CN106130378A - 同步整流控制电路及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及开关电源技术领域，特别是涉及一种开关电源的同步整流控制电路及方法。其中，一种同步整流控制电路，包括内部电源产生电路、开启电路、关断电路、逻辑处理电路和驱动电路，内部电源产生电路产生电压源VCC2，以给同步整流控制电路中各模块电路供电；开启电路设置第一开启阈值Vton1、产生同步整流管的开启时序信号并输出给逻辑处理电路；关断电路设置关断阈值、产生同步整流管的关断时序信号，并输出给逻辑处理电路；逻辑处理电路接收开启电路与关断电路输出的时序信号，并处理为控制信号输出给驱动电路；驱动电路驱动同步整流管，同步整流控制电路所控制的同步整流管，内置于同步整流控制电路中。

Description

同步整流控制电路及方法
技术领域
本发明涉及开关电源技术领域，特别是涉及一种开关电源的同步整流控制电路及方法。
背景技术
反激式开关电源广泛应用于小功率电源系统中，由于采用二极管整流，在低压大电流电源系统中，二极管的损耗非常大。为了提高电源系统的效率，可以通过选用低导通压降的肖特基二极管来缓解这个问题，但低导通压降的肖特基二极管的反向耐压一般较低，难以满足要求。因此，将二极管或低导通压降的肖特基二极管替换为低导通内阻的MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属-氧化层-半导体-场效晶体管MOSFET)进行整流，MOSFET两端压降较小，损耗降低，极大地提升电源系统的效率。在整流过程中，MOSFET的栅极控制信号需要和被整流电流相位同步，即同步整流。同步整流按照工作方式可以分为外驱型和自驱型。自驱驱动方式虽然结构简单，但是存在主开关管和同步整流管共通问题。外驱动方式多采用增加控制电路的方式实现。
图1为一典型的应用于反激式开关电源的同步整流控制电路。其中包含输入电源VIN1、匝比为N1的变压器T11、变压器T11的原边绕组P11、变压器T11的副边绕组S11、原边控制电路1、功率管M11、功率管M11的寄生二极管D11和寄生电阻R11、采样电阻R1cs、第一电源地GND1、外置同步整流管M12、外置同步整流管M12的寄生二极管D12和寄生电阻R12、输出电容C11、负载电阻RL1、电阻RTOFF、电阻RTON1、输出电压VO1、第二电源地VSS1、同步整流控制电路1。
同步整流控制电路1包括：内部电源产生电路1、TOFF产生电路、同步整流管开启电路1、同步整流管关断电路1、同步整流逻辑1、二输入与门、同步整流驱动电路1、VDS1引脚、GATE引脚、TOFF引脚、TON1引脚、VDD1引脚、VEE1引脚。
内部电源产生电路1通过VDD1引脚连接至输出电压VO1，产生电压源VCC1，其中VCC1给同步整流控制电路1中各模块供电，同步整流控制电路1的参考地为第二电源地VSS1。
TOFF产生电路在接收到同步整流逻辑1的输出信号后产生电平为第二电源地VSS1且持续时间为toff的脉冲，通过二输入与门屏蔽同步整流逻辑1的输出信号，确保在外置同步整流管M12关断后的整流和整流结束后的谐振时间内不会再次开启外置同步整流管M12。TOFF产生电路的一个输入端通过TOFF引脚连接至电阻RTOFF的一端，电阻RTOFF的另一端连接至第二电源地VSS1，调整电阻RTOFF可调节toff。
同步整流管开启电路1设置的开启阈值电压为Vton1，并将检测的VDS1引脚的电压与开启阈值电压Vton1比较后，产生开启外置同步整流管M12的信号，该信号持续时间为ton1，在该时间段内，确保外置同步整流管M12持续开启。同步整流管开启电路1的一个输入端通过TON1引脚连接至电阻RTON1的一端，RTON1的另一端连接至第二电源地VSS1，调整电阻RTON1可调节ton1。
同步整流管关断电路1设置的关断阈值电压为Vtoff1，并将检测的VDS1引脚的电压与设置的关断阈值电压Vtoff1比较后，产生关断外置同步整流管M12的信号。
同步整流逻辑1处理同步整流管开启电路1与同步整流管关断电路1输入的信号。同时一路输出连接至TOFF产生电路模块产生信号toff，另一路输出连接至第一二输入与非门的一个输入端。
同步整流驱动电路1驱动外置同步整流管M12。
同步整流管开启电路1的一个输入端、同步整流管关断电路1的输入端通过VDS1引脚连接至外置同步整流管M12的漏极，同步整流管开启电路1的另一个输入端通过TON1引脚连接至电阻RTON1的一端，电阻RTON1的另一端连接至第二电源地VSS1，同步整流管开启电路1的输出连接至同步整流逻辑1的一个输入端，同步整流逻辑1另外一个输入端连接至同步整流管关断电路1的输出端，同步整流逻辑1的一个输出端连接至TOFF产生电路的一个输入端，TOFF产生电路的另一个输入端通过TOFF引脚连接至电阻RTOFF的一端，电阻RTOFF的另一端连接至第二电源地VSS1，同步整流逻辑1的另一个输出端连接至第一二输入与门的一个输入端，第一二输入与门的另一个输入端连接至TOFF产生电路的另一个输出端，第一二输入与门的输出端连接至同步整流驱动电路1的输入端，同步整流驱动电路1的输出端通过GATE引脚连接至外置同步整流管M12的栅极。
VIN1为输入电源，连接至变压器T11原边绕组P11的一端，原边绕组P11的另一端连接至功率管M11的漏极和功率管M11的寄生电阻R11的一端，功率管M11的寄生电阻R11的另一端连接至功率管M11的寄生二极管D11的阴极，功率管M11的源极连接至电流检测电阻R1cs的一端、原边控制电路1的一端、功率管M11的衬底、功率管M11的寄生二极管D11的阳极，原边控制电路1的输出连接至功率管M11的栅极，电流检测电阻R1cs的另一端连接至第一电源地GND1。
变压器T11副边绕组S11的一端连接至输出电容C11的一端、负载电阻RL1的一端、输出电压VO1和同步整流控制电路1的VDD1引脚，输出电容C11、负载电阻RL1的另一端连接至第二电源地VSS1，变压器T11副边绕组S11的另一端连接至同步整流控制电路1的VDS1引脚、外置同步整流管M12的漏端、外置同步整流管M12的寄生电阻R12的一端，外置同步整流管M12的寄生电阻R12的另一端连接至外置同步整流管M12的寄生二极管D12的阴极，外置同步整流管M12的衬底、源极、外置同步整流管M12的寄生二极管D12的阳极、电阻RTOFF的一端、电阻RTON1的一端均连接至第二电源地VSS1，电阻RTON1的另一端连接至同步整流控制电路1的RTON1引脚，电阻RTOFF的另一端连接至同步整流控制电路1的TOFF引脚，外置同步整流管M12的栅极连接至同步整流控制电路1的GATE引脚。
在图1中，当原边控制电路1驱动功率管M11导通时，变压器T11开始存储能量，采样电阻R1cs与功率管M11源端相连的一端电压开始上升，副边外置同步整流管M12处于关断状态，由输出电容C11为负载电阻RL1供电。当采样电阻R1cs与功率管M11源端相连的一端电压超过原边控制电路1中的设定阈值后，原边控制电路1驱动功率管M11关断，外置整流管M12的漏极电压VDS1低于同步整流管开启电路1的开启阈值电压Vton1，产生开启同步整流管的信号，通过同步整流驱动电路1驱动外置整流管M12导通，变压器T11中存储的能量由外置整流管M12传递至输出电容C11和负载电阻RL1上。
如图2所示，在周期t11内，外置同步整流管M12的漏极电压波形为VDS1引脚波形，当VDS1引脚电压低于同步整流管开启电路1的开启阈值电压Vton1后，产生持续时间为ton1的信号，该信号的电压由第二电源地VSS1跳变至VCC1，经过同步整流逻辑1、二输入与门、同步整流驱动电路1的驱动延时tDON1后，GATE引脚电压上升，开启外置同步整流管M12。
由于电源系统中各种寄生电阻、寄生电容、寄生电感的存在，导致VDS1的电压在外置同步整流管M12开启后产生振荡，VDS1的电压可能会触发同步整流管关断电路1的关断阈值电压Vtoff1而产生同步整流管关断信号，通过同步整流逻辑1、二输入与门、同步整流驱动电路1后使GATE引脚电压下降至第二电源地VSS1而关闭外置同步整流管M12，为避免外置同步整流管M12开启后由于VDS1的振荡电压而关断，同步整流管开启电路1产生持续时间为ton1的信号，在同步整流逻辑1中屏蔽同步整流管关断电路1在外置同步整流管M12开启后产生的关断信号。因此，需根据不同电源系统调整ton1，确保外置同步整流管M12正常开启。
外置同步整流管M12正常开启后，VDS1的电压开始上升，当VDS1的电压达到同步整流管关断电路1的关断阈值电压Vtoff1后，产生同步整流管关断信号，通过同步整流逻辑1、二输入与门、同步整流驱动电路1后使GATE引脚电压下降至第二电源地VSS1而关闭外置同步整流管M12，此后，电源系统依靠外置同步整流管M12的寄生二极管D12继续整流，VDS1的电压立即下降，有可能再次低于同步整流管开启电路1的开启阈值电压Vton1而产生开启同步整流管的信号；此外，电源系统整流结束后，由于外置同步整流管M12漏端的寄生电容和副边绕组S11的存在，VDS1的电压开始振荡，VDS1的电压也有可能低于同步整流管开启电路1的开启阈值电压Vton1而产生开启外置同步整流管M12的信号。在上述两种情况下，若外置同步整流管M12再次开启，会导致电源系统输出电压VO1迅速下降，进而造成电源系统故障。为避免上述情况的发生，在同步整流逻辑1电路响应同步整流管关断电路1的关断信号后，同步整流逻辑1电路输出信号至TOFF模块产生toff信号，toff信号屏蔽同步整流逻辑1电路的输出信号，确保外置同步整流管M12在关断后的toff时间内不会再次开启。需根据不同电源系统调整toff，直至VDS1在外置同步整流管M12后的电压不会低于同步整流管开启电路1的开启阈值电压Vton1。
然而，在变频电源系统中，不同负载电阻RL1可能对应不同的工作频率或周期。如图2所示，为满足在t11周期内外置同步整流管M12可靠地关断，通过外接电阻RTOFF设定toff时间。若在t11周期结束后负载电阻RL1发生变化，导致周期t12和t13小于周期t1，在周期t12内产生的toff时间与周期t11产生的toff一致，由于toff时间设置过长，在t13周期开始的一段时间内，尽管已经产生同步整流管开启信号，但由于toff的屏蔽作用，在驱动延时tDON1后需再经过t_s的时间才能开启同步整流管，影响了同步整流的效率，最终降低在该负载下电源系统的效率。
另由于同步整流管开启电路1的开启阈值电压Vton1随温度变化很小，可忽略不计，而外置功率管M12的寄生体二极管D12导通压降具有负温度系数，即随着温度的上升，寄生体二极管D12的导通压降会降低。在高温情况下，外置功率管M12的漏端电压VDS1可能高于同步整流管开启电路1的阈值Vton1，同步整流管开启电路1无法产生同步整流管开启信号，不能实现同步整流，导致电源系统在高温下效率大大降低。
发明内容
本发明要解决的技术问题是：如何设计同步整流控制电路，来确保采用该解决方案时的电源系统在高温下实现同步整流，提升高温下电源系统效率。
与此相应，本发明要解决的另一个技术问题是，如何设计同步整流控制方法，来确保采用该解决方案时的电源系统在高温下实现同步整流，提升高温下电源系统效率。
为了解决上述技术问题，本发明提供具体发明内容如下：
一种同步整流控制电路，包括内部电源产生电路、开启电路、关断电路、逻辑处理电路和驱动电路，内部电源产生电路产生电压源VCC2，以给同步整流控制电路中各模块电路供电；开启电路设置第一开启阈值Vton1，并产生同步整流管的开启时序信号输出给逻辑处理电路；关断电路设置关断阈值，并产生同步整流管的关断时序信号输出给逻辑处理电路；逻辑处理电路接收开启电路与关断电路输出的时序信号，并处理为控制信号输出给驱动电路；驱动电路驱动同步整流管，同步整流控制电路所控制的同步整流管，内置于同步整流控制电路中；同步整流控制电路，还包括检测管，同步整流管和检测管为同一类型器件，具有相同的温度特性；检测管连接在同步整流管的漏极与开启电路之间。即检测管的漏极连接至同步整流管的漏极，检测管的源极与开启电路连接，检测管的栅极引出以用于接电源地。
优选的，所述同步整流管和检测管均为集成芯片结构，制作在同一芯片上，同步整流管由若干个MOS管集成而成，同步整流管的若干个MOS管与检测管的MOS管集成数量比例为N：1，流过同步整流管与检测管的电流比例为N：1，则各个MOS管的寄生电阻的电阻值与检测管的寄生电阻的电阻值比例为从而保证同步整流管的寄生电阻两端压降与检测管的寄生电阻两端压降相等。
优选的，所述同步整流管的数量N，设单个MOS管器件允许流过的最大电流为A毫安，而同步整流管在整流过程中需通过的工作电流为B安培，则N取值为1000B:A，即
优选的，所述同步整流控制电路的开启电路，通过检测管的寄生二极管的开通阈值和寄生电阻两端的压降施加在开启电路的前端，形成同步整流管的漏极电压VDS2与开启电路的第一开启阈值Vton1的相对压差，以提升开启电路的第一开启阈值Vton1的绝对值至第二开启阈值Vton2，从而确保同步整流管不被误触发；即由检测管与开启电路组合设置开启电路的第二开启阈值Vton2。
优选的，所述的同步整流控制电路的关断电路，设置关断阈值电压Vtoff2，并将检测的同步整流管的漏极电压与关断阈值电压Vtoff2比较后，产生同步整流管的关断信号。
优选的，所述同步整流控制电路，具有五个引脚，第一引脚VDS2由同步整流管和检测管的漏极引出，用以与变压器副边绕组连接；第二引脚VS由同步整流管的寄生二极管的阳极引出，用以与电源地连接；第三引脚VDD2由内部电源产生电路引出，用以外接输出电压VO2；第四引脚TON2由开启电路引出，用以外接电阻RTON2；第五引脚VEE2由检测管的栅极引出，用以与电源地连接。
本发明还提供一种同步整流控制方法，包括如下步骤，同步整流管和检测管采用同一类型器件，具有相同的温度特性；内部电源产生步骤，产生电压源VCC2，以给同步整流控制电路中各模块电路供电；开启步骤，设置第一开启阈值Vton1，并产生同步整流管的开启时序信号输出给逻辑处理电路；关断步骤，设置关断阈值，并产生同步整流管的关断时序信号输出给逻辑处理电路；逻辑处理步骤，接收开启时序信号与关断时序信号，并处理为控制信号输出给驱动电路；驱动步骤，按照控制信号驱动同步整流管。
优选的，所述的同步整流控制方法，同步整流管和检测管制作在同一芯片上，同步整流管由若干个MOS管集成而成，同步整流管的若干个MOS管与检测管的MOS管集成数量比例为N：1，流过同步整流管与检测管的电流比例为N：1，则各个MOS管的寄生电阻的电阻值与检测管的寄生电阻的电阻值比例为从而保证同步整流管的寄生电阻两端压降与检测管的寄生电阻两端压降相等。
优选的，所述同步整流管的数量N，设单个MOS管器件允许流过的最大电流为A毫安，而同步整流管在整流过程中需通过的工作电流为B安培，则N取值为1000B:A，即
优选的，所述的同步整流控制方法的开启步骤，通过检测管的寄生二极管的开通阈值和寄生电阻两端的压降，形成同步整流管的漏极电压VDS2与开启电路的第一开启阈值Vton1的相对压差，施加在开启电路的前端，以提升开启电路的第一开启阈值Vton1的绝对值至第二开启阈值Vton2，从而确保同步整流管不被误触发；即由第一开启阈值Vton1与检测管的寄生二极管的开通阈值和寄生电阻两端压降之和生成可随工作频率等变化而自动调节的第二开启阈值Vton2。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：通过在同步整流控制电路2中内置同步整流管，同步整流管由若干个MOS管集成而成，内置同步整流管与检测管是MOS管集成个数比例为N:1的同一类型器件，在芯片内部，同一类型器件的规格参数具有较高的一致性，因而，个数不同的同一类型器件具有高匹配性，即随着环境、温度等的改变，各个器件的参数变化一致。流过内置同步整流管M22的各个MOS管与检测管M23的电流随着环境、温度等的变化一致，且维持电流比例为N:1；同步整流管的各个MOS管的寄生电阻的电阻值与检测管的寄生电阻的电阻值随着环境、温度等的变化一致，维持阻值比例为故同步整流管的寄生电阻两端电压与检测管的寄生电阻两端电压降不随环境、温度等的变化而变化，始终保持相等；内置同步整流管的寄生体二极管与检测管的寄生体二极管的开通阈值随环境、温度变化一致。因此，检测管与内置同步整流管的匹配程度较高。在高温下，电源系统开始整流且内置同步整流管暂未开启，电源系统通过内置同步整流管的寄生二极管整流，VDS2引脚电压的绝对值为同步整流管的寄生二极管的开启阈值与检测管的寄生电阻两端压降之和，检测管的寄生二极管的漏极连接至VDS2引脚，寄生二极管也导通，检测管的寄生电阻两端压降与内置同步整流管的寄生电阻两端电压相等，VDS2引脚的电压的绝对值达到同步整流管开启电路设置的开启阈值Vton2的绝对值，同步整流管开启电路产生开启内置同步整流管的信号，该信号输入同步整流逻辑电路中进行处理，同步整流逻辑电路输出开启信号至驱动电路以驱动内置同步整流管开启，电源系统在高温下也能实现同步整流，提升电源系统效率，解决了图1所示现有方案1中在高温情况下，外置同步整流管M12无法开通以实现同步整流而导致电源系统效率大大降低的问题。
在内置同步整流管开启后，由于VDS2引脚电压高于同步整流管开启电路的开启阈值Vton2，检测管的寄生二极管关闭，寄生电阻两端无电压降。检测管只在VDS2引脚电压低于同步整流管开启电路的开启阈值Vton2后开始工作，在内置同步整流管开启后停止工作。即图4中tDON2时间段。
附图说明
图1为现有典型的应用于反激式开关电源的同步整流控制电路的电路原理框图；
图2为图1所示现有同步整流控制电路的时序图；
图3为本发明同步整流控制电路应用于反激式开关电源的电路原理框图；
图4为本发明同步整流控制电路应用于反激式开关电源的时序图。
具体实施方式
为了更好地理解本发明相对于现有技术所作出的改进，在对本发明的具体实施方式进行详细说明之前，先对背景技术部分所提到的现有技术结合附图加以说明，进而引出本案的发明构思。
图2所示电路是现有技术的同步整流控制电路，在外置同步整流管M12关断后的toff时间内必须屏蔽同步整流逻辑电路1的信号，避免外置同步整流管M12误开启。但toff的持续时间有一定限制，若toff时间设置过长，可能会影响变频电源系统的同步整流效率。且如果toff信号采用独立的toff产生电路，通过增设的外接电阻来调节设定的toff信号，则当负载、工作频率变化时，已调节设定的toff信号，无法跟随工作频率的变化来自动调整toff信号的产生周期，则toff信号的屏蔽作用无法满足设计需求。
鉴于现有同步整流控制电路的不足，本发明在发现温度对电路控制所带来的一系列不良影响后，尝试打破常规的MOS管分立元器件的选型匹配的约束，将同步整流管放入控制电路中作为一个整体，以系统性优化改进思路，巧妙地结合集成电路技术来实现整体的电路结构设计，从而根本性地解决了同步整流管的高温工作不良问题。
在此总的发明构思基础上，还进一步地作出一些优化，如通过集成器件的数量匹配得以巧妙而简单地实现整体电路的参数匹配设计。
更尝试对toff信号的产生方式作出改进，以通过MOS管的阈值匹配而自动形成的相对电压基准信号，来替代现有由电阻形成的固定的绝对电压基准信号。即将同步整流管开启电路1的开启阈值电压由Vton1调整至Vton2，同时确保外置同步整流管M12在未开启时的漏端电压VDS1低于同步整流管开启电路1的阈值Vton2，外置同步整流管M12在关断后漏端电压VDS1均高于Vton2，这样不会触发同步整流管开启电路1产生同步整流管开启信号。因此，不再需要toff信号，同步整流控制电路1中可去除TOFF产生电路，在电源系统中无需采用RTOFF电阻，并能确保在不同负载、不同工作频率下均能保持高效的同步整流。
通过这一系列的改进设计，确保了采用该改进方案时的电源系统在高温下仍能可靠地实现同步整流，并能提升高温下电源系统效率。
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
实施例一
如图3所示，本实施例的基本工作原理：包含输入电源VIN2、匝比为N2的变压器T21、原边绕组P21、副边绕组S21、原边控制电路2、功率管M21、功率管M21的寄生二极管D21和寄生电阻R21、采样电阻R2cs、第三电源地GND2、输出电容C21、负载电阻RL2、输出电压VO2、第四电源地VSS2、同步整流控制电路2。
同步整流控制电路2包括：内部电源产生电路2、同步整流管开启电路2、同步整流管关断电路2、同步整流逻辑2、同步整流驱动电路2、内置同步整流管M22和检测管M23，同步整流控制电路还引出有VDS2引脚、VS引脚、TON2引脚、VDD2引脚和VEE2引脚。内置同步整流管M22具有寄生二极管D22和寄生电阻R22；检测管M23具有寄生二极管D23和寄生电阻R23。
内部电源产生电路2通过VDD2引脚连接至输出电压VO2，产生电压源VCC2，其中VCC2给同步整流控制电路2中各模块供电，同步整流控制电路2的参考地即为第四电源地VSS2。
同步整流管开启电路2设置的开启阈值电压为Vton2，Vton2的电压绝对值为开启电路2的开启阈值电压Vton1的绝对值加上检测管M23寄生二极管D23的开通阈值和寄生电阻R23两端压降，检测管M23将同步整流管开启电路2的开启阈值的绝对值由Vton1的绝对值提升至Vton2的绝对值。即检测管M23的作用是：将开启阈值由Vton1提升至Vton2，同时确保内置同步整流管M22在未开启时的漏端电压VDS2低于同步整流管开启电路1的阈值Vton2，内置同步整流管M22在关断后漏端电压VDS2均高于Vton2，这样不会触发同步整流管开启电路1产生同步整流管开启信号。因此，不再需要toff信号，同步整流控制电路2中可去除TOFF产生电路，在电源系统中无需采用RTOFF电阻，确保在不同负载、不同工作频率下均能保持高效的同步整流。同步整流管开启电路2通过检测VDS2引脚的电压，与开启阈值电压Vton2比较后产生开启内置同步整流管M22的信号，该信号的持续时间为ton2，在该时间段内，确保内置同步整流管M22持续开启。同步整流管开启电路2通过TON2引脚连接至电阻RTON2的一端，RTON2的另一端连接至第四电源地VSS2，调整电阻RTON2可调节ton2。
同步整流管关断电路2，直接设置关断阈值电压为Vtoff2，并将检测VDS2引脚的电压，与关断阈值电压Vtoff2比较后产生关断内置同步整流管M22的信号。VDS2引脚的电压即内置同步整流管M22的漏极电压。
同步整流逻辑2处理同步整流管开启电路2与同步整流管关断电路2输入的信号。
同步整流驱动电路2驱动内置同步整流管M22。
由于芯片内部单个MOS管器件允许流过的最大电流均需遵循其特性参数的要求，假设单个MOS管器件允许流过的最大电流为A毫安，而内置同步整流管M22在整流过程中需通过的工作电流为B安培，故内置同步整流管M22需采用N个MOS管器件并联的方式才能承受安培级的工作电流，内置同步整流管M22的个数N需要根据电源系统整流的峰值电流决定，N取值为1000B:A，即设检测管M23的个数为1(若增加检测管M23的个数，会增加芯片的功耗)，内置同步整流管M22与检测管M23采用集成MOS管个数比为N:1的同一类型器件，流过内置同步整流管M22与检测管M23的电流比例为N:1，则同步整流管M22中各个MOS管的寄生电阻的电阻值与检测管M23的寄生电阻R23的电阻值比例为故同步整流管M22的寄生电阻R22两端电压与检测管M23的寄生电阻R23两端电压降相等。在芯片内部，同一类型器件其规格参数的一致性较高，因此个数不同的同一类型器件具有高匹配性，即随着环境、温度等的改变，器件的各个参数变化一致。即流过内置同步整流管M22与检测管M23的电流随着环境、温度等的变化一致，且维持电流比例为N:1；寄生电阻R22的电阻值和寄生电阻R23的电阻值随着环境、温度等的变化一致，维持比例为故寄生电阻R22两端电压与寄生电阻R23两端电压降不随环境、温度等的变化而变化，始终保持相等；内置同步整流管M22的寄生体二极管D22与检测管M23的寄生体二极管D23的开通阈值随环境、温度变化一致。
因此，检测管M23与内置同步整流管M22的匹配程度较高。在高温下，电源系统开始整流且内置同步整流管M22暂未开启，电源系统通过内置同步整流管M22的寄生二极管D22整流，VDS2引脚电压的绝对值为同步整流管M22的寄生二极管D22的开启阈值与寄生电阻R22两端压降之和，检测管M23的寄生二极管D23的漏极连接至VDS2引脚，寄生二极管D23也导通，检测管M23的寄生电阻R23两端压降与内置同步整流管M22的寄生电阻R22两端电压相等，VDS2引脚的电压的绝对值达到同步整流管开启电路2设置的开启阈值Vton2的绝对值，同步整流管开启电路2产生开启内置同步整流管M22的信号，该信号输入同步整流逻辑电路2中进行处理，同步整流逻辑电路2输出开启信号至驱动电路2以驱动内置同步整流管M22开启，电源系统在高温下也能实现同步整流，提升电源系统效率，解决了图1所示现有方案1中在高温情况下，外置同步整流管M12无法开通以实现同步整流而导致电源系统效率大大降低的问题。
在内置同步整流管M22开启后，由于VDS2引脚电压高于同步整流管开启电路2的开启阈值Vton2，检测管M23的寄生二极管D23关闭，寄生电阻R23两端无电压降。检测管M23只在VDS2引脚电压低于同步整流管开启电路2的开启阈值Vton2后开始工作，在内置同步整流管M22开启后停止工作。即图4中tDON2时间段。
同步整流管关断电路2的输入端、内置同步整流管M22的漏极、检测管M23的漏极、内置同步整流管M22的寄生电阻R22的一端、检测管M23的寄生电阻R23的一端均连接至VDS2引脚，同步整流管关断电路2的输出连接至同步整流逻辑2的一个输入端，内置同步整流管M22的源极和衬底、内置同步整流管M22的寄生二极管D22的阳极通过VS引脚连接至第四电源地VSS2，内置同步整流管M22的寄生二极管D22的阴极连接至内置同步整流管M22的寄生电阻R22的另一端，检测管M23的源极和衬底、检测管M23的寄生二极管D23的阳极连接至同步整流管开启电路2的一个输入端，内置同步整流管M23的寄生二极管D23的阴极连接至内置同步整流管M22的寄生电阻R22的另一端，同步整流管开启电路2的另一个输入端通过TON2引脚连接至电阻RTON2的一端，电阻RTON2的另一端连接至第四电源地VSS2，同步整流管开启电路2的输出端连接至同步整流逻辑2的另一个输入端，同步整流逻辑2的输出端连接至同步整流驱动电路2的输入端，同步整流驱动电路2的输出端连接至内置同步整流管M22的栅极，内部电源产生电路2的输入端通过VDD2引脚连接至输出电压VO2，检测管M23的栅极通过VEE2引脚连接至第四电源地VSS2。
VIN2为输入电源，连接至变压器T21原边绕组P21的一端，原边绕组P21的另一端连接至功率管M21的漏极和功率管M21的寄生电阻R21的一端，功率管M21的寄生电阻R21的另一端连接至功率管M21的寄生二极管D21的阴极，功率管M21的源极连接至电流检测电阻R2cs的一端、原边控制电路2的一端、功率管M21的衬底、功率管M21的寄生二极管D21的阳极，原边控制电路2的输出连接至功率管M21的栅极，电流检测电阻R2cs的另一端连接至第三电源地GND2。
变压器T21副边绕组S21的一端连接至输出电容C21的一端、负载电阻RL2的一端、输出电压VO2和同步整流控制电路2的VDD2引脚，电阻RTON2的一端连接至同步整流控制电路2的RTON2引脚，电阻RTON2、输出电容C21、负载电阻RL2的另一端均连接至第四电源地VSS2，变压器T21的副边绕组S21的另一端连接至同步整流控制电路2的VDS2引脚，VS引脚、VEE2引脚连接至第四电源地VSS2。
当原边控制电路2驱动功率管M21导通时，变压器T21开始存储能量，采样电阻R2cs与功率管M21源端相连的一端电压开始上升，副边外置同步整流管M22处于关断状态，由输出电容C21为负载电阻RL2供电。当采样电阻R2cs与功率管M21源端相连的一端电压超过原边控制电路2中的设定阈值后，原边控制电路2驱动功率管M21关断，内置整流管M22的漏极电压VDS2低于同步整流管开启电路2的开启阈值电压Vton2，产生开启同步整流管的信号，通过同步整流驱动电路2驱动内置整流管M22导通，变压器T21中存储的能量由外置整流管M22传递至输出电容C21和负载电阻RL2上。
如图4所示，在周期t21内，内置同步整流管M22的漏极电压波形为VDS2引脚波形。在开始整流前，检测管M23的源极电位被同步整流管开启电路2限制在第四电源地VSS2，检测管M23的栅极电位也为第四电源地VSS2，内置同步整流管M22尚未开通，其源极电位、栅极电压同样为第四电源地VSS2。此时，内置同步整流管M22和检测管M23工作状态一致，均处于关断状态。电源系统开始整流后，内置同步整流管M22处于关闭状态，由内置同步整流管M22的寄生体二极管D22进行整流，寄生体二极管D22存在导通压降，电流经过寄生电阻R22也会产生压降，内置同步整流管M22与检测管M23是个数比例为N:1的同一类型器件，且此时内置同步整流管M22和检测管M23的栅极与源极电位均为第四电源地VSS2，检测管M23的寄生体二极管D23也导通，流过内置同步整流管M22的寄生二极管D22与检测管M23的寄生二极管D23的电流比例为N:1，由于寄生电阻R22和寄生电阻R23的电阻值比例为故寄生电阻R22和寄生电阻R23两端压降相等。此时，VDS2引脚电压低于同步整流管开启电路2的开启阈值电压Vton2，触发同步整流管开启电路2，产生持续时间为ton2信号，ton2信号的电压由第四电源地VSS2跳变至VCC2，经过同步整流逻辑2、同步整流驱动电路2的驱动延时tDON2后，内置同步整流管M22栅极电压上升，开启内置同步整流管M22。
由于电源系统电路中各种寄生电阻、寄生电容、寄生电感的存在，导致VDS2的电压在内置同步整流管M22开启后产生振荡，VDS2的电压可能会触发同步整流管关断电路2的阈值电压Vtoff2而产生同步整流管关断信号，通过同步整流逻辑2、同步整流驱动电路2后使内置同步整流管M22栅极电压下降至第四电源地VSS2而关闭内置同步整流管M22，为避免内置同步整流管M22开启后由于VDS2的振荡电压而关断，同步整流管开启电路2设置持续时间为ton2的信号，在同步整流逻辑2中屏蔽同步整流管关断电路2在内置同步整流管M22开启后产生的关断信号。因此，需根据不同电源系统调整ton2，确保内置同步整流管M22正常开启。
同步整流管M22可靠开启后，VDS2的电压开始上升，当VDS2的电压达到同步整流管关断电路2的阈值电压Vtoff2后，产生同步整流管关断信号输入同步整流逻辑2，同步整流逻辑2输出同步整流管关断信号至同步整流驱动电路2，使内置同步整流管M22的栅极电压下降至第四电源地VSS2而关闭内置同步整流管M22，此后，电源系统依靠内置同步整流管M22的寄生二极管D22继续整流，VDS2的电压立即下降，该电压仍高于同步整流管开启电路2的阈值Vton2而不会产生开启同步整流管的信号，因此，内置同步整流管M22不会再次被开启。
此外，整流结束后，由于内置同步整流管M22漏端的寄生电容和副边绕组S21的存在，VDS2的电压开始振荡，VDS2的电压在谐振时间内均高于同步整流管开启电路2的阈值Vton2而不会产生开启同步整流管的信号，内置同步整流管M22继续处于关断状态。在系统频率提升后，由于没有toff信号的存在，图4中t22和t23周期内，同步整流仍然能正常工作。
内置同步整流管M22的寄生体二极管D22与检测管M23的寄生体二极管D23的开通阈值随温度变化一致，内置同步整流管M22与检测管M23的匹配，同步整流管开启电路2与检测管M23组合产生的同步整流管的开启信号，确保了电源系统在全温度范围内均能实现同步整流，且提升电源系统效率。

Claims (10)

1.一种同步整流控制电路，包括内部电源产生电路、开启电路、关断电路、逻辑处理电路和驱动电路，内部电源产生电路产生电压源VCC2，以给同步整流控制电路中各模块电路供电；开启电路设置第一开启阈值，并产生同步整流管的开启时序信号输出给逻辑处理电路；关断电路设置关断阈值，并产生同步整流管的关断时序信号输出给逻辑处理电路；逻辑处理电路接收开启电路与关断电路输出的时序信号，并处理为控制信号输出给驱动电路；驱动电路驱动同步整流管，其特征在于：
同步整流控制电路所控制的同步整流管，内置于同步整流控制电路中；
同步整流控制电路，还包括检测管，同步整流管和检测管为同一类型器件，具有相同的温度特性；检测管的漏极连接至同步整流管的漏极，检测管的源极与开启电路连接，检测管的栅极引出，以用于接电源地。
2.根据权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于：所述同步整流管和检测管制作在同一芯片上，同步整流管由若干个MOS管集成而成，同步整流管的若干个MOS管与检测管的MOS管集成数量比例为N：1，流过同步整流管与检测管的电流比例为N：1。
3.根据权利要求2所述的同步整流控制电路，其特征在于：所述同步整流管的数量N，设单个MOS管器件允许流过的最大电流为A毫安，而同步整流管在整流过程中需通过的工作电流为B安培，则N取值为
4.根据权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于：所述检测管，通过其寄生二极管的开通阈值和寄生电阻两端的压降施加在开启电路的前端，以提升开启电路的第一开启阈值的绝对值至第二开启阈值；即由检测管与开启电路组合设置开启电路的第二开启阈值。
5.根据权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于：所述关断电路，设置关断阈值电压，并将检测的同步整流管的漏极电压与关断阈值电压比较后，产生同步整流管的关断信号。
6.根据权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于：所述同步整流控制电路，具有五个引脚，第一引脚(VDS2)由同步整流管和检测管的漏极引出，用以与变压器副边绕组连接；第二引脚(VS)由同步整流管的寄生二极管的阳极引出，用以与电源地连接；第三引脚(VDD2)由内部电源产生电路引出，用以外接输出电压VO2；第四引脚(TON2)由开启电路引出，用以外接电阻RTON2；第五引脚(VEE2)由检测管的栅极引出，用以与电源地连接。
7.一种同步整流控制方法，包括如下步骤，
同步整流管和检测管采用同一类型器件，具有相同的温度特性；
内部电源产生步骤，产生电压源VCC2，以给同步整流控制电路中各模块电路供电；
开启步骤，设置第一开启阈值Vton1，并产生同步整流管的开启时序信号输出给逻辑处理电路；
关断步骤，设置关断阈值，并产生同步整流管的关断时序信号输出给逻辑处理电路；
逻辑处理步骤，接收开启时序信号与关断时序信号，并处理为控制信号输出给驱动电路；
驱动步骤，按照控制信号驱动同步整流管。
8.根据权利要求7所述的同步整流控制方法，其特征在于：所述同步整流管和检测管制作在同一芯片上，同步整流管由若干个MOS管集成而成，同步整流管的若干个MOS管与检测管的MOS管集成数量比例为N：1，流过同步整流管与检测管的电流比例为N：1。
9.根据权利要求8所述的同步整流控制方法，其特征在于：所述同步整流管的数量N，设单个MOS管器件允许流过的最大电流为A毫安，而同步整流管在整流过程中需通过的工作电流为B安培，则N取值为
10.根据权利要求7所述的同步整流控制方法，其特征在于：所述开启步骤，通过检测管的寄生二极管的开通阈值和寄生电阻两端的压降，形成同步整流管的漏极电压与开启电路的第一开启阈值之间的相对压差，施加在开启电路的前端，以提升开启电路的第一开启阈值的绝对值至第二开启阈值；即由第一开启阈值与检测管的寄生二极管开通阈值和寄生电阻两端压降之和生成第二开启阈值。
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