CN1110403A - 重量检测装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种重量检测装置，简化构造以及信 号处理，可以使重量检测装置小型化，制造成本降低， 检测精度提高。由驱动电动机驱动物品支持台2时， 由转矩变换装置将物品支持台2上的被测定物5重 量变换为驱动电动机6的负荷转矩，由设于该驱动电 动机6自身内的负荷检测线圈65检测驱动电动机6 的负荷，由负荷转矩与荷重的相关关系依据检测出的 负荷转矩，间接地测定被测定物5的重量。同步电动 机中设有检测线圈以便驱动线圈产生的磁场与转子 产生的磁场两者交连，获得振幅相对于电动机负荷变 化单调减小的信号。

Description

本发明涉及以电气方式检测烹调物等被测定物重量的重量检测装置。

这种重量检测装置装在各种电器中。

例如，电磁烹调器（微波炉）要防止加热不匀，便将食品置于作为物品支持台的转盘上，在微波照射中一边以一定速度旋转转盘，一边加热该食品。

而且，自动烹调方式的电磁烹调器具有重量检测装置，测定转盘上食品的重量，根据此重量以及食品的种类选择适当的加热烹调程序，自动地执行该程序内容。

一般，电磁烹调器等可采用各种重量检测器。以往的重量检测装置通常在转盘等物品支持台上放置被测定物，通过弹簧等将该被测定物荷重变换为位移量，再随该位移量使电容器的电极间距变化，静电容变化，或是随上述位移量使线圈内的磁芯位置产生位移，由此使线圈的电感变化（实开平1-95642号公报），或根据荷重的挤压位移使电阻器的电阻值变化。

而且，这些荷重检测装置具备电压控制型振荡电路（V/F变换器），作为该振荡电路的实装部件，有前述电容器、线圈、电阻器。而且根据该静电容、电感或电阻值的变化检测频率变化，以获得重量变化。

然而，前述以往的重量检测装置中，物品支持台上的被测定物重量作为荷重直接作用于驱动电动机的旋转轴，因而有时随被测定物放置位置有偏心荷重作用，产生重量变化，还有因过大荷重而产生弹簧疲乏的情况，因而存在检测精度较低这类问题。

另外，这种电磁烹调器的转盘，其驱动电动机是采用交流感应电动机或步进电动机等同步电动机的。

例如，交流感应电动机从定子一侧对于磁石转子圆周方向的磁极提供交变磁场，使磁吸引力与排斥力交替作用于磁石转子，得到旋转力矩。磁石转子在旋转当中，以定子交变磁场的极性转换位置为界，一边交替通过增速区域与减速区域，一边依靠惯性旋转，在增减的平均转矩状态下，相对于电源同步地旋转。转子旋转当中，有这样一种特性，即负荷增加的话，通过相对于定子极的切换时序磁石转子旋转相位滞后，使得增减区域增加，维持恒定转速的旋转。

可是，一般来说，对于电动机的负荷转矩的测定是由于知道电动机输出特性的情况下进行的，但这时的负荷检测装置一般是构成为，测定电动机与负荷之间配置的柱状刚体的“扭转”。测定上述柱状刚体扭转的主要方法有在柱状刚体侧面设倾斜传感器测电气特性变化的方法，和在柱状刚体的负荷一侧与电动机一侧设增量编码器测定两者相位差的方法。

图6示出了用于实施前者方法的装置。如前所述，电动机51的输出轴51a与负荷52之间配置了横截面大致呈矩形的柱状钢体53，该柱状刚体53的侧面装有倾斜传感器54。该倾斜传感器54可以采用具有金属薄膜的形式，和利用水晶等的压电元件。而且是由上述倾斜传感器54通过测定柱状刚体53的扭转来感知负荷转矩大小的。按照此方法，其优点在于电动机51即使静止电可以测定电动机51的负荷转矩，而且可以由电阻值、电压来获得负荷转矩，而不需要进行特速的信号处理。但是为了从旋转的柱状刚体53上的倾斜传感器54取出信号，需要电刷等部件。

而图7所示的装置则构成为，在柱状刚体63的两端分别设有增量编码器64、64，根据这些增量编码器64，64各自输出的周期信号的相位差，感知负荷转矩。但是为了从增量编码器64获得周期信号，需要使编码器的传感器64a以一定速度旋转，特别是在被测试的电动机61静止时需要有高精度的传感器驱动电动机。因而这时也就无法利用电刷、旋转变压器等，而且为了利用输出信号，有必要进行特殊的信号处理，例如对相位差信号积分。

采用这种柱状刚体的负荷检测装置因精度非常好而适合于测定电动机种种特性，但因为用柱状刚体等，而有装置极其大型复杂的问题。

因此，小型同步电动机（例如交流感应电动机）有磁石转子负荷若增加，磁石转子相位就相对于驱动电源的相位滞后的特性。即，磁石转子旋转相位的滞后具有与旋转负荷相关的关系。因而，可以从转子旋转相位的滞后间接地测定负荷的大小。

图5示出了以往的负荷测定装置41的构成（特开平5-227704号公报）。图中，同步电动机43（例如交流感应电动机）定子一侧绕组43a由交流驱动电源44励磁，这时的电源相位由电源相位检测装置45检测，而同步电动机43的永久磁石型转子43b的旋转相位则由相位检测传感器（磁传感器）42检测。

而且，检测出的电源相位以及旋转相位一起作为相位比较装置46的输入，再形成为这些相位差输出，送至负荷检测装置47的负荷检测电路49。这里，负荷检测电路49从存储电路48读出与相位差对应的负荷，产生与负荷大小相对应的输出。为此，存储电路48中预先输入了相位差和与之对应的负荷的相关关系数据。

上述现有技术中，相位检测传感器42是不可少的，而且为了组装它，电动机本身的构造也变得复杂。

本发明的目的在于设法不用相位检测传感器，却可以间接测定交流感应电动机和步进电动机等同步电动机的负荷。

图1是本发明实施例1负荷测定装置的方框图。

图2是表示负荷与功率因数的曲线图。

图3是本发明实施例2负荷测定装置的方框图。

图4是表示负荷与功率因数的曲线图。

图5是现有的负荷测定装置的方框图。

图6是表示已知电动机输出特性时一般采用的一例负荷检测装置的原理图。

图7是表示已知电动机输出特性时一般采用的另一例负荷检测装置的原理图。

图8是表示采用本发明实施例3重量检测装置的电磁烹调器其主要部分的侧面说明图。

图9是示出图8所示电磁烹调器的平面说明图。

图10是示出改变电磁烹调器转矩变换比例状态的与图8相当的侧面说明图。

图11是示出改变电磁烹调器转矩变换比例状态的与图9相当的侧面说明图。

图12是表示滚柱尺寸关系的侧面说明图。

图13是表示本发明实施例3重量检测装置所采用的驱动电动机的横截面说明图。

图14是表示图13所示的重量检测装置的驱动电动机的平面说明图。

图15是表示图13所示的重量检测装置的驱动电动机的底面说明图。

图16是表示本发明实施例3另一实施例重量检测装置所采用的驱动电动机的横截面说明图。

图17是表示本发明实施例3又一实施例重量检测装置所采用的驱动电动机的横截面说明图。

图18是本发明重量检测装置的方框图。

图19是表示本发明重量检测装置的负荷检测电路的电路说明图。

图20是表示本发明重量检测装置所采用的一例同步电动机的沿图21中A-A线的横截面说明图。

图21是表示图20所示同步电动机机构的外观斜视分解说明图。

图22是本发明重量检测装置负荷检测电路机构部分的电气等效电路图。

图23A是电气等效电路图的电压向量图。

图23B是表示相对于负荷变化的电压向量变化的向量图。

图23C是相对于负荷变化的输出信号变化的比较图。

图24是表示图22所示电气等效电路中随负荷变化的电压向量变化的向量图。

图25是表示检测线圈输出信号实际电压与负荷关系的曲线图。

图26是表示变更转矩变换时比例条件获得的多种重量-负荷转矩曲线的曲线图。

图27是表示变更转矩变换时比例条件获得的多种重量-负荷转矩曲线的曲线图。

图28是表示本发明重量检测装置负荷检测电路另一实施例的电路说明图。

图29是表示本发明重量检测装置转矩变换装置另一实施例的截面图。

图30是本发明实施例5检测电路图。

图31是本发明实施例5采用NE555的检测电路的电路图。

图32是电路图图30各部分信号的时序图。

图33是电路图图31各部分信号的时序图。

图34是说明电路图图30中电源校正方法用的时序图。

图35是本发明实施例5另一种振荡电路部分电源的说明图。

图36是表示本发明实施例6主要部分的沿图37A-A’线的横截面图。

图37是表示图36所示同步电动机机构部分的外观斜视说明图。

图38是表示本发明实施例6负荷检测装置信号处理部的电路说明图。

图39是表示本发明另一实施例负荷检测装置的信号处理部的电路说明图。

图40是本发明将带负荷检测装置的同步电动机用于微波炉转盘的实施例的概略构成图。

图41是本发明带负荷检测装置的同步电动机的负荷检测机构的电气等效电路图。

图42是图41所示等效电路的电压向量图。

图43是表示图41所示等效电路中负荷转矩变化时电压向量变化的向量图。

图44是表示相消绕组外观的说明图。

图45是避免受外部磁场的影响检测温度的线圈设置方法的说明图。

图46是温度补偿线圈的修改例电路图。

图47是表示本发明又钱实施例负荷检测装置的信号处理部的电路说明图。

实施例1

本实施例负荷测定装置2是不考虑温度修正间接测定同步电动机3负荷的例子，示于图1中。图中，同步电动机3例如是交流感应电动机，该定子一侧绕组31由交流驱动电源4励磁。这里，电压电流测定装置11介于驱动电源4与同步电动机3之间，测定送给同步电动机3绕组31的电压和流过绕组31的电流，送入功率因子运算装置12。

这里，功率因子运算装置12根据前述电压与前述电流的积求出有效功率，并根据前述电压有效值与前述电流有效值的积计算视在功率，再通过前述有效功率与前述视在功率相除变换为功率因子。这里，功率因子由公式表示为功率因子＝有效功率/视在功率。

而且，求出的功率因子输入到负荷检测装置13的负荷检测电路15。负荷检测装置13内部的存储电路14预先存储了负荷与功率因子相关关系数据。两者的相关关系随同步电动机3的种类和构造，如图2所示，由直线A或曲线B、C表示。因而，负荷检测电路15根据输入的功率因子，参照输入至存储电路14的数据，求出与输入的功率因子相对应的负荷，输出与该负荷大小相应的信号。

实施例2

本实施例负荷测定装置2是一面温度修正一面求出功率因子的例子，示于图3中。由于绕组31的电阻值随运转中的温度上升而变化，因而功率因子是依赖于温度的。如图3所示，为了温度修正，电阻测定装置16与绕组31连接，而且功率运算装置12与负荷检测装置13之间连接有功率因子修正装置17。

与实施例1相同测定出的功率因子输入至功率因子修正装置17。该功率因子修正装置17还输入了由电阻测定装置16测定出的绕组31的电阻值。这里，电阻测定装置16由绕组31的电阻值算出相对于初始状态或标准状态（例如20℃）绕组31的温升。

这里，存储电路14中除了负荷与功率数据之外还如图4所示预先存储了功率因子与温度的关系。因此，功率因子修正装置17参照存储电路14的数据，将温度修正后的功率因子送入负荷检测电路15。此后，与前述实施例1相同，负荷检测电路15根据修正的功率因子，参照存储电路14中存储的功率因子与负荷的数据，判定与正确的功率因子相对应的负荷，输出该数据信号。

本发明中不需要增设于电动机内部的传感器，因而未对电动机构造做任何改造，而能够测定旋转时的负荷。

而且，在现有技术中相位检测传感器（磁传感器）除了检测磁石转子的励磁相位，还受到绕组流过的电流所产生的磁场的影响，本来的相位信号产生失真，成为有碍于正确的负载测定的因素，而本发明则没有采用相位检测传感器（磁传感器），因而完全没有上述问题。而且通过温度修正，可更为正确地检测功率因子，因而能够进行精度高的负荷测定。

实施例3

以下参照附图详细说明将本发明应用于电磁烹调器（微波炉）的实施例3。

这里目的在于提供一种尤其是不随偏心荷重而有重量变化，不需要现有荷重检测装置和弹簧，并可以谋求小型化，提高检测精度的重量检测装置。

首先，如图8以及图9所示，将内部上下两分的基台101的上面通过3个滚子103旋转自如地载放着作为大致圆盘状物品支持台的转盘102。上述各滚子103通过沿转盘102径向延伸设置的滚子轴104，可旋转地装配，这些滚子103通过以轴O为中心在基台101上旋转，使得保持住被测定物烹调食物105的转盘102旋转移动。

上述转盘102的下面一侧沿上述中心轴O下垂突出设置着中空方筒状毂部102a，在该毂部102a内往上方一侧插入了驱动电动机160的旋转输出轴160a。该驱动电动机160旋转输出轴160a以及接受该旋转输出轴160a的毂部102a的孔都形成为横截面矩形的，做成在旋转方向上配合，在轴向上滑动自如这种嵌合关系。从而做成，置于上述转盘102上的烹调食物105重量带来的荷重就全部由滚子103承受，对于驱动电动机160而言，所承受的仅仅是烹调食物重量带来的旋转负荷转矩。也就是说，上述滚子103构成为转矩变换装置，将烹调食物重量变换为作用于驱动电动机的负荷转矩。转矩变换的详细内容后面叙述。

另外，旋转输出轴160a不承受转盘102上烹调食物105重量的装置中，图8示出的并非是唯一的形式。例如，虽未图示，还可以使旋转输出轴160a的前端留有间隙嵌在转盘102的嵌合部分以便轴向移动自如，冲入旋转输出轴中仅传递旋转运动的插销被装配成在嵌合部分中沿轴向滑动。因而转盘102上烹调食物105的重量仅由滚子103支承而不作用于旋转输出轴160a。

而且，上述各滚子轴104架设于转盘102的最外周立起的外侧轴承板102b与径向靠近中央位置立起的内侧轴承板102c之间，3根滚子轴104，104，104均以上述轴O为中心辐射延伸。而且沿这些滚子轴104构成为上述各滚子103沿径向往复移动的滑动机构。靠此滑动机构，各滚子103在图8以及图9所示的最外位置（最大旋转半径Lmax）与图10以及图11所示的最内位置（最小旋转半径Lmin）之间往复移动，特别是本实施例中设定为Lmax＜2Lmin。而且，随着这种各滚子103的移动便可以改变旋转驱动所需要的力矩臂长，从而构成为转矩变换比调整机构，使转矩变换的比例条件变化。

这里，求得使转盘102旋转所需要的转矩T。如图12所示，设前述滚子103的半径为R，滚子轴104的半径为r，使三个滚子103中的一个旋转所需要的力为F/3，一个滚子103所受的荷重为W/3，滚动摩擦系数为ρ，滑动摩擦系数为μ时，则

F/3＝ρ·W/3R+μ·Wr/3R

所以

F＝（ρ/R+μ·r/R）W

因而用于使转盘102旋转的转矩T相对于转盘102旋转中心O至滚子103的距离L为

T＝F·L

+（ρ/R+μ·r/R）·W·L

驱动电动机160的负荷转矩相对于转盘102上置放的烹调食物105重量的增减成正比变化。而且这时比例条件（常数）随各滚子103的配置位置L而变化。

还有，上述滚子103的滑动机构具有使各滚子103同时位置变化的联动机构。也就是说，在上述各滚子103的滚子轴104上设有从该滚子轴104向圆周方向两侧延伸的圆弧状发条部件104a，分别从相邻的一对滚子103，103延伸出来，在圆周方向上互相相对的一对圆弧状发条部件104a、104a，从曲率与该圆弧状发条部件104a大致相同的圆弧状套筒两端向内部插入，并被收容。因而随着三个滚子103中的一个径向移动，此动作便能过圆弧状发条部件104a以及圆弧状套筒104b传递至邻接的别的滚子103，而同样移动。

如图13、14以及15所示，上述驱动电动机160使驱动部160b与减速部160c沿轴向并列于屏蔽箱166内构成。

首先上述驱动部160b中，在该驱动部160b近中央部分配置转子161。而且，前述减速部160c构成为，在驱动部160b的转子161中央部突出的轴160d至最终输出轴160e之间，设置由规定的减速齿轮群组成的减速轮列60，上述输出轴160e以规定的减速比旋转驱动。

上述输出轴160e，该输出轴160e的当中部分由径向轴承167旋转自如地支承，并且该输出轴160e的基端由轴向轴承168支持。

另外，由相同标号标出对应于上述实施例构件的图16中的实施例驱动电动机配置了构成负荷检测装置的检测线圈165′，并使之与驱动线圈163沿轴向相对。而图17的实施例驱动电动机相同地在驱动线圈163内周一侧配置了构成了负荷检测装置的检测线圈165″。

如这类别的实施例那样，构成负荷检测装置的检测线圈可配置于驱动线圈163的附近，若使得驱动电流的交变磁场与转子161的磁场两者交链来配置的话，就可以获得与上述第3实施例相同的作用和效果。

按照本发明，将物品支持台转盘上的被测定物烹调食物的重量作为荷重由滚子承受，可避免产生偏心荷重以及偏心荷重所引起的重量变化。

而且，可以不需要现有的荷重检测装置，以谋求小型化。此外，还可以不需要现有的弹簧，避免因过大的冲击荷重造成疲乏，提高检测精度。

实施例4

如上所述，按照图8所示的微波炉转盘的支持以及驱动构成，与同步电动机160的旋转输出轴160a的旋转相对应的负荷转矩就与转盘102上的烹调食物105的荷重成正比。因此，烹调物105的荷重可以根据同步电动机160旋转输出轴160a的负荷转矩进行测定，将负荷转矩产生的同步电动机工作特性变化作为电气信号取出，就可以检测转盘102上烹调食物105的荷重。但对于典型的转盘，因为烹调食物5的重量为8kg时负荷转矩约为0.8Nm，所以不可能由数W的小型同步电动机直接旋转。因而，微波炉用的同步电动机的旋转输出轴160a由减速轮列60使电动机转子旋转减速，使驱动转矩增大。

以下详细叙述这种同步电动机的负荷检测装置。

另外，这里的目的是提供一种其结构便于搭载于家电产品上，并能够以低成本感知同步电动机负荷转矩的同步电动机负荷检测装置。

接下来，上述驱动电动机160由所说的同步电动机构成，如图13以及图14所示，该驱动电动机160连接有驱动电源107，并且连接了负荷检测电路108。以下说明驱动电动机160以及负荷检测电路108的结构。

如图20以及图21所示，转子161由大致为圆筒形状的永磁体构成，N极以及S极在圆周上以一定间隔交替励磁配列。在该转子161的外侧，中间隔着规定间隙，同心状配置中空圆筒状定子162。该定子162由绕线管形状体形成，其腔部与轴基本上同心地卷绕有驱动线圈163。

该定子162的内周面从轴向上下交替楔型地设置磁极164。这些磁极164以规定间隔沿圆周配列，配置成从外周一侧包进上述转子161。各楔形磁极164做成，通过一对端子169提供前述驱动电源107的交变电流，通过励磁从各楔形磁极164产生交变磁场。

上述驱动线圈163卷绕配置在楔形磁极164外侧，而构成负荷检测装置的检测线圈165则再在该驱动线圈163的外侧，从上述驱动线圈163的上方卷绕必要匝数。再从上述检测线圈165的外侧设置屏蔽壳166，以免上述驱动线圈163的磁路在楔形磁极164以外被切断。该屏蔽壳166由软铁等高导磁率物质圆筒体形成。

也就是说，上述转子161的磁场从楔形磁极164沿环通过定子162以及屏蔽壳166的内部，因而上述检测线圈165配置为驱动电流的交变磁场与转子161的磁场两者交链。

这时上述转子161的励磁间距设定为与定子162中楔形电极164的配列间距相同，转子161旋转时，通过定子162内部的转子161的磁场就成为交变磁场。因此，转子161的旋转便使得驱动线圈163与检测线圈165两者产生正弦波形状的反电动势，该反电动势后面再叙述。

而且，前述负荷检测电路108如图18以及图19所示，与上述同步电动机160内的检测线圈165连接。该负荷检测电路具有对上述检测线圈165的正弦波形状的反电动势输出进行整流的整流电路181以及平滑电路182，而且上述平滑电路182输出一侧连接有将电压变换为频率的V/F变换电路183。

上述整流电路181由具有二极管D1-D4的桥式全波整流电路构成。而平滑电路182中设有平滑用电容器C₁，而且设置了电阻R₁使该电容器C₁的电荷适度放电并使得平滑后的电压追随负荷变动。若设有此电阻R₁，电容器C₁的电荷放电就仅通过V/F变换电路183的反相U₁输入，相应于负荷变动的响应就变缓慢了。而且上述V/F变换电路183具有电容器C_f与电阻R_f充放电的振荡电路，此时振荡动作的时间常数由电阻R_f的充电时间确定。该充电时间指从电阻R₂与电阻R₃分得的电压充电至前一级整流电路电压的时间。因而，前一级整流电路181电压下降的话，充电时间便缩短，振荡频率就上升。而整流电路181电压上升的话，充电时间便延长，振荡频率就下降。这时，如后面要述及的，整流后的电压随负荷转矩的增加单调减小，因而负荷转矩的增加就使得振荡频率上升，电动机的负荷可作为脉冲输出频率取出。

以下说明上述构成的同步电动机的电磁动作。图22是说明图20与图21电磁动作用的电气等效电路。也就是说，驱动线圈163与检测线圈165构成一种变压器，但与变压器不同之处在于产生由转子161形成的反电动势。设驱动线圈163的自感为L1，检测线圈165的自感为L2。而且，驱动线圈163检测线圈165的互感为M，驱动线圈163产生的反动电势为E1，检测线圈165产生的反动势为E2。而且反电动势E1与E2的相位随转子161的负荷增加而滞后。这是因为转子161的旋转相位是随负荷的增加而滞后的缘故。同步电动机其特点在于，一旦失去同步，电动机就失调停止，因而只要转子161正常旋转，其转动就与驱动电源的频率成正比，而转子161的旋转相位与驱动电源的相位存在某个相位差而同步。

图20的驱动线圈163可分解为内阻r1与电感L1，检测线圈165也同样可分解为内阻r2与电感L2。而且如前面所述，这两者还具有互感M。因而，电气等效电路可以如图22所示。也就是说，驱动线圈163产生反电动势源E1，检测线圈165产生反电动势源E2。驱动线圈163连接电压源V_p，检测线圈线圈165连接负荷电阻R_L。感知负荷变化的结果是作为压降V_OUT检测的。

这里设驱动线圈163的电流为I1，检测线圈165的电流为I2，检测线圈165一侧的电压可描绘为如图23A所示的电压向量图。若将驱动线圈163的电流I1取作与X轴平行，则互感M产生的反电动势相对于I1成直角，大小为ωMI₁，同时以某个角度加上转子161产生的反电动势E2。这时，绕电路一周电压总和为“0”，因而向量E′为从P点开始至原点的向量。向量E′是互感M与反电动势E2以外成分产生的，因而是r2与L2，R_L所生成的电压。而电感L2的电压ωL2I2与电阻成分的电压（r2+R_L）I2是正交的，因而向量E′，ωL2I2，（r2+R_L）I2形成的三角形为直角三角形。而且，夹有直角的两边的比率由电路构成唯一确定，即使反电动势E2变化因而E′也变化，该比率也不变。

这里，利用图23A说明转子161加有负荷时的动作。图23B是使加了不同负荷时的向量叠加图示的。如前所述，转子161上加了负荷时反电动势E2的相位就滞后，因此反电动势E2的前端从P变化为P′。如上所述，直角三角形△OPQ与△OP′Q′相拟。P在以C为中心半径为｜E₂｜的圆周上移动。若如图23B所示，假设P变化为P′，三角形一边的长度显然△OP′Q′比△OPQ小。这样，由于△OP′Q′与△OPQ相似，因而OQ′＜OQ。图23C从图23B取出OQ与OQ′，比较大小，不论从该图还是计算显然可知，OQ′＜QQ成立。

但此关系的成立是仅当向量OC与E2的角度为图23B的关系时。也就是说，反电动势E2仅位于第1象限时，故同步电动机中E2允许变动的范围限于第1象限。这就是为什么不会有先于电源相位旋转的情况，而不会越过OC出现于第2象限。另一方面，加负荷时，转子161的旋转相位滞后，因而相对于I1的角度减小，但在O附近时便失调，转子停止旋转，因而不会出现在第4象限。这样，随着负荷增加，检测线圈165输出的电压振幅减小。通常，与相位变化相比，振幅变化较大，以电气方式处理振幅较简单。

图25是由实验得到相应于带某种传动装置的同步电动机负荷转矩，检测线圈165输出信号的有效电压变化的结果。如上面说明的，可判断出检测电压相对于负荷的增加而单调减小，大致呈线性。但由于按上述原理变化，故而不可能是真正的线性。

这种有效电压可以通过上述负荷检测电路108的整流电路181以及平滑电路182方便地获得，但在某一领域内因计算机处理，而由脉冲频率变化替代电压变化求负荷的换算结果。因此，上述实施例中由V/F变换电路183将电压变换为具有规定载波频率的交流信号的频率变化。

另外，上述实施例中V/F变换电路183中的振荡电路，例如如图28所示，也可以换作シグネティツクス公司（现菲利浦公司）的NE555等。这时，上述图19中的实施例的Rf与Cf相当于R3、R2、C2。另外图中U1周围括弧内的号码为管脚号。

这样，本实施例中，由驱动电动机160驱动转盘102时，转盘102上烹调物105的重量经转矩变换装置滚子103，例如如图26所示，按规定的比例条件变换为驱动电动机的负荷转矩，该驱动电动机的负荷转矩由负荷检测装置检测。这时，通过由转矩变换比调整机构即滚子滑动机构使转矩变换装置滚子103沿径向移动，可适当改变荷重转矩变换时的比例条件，例如可获得图26这些多条重量-负荷转矩线。

而且，这种重量与负荷转矩变换比例条件可相应于烹调物105的重量等各种测定条件合适地改变，通常可以获得最好的测定结果。例如在用到较轻的烹调物105时，象解冻那样需要高分辨率时，可以使滚子103移至外侧进行检测，而当所用的食物较重时，则将滚子103移至内侧进行检测。

此外，根据这样检测出的负荷转矩，由负荷转矩与荷重的相关关系，烹调物105的重量可按例如图27所示，作为特定的输出值间接测定。

以上根据实施例具体地说明了本发明者所创造的发明，但不用说，本发明不限于上述实施例，在不脱离其实质的范围内有各种可能。例如，转矩变换比调整机构不限于上述实施例这类滚子滑动机构，也可以采用改变滚子摩擦等装置。

如图29所示，实施例3的转矩变换装置在转盘218旋转输出轴的下端一体地设置摩擦板223，使旋转轴承台234与之相对来支持旋转轴，靠旋转轴承台234与摩擦板233相对面产生的较大摩擦，根据转盘218上烹调物219的重量变换为负荷转矩。

而且，上述实施例中说明的是，转矩变换装置构成为在转台102的外周壁装配多个滚子103，使这些多个滚子103在基台101上转动的情况，但不限于此，也可以形成为在基台101上装配多个滚子103，由这些多个滚子103支持转盘102的构造。

如上所述，本实施例中构成为，在由驱动电动机（同步电动机）驱动物品支持台时，靠转矩变换装置将物品支持台上被测定物的重量变换为驱动电动机的负荷转矩，再由设于该驱动电动机本身的负荷检测线圈检测该驱动电动机的负荷转矩，根据该检测出的负荷转矩，从负荷转矩与荷重的相关关系间接地测定被测定物重量，因而，不仅可以使得构造以及信号处理极其简化，而且还可以提高检测精度。

而且，同步电动机中设有检测线圈，以便驱动线圈产生的磁场与转子产生的磁场两者交链，并构成为获得振幅随电动机的负荷变化单调减少的信号，因而可以使构造以及信号处理极其简化，并且可以小型化和降低制造成本。

以下说明实施例5。现有的重量检测装置，长期使用时由于弹簧疲乏，除了无法避免随机误差，还有振荡电路随电源电压的变动，振荡频率有较大变化的问题。

因此，本实施例5的目的在于提供一种带负荷检测装置的同步电动机，它不使用弹簧而是根据同步电动机的基本特性变化来检测负荷转矩，并且具有一种电源电路，可以使随电源电压变动产生的误差成分变得微小。

以下采用附图说明本实施例5带负荷检测装置的同步电动机实施例。

另外，电磁烹调器转盘旋转驱动部外围、同步电动机磁电动作的说明前面已叙述，因此这里省略说明。

图30以及图31示出了将该电动机输出的信号振幅变换为频率变化的电路实施例。即交流信号的有效电压在经二极桥式全波整流并由电容器平滑的话便可以简单地求得。而且，在计算机处理中以脉冲频率变化代替电压变化输出负荷换算结果比较方便。这时，可以此来对应，即以V/F变换电路将该电压变换为具有某个规定载波频率的矩形波信号的频率变化。这样的信号处理可以由图30所示的CR自激振荡电路363（以下称振荡电路）来进行。图20的振荡电路363也可以采用シグネティツクス公司（现菲利浦公司）制造的ICNE555等来构成图31所示的电路365。但这时性能较图30的电路363要差。

以下按图30说明动作，以下说明中将部件名用作该部件的电路常数。

电路由整流电路361、平滑电路362、振荡电路363以及振荡电路电源364组成。整流电路361为二极管D1-D4的二极管桥路，平滑电路362由C1与R1组成。振荡电路363由2个比较器U1、U2以及RS触发器U3与等效的CR组成。平滑电路362的R1是用于使C1电荷适度放电，平滑后的电压跟随负荷变动的。若没有它，由于C1电荷的放电仅通过比较器U1的输入，因此对于负荷变动的响应较缓慢。

振荡电路363的工作原理是电容器Cf与电阻Rf以及放电用晶体管Q1的充放电，用时序图详细叙述工作原理。

图32是图30电路各部分信号的时序图，图33是图31的时序图。采用NE555的振荡电路其工作原理几乎与图30相同，只是充放电触发电压的设定方法有所不同，因而信号波形也如图32与图33所示，有所不同。

这里，用图30与图32详细说明振荡原理与检测线圈345振幅减小而频率上升的原理。

首先，由整流电路361与平滑电路362将同步电动机检测线圈345输出的交流信号变换为直流信号VTH1。该信号与振荡电路363的比较器U1的负输入端子（以下称-端子）相联。比较器U1的正输入端子（以下称+端子）与电容器Cf的一个端子连接。电容器Cf此端子由振荡电路电源364通过电阻Rf提供电流。此外，该端子还连接着晶体管Q1的集电极与比较器U2的一端子。

比较器U2的+端子与电阻R4与R3的分压电路连接。由此分压电路，比较器U2的+端子电压VTL1为振荡电路电源提供的电源电压的R3/（R3+R4）。

晶体管Q1由RS触发器U3的 Q端子导通/截止，但RS触发器U3则是由比较器U1与U2来触发状态的。电容器Cf另一端子与晶体管Q1发射极都与地连接。设电容器Cf与比较器连接一侧端子电压为VC。振荡开始瞬间的动作是不需要的，因此这里只说明振荡正好稳定状态的某一周期。

振荡电路的状态有两种状态，即向电容器Cf充电的状态与放电状态。这两种状态均通过自激触发起振。

首先从充电状态开始说明。充电开始是从晶体管Q1变为截止状态的瞬间开始的，晶体管Q1截止，触发器U3就变为置位状态，而 Q端子变为0，这是由比较器U2置位的。比较器U2为了输出置位信号，电容器Cf的端子电压VC必须在VTL1以下，但充电状态以前的状态是反面述及的放电状态，在该状态下电容器Cf端子电压VC继续下降，正好是从触发电压VTH1一侧向触发电压VTL1靠近。电容器Cf的端子电压与触发电压VTL1一致时，比较器U2便将置位信号输出给RS触发器。也就是说，充电状态的电容器Cf端子电压VC的初始电压恰好是与触发电压VTL1一致。

在此状态，晶体管Q1截止，比较器各端子因输入阻抗十分高故未流过电流。因而通过电阻Rf向电容器Cf提供电荷。因而，电容Cf的端子电压VC按时间常数CfRf上升。此情形是时序图32第一条VC信号粗线所示波形中随时间上升的部分。如图所示，充电状态的开始是触发电压VTL1。而且，时序图32的第二条基极电压示出的是晶体管Q1的基极电压，即RS触发器U3的 Q端子信号，第三条则示出的是RS触发器U3的Q端子信号。在充电状态下，RS触发器U3的Q端子以及 Q端子分别如图所示维持1与0。

电容器Cf端子电压VC原样持续上升时，使达到触发电压VTH1。这时比较器U1向RS触发器U3送出复位信号，使得RS触发器U3处于复位状态。RS触发器U3的 Q端子信号翻转为1，因而晶体管Q1导通，振荡电路363处于放电状态。在此状态下，电容器Cf的电荷通过晶体管Q1放电。晶体管Q1的集电极电流Ic由电容器Cf的电荷与通过电阻Rf流过的成分所组成，但集电极电流Ic十分大的话，电容器Cf的放电便可以在短时间内进行。因而，电容器Cf端子电压VC从触发电压VTH1开始下降。时序图32第一第VC信号粗线所示的波形中，此状态是随时间轴电压下降的部分。而且，RS触发器U3的Q端子与 Q端子如时序图32第三条和第二条所示，分别处于0与1的状态。如上所述，该电路的特点是由比较器U2与U3开关，以便电容器Cf的端子电压在触发电压TVH1与触发电压VTL1之间往复。

这里，说明同步电动机转子动作，负荷增加，检测线圈345输出的交流信号振幅下降的时候。如上所述，检测线圈345振幅下降可变换为比较器U1触发电压下降。假使触发电压VTH1下降至触发电压VTH2，因为振荡原理完全相同，因而如时序图32第一条细线波形所示，在触发电压VTL1（或VTL2）与VTH2之间往复，从而RS触发器U3的置位/复位的翻转周期变短，输出信号的频率上升。

以上是基本动作的说明，但图31所示的采用NE555的振荡电路也以基本相同的原理动作。虽未详细地图示，但振荡电路365与图30振荡电路363的不同之处在于前述触发电压的设定方法与放电时间调整用电阻RB。振荡电路365中由3个电阻使电源电压Vcc3等分，获得与图30所示的比较器U1与U2相对应的比较器触发电压。与比较器U1对应的触发电压为（2/3）Vcc，而与比较器U2对应的触发电压为（1/3）Vcc。平滑电路362输出的直流信号与（2/3）Vcc的分支点直接连接。因而，与图30不同，内阻较低，灵敏度比图30电路差。

另一方面，电容器Cf周围的连接也有些不同，与图30比较，图31的电容Cf就是图30中电容器Cf，而图31的电阻RA则相当于图30中电阻Rf。图30中没有相当于图31电阻RB的电阻。RB是用来调整放电状态电容器Cf放电时间的。图30晶体管Q1的集电极相当于振荡电路365中第7号管脚。振荡电路365中，触发电压就这样由电源电压与平滑电路362的直流信号所决定，而且，平滑电路362的直流信号影响不仅对上限触发电压而且对下限触发电压都有影响。此外，放电时间也随RB变长，而成为如时序图33所示的波形。若成本方面较宽余，最好采用图30电路363替代采用NE555的振荡电路。

这里，成问题的是电动机驱动电源电压变化的时候。以上说明当中是以电源电压完全没有变化为前提说明的，因而未提及振荡电路电源。以下采用图23以及图30与图34叙述此问题。图34所示的波形1是检测线圈345某个信号电平的上述基本动作。如图所示，波形1在触发电压VTH1与VTL1之间变化。

图30所示的电路构成中，如前所述，触发电压VTH1仅依赖于检测线圈345的信号，触发电压VTL1仅依赖于振荡电路电源364的电压。也就是说，如果电动机驱动电源电压下降，因图23A所示的I1下降WMI1也下降，从而（r2+RL）I2也下降。电压RLI2是输入至电路的信号，因而电动机驱动电源电压下降则触发电压VTH1下降。就电路来说，该电压下降只要不设任何装置，就无法与负荷转矩增加所产生的下降相区别，因而输出信号频率上升。此情形如图34所示，发生这种情况，通过仅仅是触发电压VTH1下降至触发电压VTH2，电容器Cf端子电压VC波形便如同波形2。

为修正此频率的上升，可以通过使触发电压VTL1下降为触发电压VTL2来大幅度地修正。将触发电压VTL1修正为触发电压VTL2的修正量大致与电动机驱动电源的电压变化量成正比。因而，以构成触发电压电源电路使得触发电压VTL1的修正量大致与电动机驱动电源的电压变化量成正比为好。但要以最低成本达到此目的，如图30振荡电路电源364所示由变压器T1与整流元件D5-D8以及平滑电容器C2构成为好。这种直流电源电路在电路中设在调压前级，因而调压以前的电压为振荡电路363所需要的电压的话，也没必要修改再构成，就可以极其简单地达到目的。图30的电路最终具有这样一种作用，即从检测线圈345的输出信号经差分抽出电动机驱动电源电压成分的作用。

另外，图10中虽未明示比较器U1、U2与RS触发器U3的电源，但由振荡电路电源364直接提供也行，通过调压提供调压后的电源也行。当然，后者对于周围电路的影响较少，因而不用说，后者更好。

另一方面，采用NE555的图31的动作其触发电压设定方法与图30不同，而且，由振荡电路电源364的电压与检出线圈345所引起的直流电压的复合作用来确定，因而动作复杂，不过图31也发生如图30中说明的现象。因而，上述方法也可以适用采用NE555的图31的情况。若成本允许的话，图30以及图31的振荡电路电源364构成为如图35的构成以方便地调压为好。

从以上说明可知，按照本发明，通过在同步电动机中驱动线圈产生的磁场与转子产生的磁场内使线圈交链，可获得振幅随电动机负荷变化而单调减少的信号，因而可以不用弹簧等随时间变化的机构部件来检测同步电动机的负荷，此外可以通过使CR自激励振荡电路的触发电压与电动机驱动电源电压联动，使得电动机驱动电源的变动所造成的检测误差变得极小。

再说明实施例6。现有的电磁烹调器中所用的重量检测装置将弹簧秤的形变变换为线圈或电容器等电气特性的变化，并以电气装置取得它。

但由于弹簧材料的弹簧系数随时间的变化，随温度的变化，还有线圈、电容等检测装置与温度的关系复杂，在重量与频率之间存在特定的温度因素，因而有这种问题，即不容易由某种电路，从频率计算重量的算法来修正这种温度因素。

因此，实施例6的目的在于提供一种不用特殊检测元件，输出将温度因素抑制得极小的负荷检测信号的同步电动机负荷检测装置。

以下由适用于微波炉之类转盘的实施例6详细说明本发明同步电动机负荷检测装置。

如图40所示，在大略圆盘状支持台431上靠多个滚子433设置同样大略圆盘状转盘432，以便它可以自由旋转。

滚子433通过旋转轴434装配在转盘432的法兰部分上。因而，放着烹调物435的转盘432通过滚子433由支持台431支承，并且靠装在旋转输出轴436上的同步电动机400旋转。

上述旋转输出轴436贯通支持台431的中央，与带有未图示装置装配于支持台431下部的减速轮列的同步电动机400的输出轴相联。

该同步电动机400连接着电动机驱动电源450，而且连接着具有温度补偿装置470的负荷检测电路460。以下详述上述同步电动机以及负荷检测装置和温度补偿装置。

图36以及图37示出的是前述同步电动机400的构成，转子441由大略圆筒状的永久磁石组成，N极与S极在圆周方向上以一定间隔励磁。该转子441的外周配置有呈圆筒状具有楔形磁极444的定子442，从而以一定距离包容转子441。楔形磁极444各凸极从上方至下方的与从下方至上方的交替配置，朝相同方向的凸极角度间隔与转子441的N极励磁间隔或S极励磁间隔均相同。

在该圆筒状楔形磁极444的外周卷绕了使楔形磁极444励磁用的驱动线圈443与相消卷绕的温度补偿线圈445与检测线圈446。温度补偿线圈相消绕组等后面叙述。驱动线圈443上加上前述电动机驱动电源450的交变电流。

上述驱动线圈443、温度补偿用线圈445以及检测线圈446的上部与下部由软磁性体制成的定子442封闭磁场，而且外周也由软磁性体的屏蔽壳447封入磁场。

因而，驱动线圈443的励磁磁场的磁通从下部定子通过屏蔽壳再从上部定子导入从楔形磁极444的上方延伸的凸极，成为至相邻凸极的泄漏磁通，再汇集至从下方延伸的楔形磁极444回到下部定子。由交流电流励磁后，还产生相反路径的磁通。因此，在楔形磁极444凸极间产生与电动机驱动电源450交变电流的频率同步的交变磁场，因而转子441导入该交变磁场旋转，而且转子旋转数便与电动机驱动电源450的交变电流频率成正比。

所以，基于此构造的电动机称为同步电动机。

另一方面，如上述构成那样，检测线圈446卷绕成环状，使得驱动线圈443产生的励磁磁场与转子441磁场交链。因而检测线圈中产生驱动电源磁场所产生的感应电流与转子磁场所产生的感应电流。可以由这两者的相位关系检测转子的负荷转矩。

图44是相消绕组的说明图。温度补偿线圈445只需要随周围温度变化的电阻成分，因而该线圈必须避免受到外部磁场影响，或卷绕成使之相消。用于此用途的一种方法即所谓相消绕组的卷绕法。相消绕组是使二个完全同种材料同一形状的线圈设置为交链的磁场也完全相同，并与将它们反相串接的那种情况相同，但实际制法则如图44所示将两根导线在绕线管上卷绕所需匝数，两组线圈的某一前端C点互相连接，以另一A端子与B端子作为输出。

由于两组线圈反相而产生振幅完全相等的感应电流，这样，若反相串联连接就可以完全消除感应电流。如前所述，此线圈其目的不是检测磁场变化，而是将电动机内部温度当作线圈电阻变化来获得。为达到此目的，也可以采取如图45所示的温度补偿线圈设置方法。采取这种温度补偿线圈设置方法，在该线圈交链的磁场理论上全部没有，可以仅仅检测温度变化所引起的电阻变化。

当然，使此线圈与相消线圈组合作为温度补偿线圈也行。当然，温度补偿线圈不需要为线圈形状，但为线圈以外的形状时，有难以在制法简便地管理电阻值的缺点。相反，为线圈形状时则可以由绕线管匝数方便地管理。

而且，前述负荷检测电路460如图38所示，与上述同步电动机400内的检测线圈446与温度补偿线圈445连接。此负荷检测电路460由对检测线圈446的交流信号整流的整流电路461，与平滑该输出信号的平滑电路462，与振荡频率随该直流信号电压变化的CR自激励振荡电路463组成，为了对输出信号进行温度补偿，确定CR自激励振荡电路463振荡时间常数的电容器Cf其充电电流源连接了温度补偿线圈445。充电电流源可以仅为单个温度补偿线圈445本身，或者如图39所示采用电流镜电路也行。后面详细说明温度补偿线圈445的温度补偿作用。

以下说明上述实施例的电气动作。图36所示的带负荷检测装置的同步电动机400如前所述，驱动线圈443与检测线圈446构成一处变压器，检测线圈446中还产生转子磁场的感应电流。驱动线圈443中也产生转子441磁场的感应电流。通常，感应电流较多的换算为电压来表现，并称此时感应电流相当的电压为感生电动势或简称感生势。

此外，考虑到除驱动线圈443与检测线圈446外还有内阻的话，可表示成如图41的电气等效电路图。设驱动线圈443自感与内阻分别为L1、r1，设检测线圈446自感与内阻分别为L2、r2。驱动线圈443与检测线圈446之间有互感M。而且设转子441磁场产生的驱动线圈443的感生势为E1，检测线圈的感生势为E2。

驱动线圈443上连接有电动机驱动电源450的电压源Vp，检测线圈446连接有负荷检测电路460，但图41中该内阻作为负载电阻表示，设为RL。设驱动线圈443一侧闭合回路中流过的电流为I1，检测线圈446一侧闭合回路中流过的电流为I2。温度补偿线圈445正确地表示的话，则为两组线圈，但图41中单纯地由电阻R_E表示。但此电阻R_E并不参与负荷检测装置的基本动作。以后在说明温度补偿装置时再说明此电阻R_E。

以下用图42以及图34的电压向量图说明图41等效电路的动作。

图42表示的是当转子加有某一规定负荷转矩时图41的检测线圈446一侧电压向量的相位关系。取驱动线圈443的电流I₁方向为X轴。ωMI₁为驱动线圈443与检测线圈446的互感M以及驱动电源450的电流所确定的感应电流，与此相应具有与负荷转矩有关的相位角，产生检测线圈446的感生势E₂。电路为闭合回路，故其余的电压可表示为向量E。

向量E的成分由检测线圈446的电感L₂的成分与内阻r₂和负载电阻R_L的成分组成，相对于电阻成分的电压向量，电感成分的电压向量相位落后π/2（90度），因而向量E可以如图24所示按直角分解为感应电流W₂L₂I₂与电阻成分的压降（r₂+R_L）I₂。向量E、感应电流ωL₂I₂与压降（r₂+R_L）I₂构成的直角三角形其各边的比是由电气特性唯一确定的，因而E₂不论是何角度，何大小，都是一定的。负荷检测电路460检测的信号是上述（r₂+R_L）I₂内的R_LI₂成分。

由同步电动机可以知道，转子负荷转矩增加时，转子旋转相位就随电动机驱动电流的相位而滞后。这种现象导致感生电动势E₁或E₂的的相位滞后，因而图42中可以表示为以感应电流ωMI₁的前端为圆心感生电动势E2负角度旋转。图43是在图42上叠加表示由图42开始再增加负荷转矩时向量E₂与E及其成分的关系。实际的电动机中，随着负荷转矩的增加，感应电流ωWI₁感生电动势E₂的大小也减少一些，但与相位变化相比，可认为是极小的，因而这里当作不变的来说明。

感生电动势E₂旋转角度θ时，P点便移动到P′，但△OP′Q′是与△OPQ相似的直角三角形，因而Q点移动到Q′点。这里，感生电动势E₂沿负角度方向旋转时，向量E的大小从｜OP｜减小至｜OP′｜，因而（r₂+R_L）I₂的大小减小相同比值。也就是说，｜0Q｜减小为｜0Q′｜。所以，负荷检测电路60感知的电压也减少相同比值。此时相位角也变化，因而通过检测相位差来检测负荷也行。

但由图43明显可知，为了按相位差检测，反电动势E₂的大小必须较大，而所谓增大反电动势E₂的大小即意味着使检测线圈466的匝数增加。与之相反，而检测向量OQ、即检测负荷检测电路460感知的电压大小却有这种优点，即以较少的匝数来使信号变化变大。

这样得到的负荷检测信号作为频率与电源频率相同的交流信号而获得，负荷转矩的大小则作为其振幅而获得。图38示出一例将这种信号变换为矩形波信号频率变化的电路，并说明其动作。U₁以及U₂是比较电路，U₃是RS触发器等单稳态多谐振荡器。如上所述，负荷转矩是作为振幅大小获得的，因而如图38所示，靠整流电路461与平滑电路462将此信号变换为直流信号。

在此阶段，负荷转矩表现为直流信号电压，因而靠电压频率变换（VF变换）电路、电压控制振荡器（VCO）将该电压变换为频率也行。VF变换的简单方法可以如图38所示采用把电容器充放电时间作为一周斯的CR自激励振荡电路。CR自激励振荡原理是在电路中反复进行以下过程，由恒流源向电容器蓄积电荷，电容器端子电压达到某规定值时，接下来再通过别的恒流源使电容器的电荷放电。

图38中，进行充放电的电容器为Cf，温度补偿用线圈445的电阻值R_E起着充电用恒流源的作用，晶体管Q₁则起着放电用恒流源的作用。因而，为这种构成时其特点是，如独立的温度修正电路那样，没有可明确地与别的相区别的电路构成，极为简单，因而制造成本花费不大。充电初期，此时电容器Cf电位达到R₂与R₃分压的电位，而放电初期，此时电容器Cf达到平滑电路输出的直流电压，即与负载有关的电压。显然，R₂与R₃的分压电位要设定得比负荷检测电压低。

前述构成当中可以确认，随着电动机温度的上升，线圈446内阻的增加，定子442和屏蔽壳447内的磁通减小，磁荷减小等，负荷检测信号的振幅减小。振幅减少的话，整流平滑后的直流电压就电位下降，不管怎样采取措施，电容器Cf的放电时间变短，CR自激励振荡电路频率上升。为抑制这种上升，需要使充电用电流源或放电用电流源电流值减小，使放电时间或充电时间延长。

图38中由温度补偿线圈445的电阻值R_E来进行前一方法，即延长充电时间。若需要延长放电时间，虽未图示但向Q1的集电极串接R_E也行。温度补偿线圈445是相消卷绕的，因而可以不受电源电流、转子441磁场的影响，仅将检测线圈446周围温度的上升反映为电阻的增加。

修改例

但通常仅由温度补偿线圈445本身的温度系数来抵消电路温度系数是不够的，在这种时候，温度补偿线圈通过如图46所示，使电阻RA、RB与温度补偿线圈（电阻R_E）并联再串联连接这样使温度补偿线圈与电阻组合构成，组成电阻电桥来调整温度系数时，温度系数的抵消就更有效。

具体的温度系数调整方法，在采用温度0℃为200Ω，80℃为208Ω的温度补偿线圈时，温度系数如式1所示为500ppm。

(208-200)/(200（80-0）) ＝500×10^-6（式1）

而且，电阻RA、RB为±0ppm时，使得温度8℃为500Ω，80℃为504Ω（250ppm），由表1求电阻RA、RB。

温度	0℃	80℃
			RE	200Ω	208Ω
全电阻	500Ω	504Ω

在温度0℃时为式2，800℃时为式3，由两式求RA、RB时，RA＝492.477Ω，RB＝357.76Ω。

(200RA)/(200+RA) +RB＝500 （式2）

(208RA)/(208+RA) +RB＝504 （式3）

假设用JIS的1%E96系列，最好用RA＝499Ω，RB-357Ω。

图39是第二实施例的电路图，是一例温度补偿线圈445的电阻变化比应修正的温度系数小时，使温度补偿线圈445电阻变化放大，而使充电电流的电流变化的方法，在图38温度补偿线圈445与CR自激励振荡电路463之间增加电流镜电路，在基准一侧的晶体管Q3的发射极加入温度补偿线圈445的电阻R_E，采用这种结构，即使温度补偿线圈445的温度系数未达到必要量，但由于在电流镜电路中得到放大，能调整到适当的值。而且，具有这样的优点：由于是电流镜电路，Q₂和Q₃的Vbe的温度系数相互抵消，因而可以无视因附加Q₂和Q₃而产生的影响。另外，图38以及图39所示的CR自激励振荡电路463，由シグネティツクス社（现菲利浦公司）制的NE555等同种功能的产品来替代也行。

该例示于图47（A）、（B）、（C），（A）与图38相同动作，（B）温度补偿线圈参与充电和放电两者，因而电阻变化随温度变化的作用可为（A）电路的两倍，（C）与图39相同动作。

如上所述，这里示出的最适合检测微波炉转盘上烹调物重量的例子，但不用说，除此类实施例以外，如打印机等步进电动机用于一边检测负荷转矩一边控制驱动电流也很合适。

综上所述，本发明在带负荷检测装置的同步电动机上设置相消卷绕的温度补偿线圈，通过电阻随该线圈温度上升而增加，使CR自激励振荡电路的电容器充放电时间延长，因而可以使随温度变化而产生的负荷检测信号频率变化极小。

而且，负荷检测不需要检测转盘的轴向位移等机械位移，因而轴支持构成不复杂。

Claims (16)

1、一种重量检测装置，其特征在于具有：

载置被测定物的物品支持台；

以规定的比例条件将所述物品支持台上载置的被测定物重量变换为所述驱动电动机的负荷转矩的转矩变换装置；

检测通过该转矩变换装置加在驱动电动机的负荷转矩的负荷检测装置；

根据该负荷检测装置得到的驱动电动机负荷转矩，由负荷转矩与荷重的相关关系测定所述被测定物重量的重量测定装置。

2、如权利要求1所述的重量检测装置，其特征在于所述转矩变换装置包括重量变换为负荷转矩时使比例条件改变的转矩变换比调整机构。

3、如权利要求2所述的重量检测装置，用于电磁烹调器中，其特征在于，

物品支持台由载置被测定特烹调食物绕规定轴旋转运动的转台组成;

转矩变换装置由保持所述转台可旋转运动的滚子组成;

而且转矩变换比调整机构由相对于所述转台旋转轴使所述滚子径向位移的滑动机构组成。

4、如权利要求3所述的重量检测装置，用于电磁烹调器中，其特征在于，

多个滚子相对于转盘旋转轴大致同心状配置;

滑动机构包括使所述多个滚子相互联动径向移动的联动机构。

5、如权利要求1所述的重量检测装置，其特征在于，

负荷检测装置在驱动电动机的驱动线圈附近配置负荷检测用线圈。

6、如权利要求5所述的重量检测装置，其特征在于，

负荷检测装置的负荷检测用线圈设置为驱动电动机中定子产生的交变磁场与转子产生的磁场两者交链。

7、如权利要求5所述的重量检测装置，其特征在于，

重量检测装置具有对负荷检测装置的负荷检测用线圈的输出信号进行整流平滑的电路。

8、如权利要求5所述的重量检测装置，其特征在于，

重量检测装置包括将负荷检测装置的负荷检测用线圈的输出信号整流平滑后的信号的电压变化变换为频率变化的电路。

9、如权利要求1所述的重量检测装置，其特征在于所述驱动电动机是同步电动机。

10、一种使用同步电动机的负荷检测装置，其特征在于同步电动机通过定子驱动线圈产生的交变磁场与转子产生的磁场相互作用，使所述转子与驱动线圈的交变磁场同步旋转，在该同步电动机中具有检测负荷的负荷检测装置，

所述负荷检测装置包括：设置成所述定子产生的交变磁场与转子产生的磁场两者交链的检测线圈。

11、如权利要求10所述的使用同步电动机的负荷检测装置，其特征在于，

负荷检测装置包括对检测线圈的输出信号整流平滑的电路。

12、如权利要求11所述的使用同步电动机的负荷检测装置，其特征在于，

负荷检测装置包括将检测线圈的输出信号整流平滑后的信号的电压变化变换为频率变化的电路。

13、如权利要求12所述的使用同步电动机的负荷检测装置，其特征在于，

变换电路由将直流信号作为触发电压的CR自激励振荡电路组成，并且设有该CR自激励振荡电路的电源电压与同步电动机驱动电源的电压成比例的装置。

14、如权利要求10所述的使用同步电动机的负荷检测装置，其特征在于，

设有温度补偿装置，通过与检测线圈邻接使驱动线圈的交变磁场以及转子磁场的感应电流抵消卷绕的温度补偿线圈，补偿所述检测线圈的输出随温度产生的误差。

15、一种负荷测定装置，其特征在于具有

同步电动机;

测定提供给该同步电动机绕组的电压与所述绕组所流过的电流的电压电流测定装置;

由所述电压所述电流的积求有效功率，并由所述电压的有效值与所述电流的有效值之积求视在功率，从所述有效功率与所述视在功率的相除运算功率因子的功率因子运算装置;

根据负荷与功率因子的相关关系将运算求得的所述功率因子变换为所述同步电动机负荷的负荷检测装置;

由所述功率因子的大小测定所述同步电动机的负荷大小。

16、如权利要求15所述的负荷测定装置，其特征在于具有，

测定同步电动机绕组电阻值的电阻测定装置;

由测定出的所述绕组电阻值对运算求得的上述功率因子进行温度修正的功率因子修正装置;

由负荷与功率因子的相关关系将修正后的所述功率因子变换为所述同步电动机负荷的负荷检测装置，

由所述功率因子的大小测定所述同步电动机负荷的大小。

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