数)时，同步整流管进入关断屏蔽模式，在屏蔽时间内控制同步整流管不进行关断动作。在周期A中，屏蔽时间Tp(n)＝0。由于预下拉不足，且屏蔽时间Tp(n)为零，漏源电压Vds上升较快，当其超过关断阈值Vth_off后，同步整流管关断。此后，通过漏源电压Vds检测到同步整流管的体二极管处于导通状态，因此将下一周期B的下拉时间Th(n+1)调整为(n+1)ΔTh，屏蔽时间Tp(n+1)调整为ΔTp。周期B中，在屏蔽时间ΔTp内，漏源电压Vds超过了关断阈值Vth_off，但同步整流管由于屏蔽的作用不关断。当屏蔽时间Tp(n+1)结束，由于漏源电压Vds仍大于关断阈值Vth_off，因此同步整流管关断，此后检测到体二极管仍导通。因此在下一周期C中，将下拉时间Th(n+2)调整为(n+2)ΔTh，屏蔽时间Tp(n+2)调整为2ΔTp。从周期C中可以看到，当屏蔽时间2ΔTp结束后，漏源电压Vds已经低于关断阈值Vth_off，且之后漏源电压Vds在闭环控制模式下已稳定在第一阈值V1附近，同步整流管关断后检测不到体二极管处于导通状态。这表明当前下拉时间Th(n+2)和屏蔽时间Tp(n+2)能够保证同步整流管正确关断，如果没有其他变化情况，则控制下一周期的下拉时间Th(n+3)和屏蔽时间Tp(n+3)维持当前周期的值不变。
图5为本发明实施例的同步整流电路的控制电路的第二种工作波形图。该图示出了下拉时间反向自适应调节的工作波形。在当前周期A中，同样，漏源电压Vds达到第一阈值V1时，同步整流管进入下拉模式，以下拉驱动电压Vgs，并在此时开始计时，以获取漏源电压Vds从第一阈值V1上升至零的计时时间Ts(n)。在周期A中，同步整流管关断后检测到其体二极管未处于导通状态，则比较周期A的计时时间Ts(n)与上一周期A的计时时间Ts(n-1)，看是否大于预设时差Δt_ref。由于周期A中计时时间Ts(n)与Ts(n-1)的差没有大于预设时差Δt_ref，则维持下一周期B的下拉时间Th(n+1)＝Th(n)-ΔTh。在周期B中，同样，获取漏源电压Vds从第一阈值V1上升至零的计时时间Ts(n+1)，并与上一周期A中的计时时间Ts(n)比较，此时，两者的差值大于预设时差Δt_ref，即表示流过同步整流管的电流明显减小，因此调整下一周期C的下拉时间Th(n+2)为Th(n+1)-ΔTh。在下一周期中，若检测到同步整流管关断后其体二极管仍未处于导通状态，则此后不用再比较计时时间Ts(n+2)和Ts(n+1)的大小，直接将下一周期的下拉时间Th(n+2)调节为Th(n+1)-ΔTh。如此循环下去，直至下拉时间Th减小至零或者检测到同步整流管关断后再次检测到体二极管处于导通状态而开始再次正向调节以找到最佳点。
图6为本发明实施例的同步整流电路的控制电路的第三种工作波形图。该图示出了屏蔽时间反向自适应调节的工作波形。在当前周期A中，漏源电压Vds在屏蔽时间Tp(n)内有超过关断阈值Vth_off，因此虽然同步整流管正确关断(同步整流管关断后体二极管未处于导通状态)，但对于下一周期B，屏蔽时间Tp(n+1)保持不变，即Tp(n+1)＝Tp(n)。在下一周期B中，当检测到漏源电压Vds在屏蔽时间Tp(n+1)内没有超过关断阈值Vth_off，此时可以判断di/dt已经减小，且在该周期B中，同步整流管关断后体二极管未处于导通状态，则调节下一周期C的屏蔽时间Tp(n+2)比周期B的屏蔽时间Tp(n+1)减小一个步长，即Tp(n+2)＝Tp(n+1)-ΔTp。在周期C中，同样，当检测到漏源电压Vds在屏蔽时间Tp(n+2)内没有超过关断阈值Vth_off，且同步整流管关断后体二极管未处于导通状态，则使得Tp(n+3)＝Tp(n+2)-ΔTp。依此类推，直至屏蔽时间减小至零或者同步整流管关断后体二极管再次导通而开始再次正向调节以找到最佳点。
综上所述，本发明实施例通过动态调节同步整流管的驱动电压和关断屏蔽时间，使得同步整流管在合适的关断点关断，同时具有较快的关断速度，且避免负电流关断，从而提高同步整流的效率。并且，该方案的适用性更广，可靠性更高。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (24)

1.一种应用于同步整流电路的控制方法，其特征在于，包括：
控制所述同步整流电路中同步整流管进入下拉模式，并调节所述同步整流管的驱动电压的下降幅度；
控制所述同步整流管进入关断屏蔽模式，并控制所述同步整流管处于所述关断屏蔽模式的屏蔽时间；以及
在所述关断屏蔽模式结束后，当所述同步整流管的漏源电压达到关断阈值时关断所述同步整流管，其中
处于所述下拉模式下的所述驱动电压的下降幅度和所述屏蔽时间根据所述同步整流管在上一周期的工作状态产生。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，调节所述同步整流管的驱动电压的下降幅度包括：
控制所述驱动电压在所述下拉模式中减小至下拉阈值。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，调节所述同步整流管的驱动电压的下降幅度包括：
控制所述驱动电压处于所述下拉模式的下拉时间，其中所述驱动电压在所述下拉时间内受控减小。
4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，还包括：
检测所述同步整流管的体二极管在所述同步整流管关断时是否处于导通状态以产生状态信号；以及
检测流过所述同步整流管的电流的变化率。
5.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，还包括：
根据所述状态信号、所述电流的变化率和当前周期处于下拉模式的驱动电压的下降幅度调节下一周期处于下拉模式的驱动电压的下降幅度；以及
根据所述状态信号、所述电流的变化率和当前周期的屏蔽时间调节下一周期的屏蔽时间。
6.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，还包括：当检测到所述同步整流管的体二极管在所述同步整流管关断时处于导通状态，增大下一周期处于下拉模式的驱动电压的下降幅度，并延长下一周期的屏蔽时间。
7.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，还包括：当检测到所述同步整流管的体二极管在所述同步整流管关断时未处于导通状态，比较当前周期的电流的变化率和上一周期的电流的变化率，并根据比较结果调节下一周期处于下拉模式的驱动电压的下降幅度和下一周期的屏蔽时间。
8.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，还包括：
比较当前周期所述同步整流管的漏源电压从第一阈值上升至第二阈值的计时时间与上一周期的计时时间；以及
根据所述比较结果调节下一周期处于下拉模式的驱动电压的下降幅度。
9.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，若当前周期的计时时间与上一周期的计时时间的差值大于预设时差，则在此后的每个周期均逐步减小所述驱动电压在所述下拉模式中的下降幅度，直至所述驱动电压在所述下拉模式的下降幅度为零或在所述同步整流管关断后再次检测到所述同步整流管的体二极管导通。
10.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，还包括：
检测所述同步整流管的漏源电压在当前周期的屏蔽时间内是否达到所述关断阈值；以及
根据检测结果调节下一周期的屏蔽时间。
11.根据权利要求10所述的控制方法，其特征在于，若所述同步整流管的漏源电压在所述屏蔽时间内没有超过所述关断阈值，则在此后的每个周期均逐步减小所述屏蔽时间，直至所述屏蔽时间减小至零或在所述同步整流管关断后再次检测到所述同步整流管的体二极管导通。
12.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，当所述同步整流管的漏源电压达到第一阈值时，所述同步整流管进入所述下拉模式。
13.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，当所述同步整流管的漏源电压达到第二阈值时，所述同步整流管进入所述关断屏蔽模式。
14.一种应用于同步整流电路的控制电路，其特征在于，包括：
采样模块，被配置为实时获取同步整流管两端的漏源电压；以及
驱动控制模块，被配置为根据所述漏源电压调节所述同步整流管的驱动电压，并控制所述同步整流管处于关断屏蔽模式的屏蔽时间。
15.根据权利要求14所述的控制电路，其特征在于，所述驱动控制模块包括：
驱动下拉电路，被配置为在下拉模式调节所述同步整流电路中同步整流管的驱动电压的下降幅度；以及
关断屏蔽电路，被配置在所述屏蔽时间内控制所述同步整流管不进行关断动作。
16.根据权利要求15所述的控制电路，其特征在于，所述驱动下拉电路被配置为控制所述驱动电压在所述下拉模式中减小至下拉阈值。
17.根据权利要求15所述的控制电路，其特征在于，所述驱动下拉电路被配置为控制所述驱动电压在所述下拉模式中的下拉时间，其中所述驱动电压在所述下拉时间内受控减小。
18.根据权利要求15所述的控制电路，其特征在于，所述驱动控制模块还包括：
自适应驱动调节电路，被配置为在所述下拉模式结束时进入闭环控制模式，调节所述驱动电压以使所述漏源电压维持在第一阈值。
19.根据权利要求14所述的控制电路，其特征在于，所述驱动控制模块还包括：
驱动关断电路，被配置为在所述漏源电压达到关断阈值时产生所述关断信号以控制所述同步整流管关断。
20.根据权利要求15所述的控制电路，其特征在于，还包括：
信号检测模块，被配置为检测所述同步整流管关断后体二极管的导通状态以产生状态信号，以及检测流过所述同步整流管的电流的变化率以产生指示信号，从而调节下一周期处于所述下拉模式的驱动电压的下降幅度和下一周期的屏蔽时间。
21.根据权利要求20所述的控制电路，其特征在于，所述信号检测模块包括：
开通检测电路，被配置为根据所述同步整流管的漏源电压检测所述同步整流管的体二极管在所述同步整流管关断后是否处于导通状态。
22.根据权利要求20所述的控制电路，其特征在于，所述信号检测模块还包括：
电流变化率检测电路，被配置为根据所述同步整流管的漏源电压检测流过所述同步整流管的电流的变化率，并当所述体二极管在所述同步整流管关断后未处于导通状态时，比较当前周期的电流的变化率和上一周期的电流的变化率。
23.根据权利要求22所述的控制电路，其特征在于，所述电流变化率检测电路包括：
计时单元，被配置为检测所述同步整流管的漏源电压从第一阈值上升至第二阈值的计时时间；
比较单元，被配置为当所述同步整流管的体二极管在所述同步整流管关断后未处于导通状态时，比较当前周期的计时时间与上一周期的计时时间，并产生第一指示信号，从而调节下一周期处于下拉模式的驱动电压的下降幅度；以及
屏蔽检测单元，被配置为检测所述同步整流管的漏源电压在所述屏蔽时间内是否达到关断阈值并产生第二指示信号，从而调节下一周期的屏蔽时间。
24.根据权利要求20所述的控制电路，其特征在于，还包括：
信号调节模块，被配置为根据所述状态信号和所述指示信号调节下一周期处于下拉模式的驱动电压的下降幅度和下一周期的屏蔽时间。
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