JPH07337082A

JPH07337082A - 負荷検出装置付き同期モータ

Info

Publication number: JPH07337082A
Application number: JP6128608A
Authority: JP
Inventors: Toshiki Hanaoka; 歳樹花岡
Original assignee: Sankyo Seiki Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Nidec Instruments Corp
Priority date: 1994-06-10
Filing date: 1994-06-10
Publication date: 1995-12-22

Abstract

(57)【要約】【目的】同期モータにかかる負荷を特殊な検出装置を用
いない簡便な方法で検出できるようにするとともに電源
電圧の変動による誤差を微小にする。【構成】同期モータにおいて回転子による逆起電圧の位
相は回転子にかかる負荷トルクによって変化する。本発
明の構成は駆動コイルの磁束と回転子の磁束双方に鎖交
する検出コイルの出力信号を整流平滑しＣＲ自励発振回
路で周波数変換することで、同期モータの負荷トルクを
電気信号として検出する。さらに、モータ駆動電圧変動
による検出誤差を、ＣＲ自励発振回路の電源電圧をモー
タ駆動電圧と比例させることで補正する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交流インダクタモータ
やステッピングモータなどの家庭電化製品に用いられる
同期モータに関し，特に負荷を間接的に測定する負荷検
出装置を備えた同期モータに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、家庭用電子レンジ等に用いられる
重量検出装置は、ターンテーブルの回転軸にバネばかり
のような構造を設け、ターンテーブルの回転軸の上下動
変位を静電容量型や磁電変換型のセンサーにより電気信
号に変換することによって、ターンテーブル上の重量を
検出していた。

【０００３】図１４はコンデンサの電極間距離の力学的
な変位量を電気信号の変化に変換する装置である。即
ち、家庭用電子レンジに設けられたターンテーブル１０
０は回転軸１０１の先端に設置され、回転軸１０１の下
端はバネ１２０で支持された平板状導体１３１に回転可
能なように当接させ、調理物１０２およびターンテーブ
ル１００全体の荷重を支持している。回転軸１０１はモ
ータ１１０によって回転され、これによりターンテーブ
ル１００が回転駆動される。平板導体１３１には同じく
平板状導体１３２が対向しており、平板状導体１３１と
１３２によってコンデンサ１３０を構成している。調理
物の荷重は平板状導体１３１にかかるため調理物の荷重
が増加するにつれて平板状導体１３１、１３２間の距離
は短縮し、コンデンサとしての電気容量が増す。この変
化を適宜の電気回路によって電気信号に変換される。

【０００４】多くの場合、上記電気回路から出力される
重量検出信号はマイクロコンピュータ等で処理されるた
め、上記電気回路からの電気信号はアナログ信号よりも
デジタル信号、もしくはデジタル回路に親和性のある矩
形波信号で出力されるのが望ましい。そのために、前記
検出信号は矩形波の周波数変化として出力する場合が多
い。

【０００５】このような信号処理の場合、前記センサー
を発振回路の一部に用いると、簡単な回路で目的の動作
をさせることができる。たとえば、図１５に示すように
インバータ１３３と前記検出部のコンデンサ１３０によ
ってハートレイ型の発振回路が構成され、この回路によ
って信号処理ができるように構成されている。また、コ
イル型の場合も同様にコルピッツ型もしくはハートレイ
型の発振回路で信号処理ができる。また、ハートレイ型
やコルピッツ型以外の発振回路でも信号処理は可能であ
るが、部品点数や構成の容易性等からこれらに類似した
発振回路が多く採用されている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかし、このような重
量検出装置は長期間使用するとバネがへたるため、経時
的誤差が免れないほか、発振回路は電源電圧の変動によ
って発振周波数が大きく変化してしまう問題があった。

【０００７】

【発明の目的】そこで、本発明はバネを使用することな
く同期モータの基本特性の変化から負荷トルクを検出す
るとともに、電源電圧の変動による誤差成分を微小とす
ることができる電源回路を備えた負荷検出装置付き同期
モータを提供することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】交番磁場を発生する駆動
コイルの磁場に同期して回転子を回転させる同期モータ
において、上記交番磁場と上記回転子の磁場に鎖交する
ように検出コイルを設け、該検出コイルの出力信号を整
流平滑して略直流信号の電圧を周波数に変換する手段を
備え、該変換手段が前記直流信号をトリガ電圧とするＣ
Ｒ自励発振回路からなり、該ＣＲ自励発振回路の電源電
圧が前記同期モータの駆動電源の電圧に比例する手段を
設けたことを特徴としている。

【０００９】

【作用】同期モータの回転子にかかる負荷とモータ駆動
電源の電圧変化によって変化する検出コイルの出力交流
信号のうちモータ駆動電源に依存する部分を、ＣＲ自励
発振回路の電源電圧をモータ駆動電源の電圧に連動させ
ることで、自励発振のトリガ電圧を変化させて打ち消す
ように作用するので、出力信号が回転子にかかる負荷の
みに依存しモータ駆動電圧変動による誤差を微小にする
ことができる。

【００１０】

【実施例】以下、本発明に係る負荷検出装置付き同期モ
ータの実施例について図面を用いて説明する。なお、本
発明はモータ駆動電源の周波数が一定ならば、基本的に
いかなる用途に用いることも可能であるが、主として電
子レンジなど家庭用電化製品に用いて好適であり、以下
に、電子レンジのターンテーブルに用いた一実施例を以
下に説明する。

【００１１】図１３は電子レンジにおけるターンテーブ
ル回転駆動部周辺の説明図である。調理物３５を載置す
るための略皿状のターンテーブル３２はフランジ部分に
ローラ３３を各々回転自在にした複数の回転軸３４が設
けられ、ローラ３３を介して支持台３１に当接されるこ
とによって支持されている。回転軸３６は同期モータ４
０によって回転するように構成されている。回転軸３６
の先端はターンテーブル３２の嵌合部分に軸方向に移動
自在なように隙間ばめされ、回転運動のみが伝達するよ
うに回転軸３６に打ち込まれたピンが嵌合部分で軸方向
にスライドするように取り付けられている。このため、
ターンテーブル３２上の調理物３５の重量はローラ３３
によってのみ支えられ回転軸３６にはかからない。

【００１２】従って、調理物３５の重量はローラ３３と
支持台３１の転がり摩擦およびローラ３３と回転軸３４
による摩擦によって回転軸３６の回転方向の力となるこ
とから、同期モータ４０に対する負荷トルクとなる。な
お、回転軸３６がターンテーブル３２上の調理物３５の
重量を支持しない構造は、図１３に示すものが唯一のも
のではない。たとえば図示しないが回転軸３６先端の形
状を角柱にして、これをターンテーブル３２の中心に空
けた同形角型の穴に隙間ばめする構造も考えられる。

【００１３】以上のように、図１３に示す電子レンジの
ターンテーブルの支持および駆動の構成によれば、同期
モータ４０の回転軸３６の回転に対する負荷トルクはタ
ーンテーブル３２上の調理物３５の荷重に比例する。こ
の結果、調理物３５の荷重は同期モータ４０の回転軸３
６の負荷トルクを以てを測定することができ、負荷トル
クによる同期モータの動特性の変化を電気信号として取
り出すことで、ターンテーブル３２上の調理物３５の荷
重を検出することができる。ただし、典型的なターンテ
ーブルでは、調理物３５の質量が８ｋｇのとき負荷トル
クは約０．８Ｎｍになるため、数Ｗの小型同期モータで
直接回転させることは不可能である。従って、電子レン
ジ用同期モータの出力回転軸３６は、モータの回転子の
回転を輪列で減速し駆動トルクを増幅している。以下、
このような同期モータの負荷検出手段について詳述す
る。

【００１４】図１および図２は本発明の一実施例の構成
を示したものである。図２は組み立て説明図であり、図
１は図２のＡ−Ａ’の断面図である。まず、これらの図
にそってモータ部分の構成を説明する。

【００１５】回転子４１は、Ｎ極、Ｓ極が円周上に一定
ピッチで着磁されている。上下に分離できる構造の固定
子４２は、回転子４１を包み込む部分で櫛形になってお
り、この櫛形磁極４３の部分で駆動電源の交番電流によ
って交番磁場が生ずる。駆動電流を交番磁場に変換する
駆動コイル４４はボビン４６に巻き回され、固定子４２
の櫛形磁極４３の周囲に設置されている。検出コイル４
５はボビン４６に巻き回された駆動コイル４４の上から
必要回数巻き回する。これらコイルの外側には駆動コイ
ル４４の磁路が櫛形磁極４３周辺以外で切断されないよ
うに、軟鉄などの高透磁率物質のシールドケース４７が
設けられている。回転子４１の磁場は、櫛形磁極４３か
ら固定子４２およびシールドケース４７内部を通過する
ため検出コイル４５は駆動電流の交番磁場と回転子４１
の磁場とに鎖交することになる。

【００１６】回転子４１の着磁ピッチは、櫛形電極４３
の櫛のピッチと同一であるため、回転子４１が回転する
と固定子４２内部を通過する回転子４１に因る磁場は交
番磁場となる。このため、回転子４１の回転は駆動コイ
ル４５と検出コイル４４の双方に逆起電圧を生じさせ
る。

【００１７】次に、以上の構成からなる同期モータの磁
気的および電気的な振る舞いを説明する。図３は図１と
図２の電磁気的な振る舞いを説明するための電気的等価
回路である。即ち、駆動コイル４４と検出コイル４５は
一種のトランスを構成しているが、トランスと異なる点
は回転子４１による逆起電圧が発生することである。駆
動コイル４４の自己インダクタンスをＬ1 とし検出コイ
ル４５の自己インダクタンスをＬ2 とする。さらに、駆
動コイル４４と検出コイル４５の相互インダクタンスを
Ｍとし、駆動コイル４４に発生する逆起電圧をＥ1 、検
出コイル４５に発生する逆起電圧をＥ2 とする。さら
に、逆起電圧Ｅ1 とＥ2 の位相は回転子４１にかかる負
荷が増加するに従って遅れる。なぜならば、回転子４１
の回転位相が負荷の増加によって遅れるからである。同
期モータの場合、同期がはずれるとモータは脱調して停
止してしまうため、回転子４１が正常に回転しているか
ぎりその回転は駆動電源の周波数に比例し、回転子４１
の回転位相は駆動電源の位相にある位相差を持って同期
しているのが特徴である。

【００１８】図１の駆動コイル４４は、内部抵抗ｒ1 と
インダクタンスＬ1 に分解することができ、検出コイル
４５も同様に内部抵抗ｒ2 とインダクタンスＬ2 に分解
できる。さらに、前述のごとく、この両者は相互インダ
クタンスＭを持っている。従って、電気的等価回路は図
３のように表すことができる。つまり、駆動コイル４４
には逆起電圧源Ｅ1 、検出コイル４５には逆起電圧源Ｅ
2 が生じる。駆動コイル４４には電圧源Ｖp が接続さ
れ、検出コイル４５には負荷抵抗ＲL が接続される。負
荷変化を感知した結果はＲL の電圧降下ＶOUT として検
出される。

【００１９】ここで、駆動コイル４４の電流をＩ1 、検
出コイル４５の電流をＩ2 とすると、検出コイル４５側
の電圧は図４に示すような電圧ベクトル図として描くこ
とができる。駆動コイル４４の電流Ｉ1 をＸ軸に平行に
とると、相互インダクタンスＭによる起電力はＩ1 に対
し直角になり、大きさはωＭＩ1 となると共に、回転子
４１による逆起電圧Ｅ2 がある角度を持って加わる。こ
のとき、回路を一周すれば電圧の総和は「０」になるか
ら、ベクトルＥ’はＰ点を始点とし原点を終点とするベ
クトルになる。ベクトルＥ’は相互インダクタンスＭと
逆起電圧Ｅ2 以外の成分に因るものであるから、ｒ2 と
Ｌ2 、ＲL によって生成される電圧である。インダクタ
ンスＬ2 による電圧ωＬ2 Ｉ2 は抵抗成分の電圧（ｒ2
＋ＲL ）Ｉ2 に対して直交しているから、ベクトル
Ｅ’、ωＬ2 Ｉ2 、（ｒ2 ＋ＲL ）Ｉ2 が形成する三角
形は直角三角形である。しかも、直角をはさむ両辺の比
率は回路の機構によって一義的に定まるものであるか
ら、逆起電圧Ｅ2 が変化しその結果Ｅ’が変化しても変
わらない。

【００２０】ここで、回転子４１に負荷を加えたときの
振る舞いを図４を使って説明する。図５は異なる負荷が
加えられているときのベクトルを重ね合わせて描いたも
のである。前述のように回転子４１に負荷が加えられる
と逆起電圧Ｅ2 の位相が遅れるため、逆起電圧Ｅ₂の先
端はＰからＰ’へ変化する。上記のように直角三角形△
ＯＰＱと△ＯＰ’Ｑ’は相似である。ＰはＣを中心とす
る半径｜Ｅ₂｜の円周上を移動する。もし、図５のよう
にＰがＰ’に変化したとすると、三角形の一辺の長さは
△ＯＰ’Ｑ’の方が明らかに△ＯＰＱより小さくなる。
よって、△ＯＰ’Ｑ’と△ＯＰＱは相似であるから、Ｏ
Ｑ’＜ＯＱである。図６は図５からＯＱとＯＱ’を抜き
出して大きさを比較したものであるが、この図からも一
目瞭然であり、また計算によってもＯＱ’＜ＯＱとなる
ことが確認できる。

【００２１】ただし、この関係が成り立つのはベクトル
ＯＣとＥ₂の角度が図５の関係にあるときだけである。
即ち、逆起電圧Ｅ₂が第１象現にある場合のみである
が、同期モータではＥ2 が動き得る範囲は第１象現に限
られる。なぜならば、回転子４１が電源の位相に先んじ
て回転することはありえないので、ＯＣを越えて第２象
現に現れることはない。一方、負荷をかけると回転子４
１の回転位相が遅延するのでＩ₁に対する角度が減少す
るが、０近傍になると脱調し回転子４１の回転は停止す
るため、第４象現に現れることもない。このように負荷
の増加に応じて検出コイル４５が出力する電圧は振幅が
減少する。通常、位相の変化に比べて振幅の変化の方が
大きく、振幅を電気的に処理した方が簡単である。

【００２２】図７および図８はこのモータから出力され
る信号の振幅を周波数変化に変換する回路の実施例を示
している。即ち、交流信号の実効電圧はダイオードブリ
ッジで全波整流しコンデンサで平滑すれば簡単に求める
ことができる。また、計算機処理では電圧変化よりもパ
ルスの周波数変化で負荷の換算結果が出力される方が便
利である。この場合、ＶＦ変換回路でこの電圧をある規
定のキャリア周波数を持った矩形波信号の周波数変化に
変換することで対応することができる。そのような信号
処理は図７に示すＣＲ自励発振回路６３（以下、発振回
路）で行うことができる。図７の発振回路６３はシグネ
ティックス社（現フィリップス社）製のＩＣであるＮＥ
５５５などを用いて図８に示すような回路６５の構成と
することもできる。ただし、この場合性能は図７の回路
６３に劣る。

【００２３】以下、図７に従って動作を説明するが、以
下の説明では部品名をその部品の回路定数として用い
る。回路の構成は整流回路６１、平滑回路６２、発振回
路６３、発振回路部電源６４からなる。整流回路６１は
ダイオードＤ1 _|4 のダイオードブリッジであり、平滑
回路６２はＣ1 とＲ1 から成る。発振回路６３は２つの
コンパレータＵ1 、Ｕ2 およびＲＳフリップフロップＵ
3 といくつかのＣＲから成る。発振回路６３の電源は発
振回路部電源６４から供給される。平滑回路６２のＲ1
は適度にＣ1 の電荷を放電させ負荷変動に平滑後の電圧
が追従するようにするためのものである。もしこれがな
ければ、Ｃ1 の電荷の放電はコンパレータＵ1 の入力を
通じてしか行われないため、負荷変動に対する応答が緩
慢になる。

【００２４】発振回路６３の動作原理はコンデンサＣf
と抵抗Ｒf および放電用トランジスタＱ1 による充放電
であり、タイムチャートを用いて動作原理を詳述する。
図９は図７における回路各部の信号のタイムチャートで
あり、図１０は図８のタイムチャートである。ＮＥ５５
５を用いた発振回路６５の動作原理も図７と殆ど同じで
あるが、充放電のトリガ電圧の設定方法が異なるため、
信号の波形も図９と図１０に示す如く異なる。

【００２５】ここで、図７と図９を用いて、発振の原理
と検出コイル４５の振幅減少で周波数が上昇する原理を
詳述する。まず、同期モータ４０の検出コイル４５が出
力する交流信号を整流回路６１と平滑回路６２によって
直流信号ＶTH1 に変換する。この信号は発振回路６３の
コンパレータＵ1 のネガティブ入力端子（以下、−端
子）に結合されている。コンパレータＵ1 のポジティプ
入力端子（以下、＋端子）はコンデンサＣf の１端子に
接続されている。コンデンサＣf のこの端子には発振回
路部電源６４から抵抗Ｒf を介して電流が供給されるよ
うになっている。また、この端子にはトランジスタＱ1
のコレクタとコンパレータＵ2 の−端子が接続されてい
る。

【００２６】コンパレータＵ2 のプラス端子は抵抗Ｒ4
とＲ3 による分圧回路に接続されている。この分圧回路
によってコンパレータＵ2 の＋端子の電圧は発振回路部
電源が供給する電源電圧のＲ3 ／（Ｒ3 ＋Ｒ4 ）の電圧
ＶTL1 となる。トランジスタＱ1 はＲＳフリップフロッ
プＵ3 のバーＱ端子によってＯＮ／ＯＦＦされるが、Ｒ
ＳフリップフロップＵ3 はコンパレータＵ1 とＵ2 によ
って状態がトグルされるようになっている。コンデンサ
Ｃf の他端子とトランジスタＱ1 のエミッタはともにグ
ランドに接続されている。コンデンサＣf のコンパレー
タに接続されている側の端子の電圧をＶＣとする。尚、
発振が始まる瞬間の動作は不要であるため、ここでは発
振がすでに安定している状態のある一周期について述べ
る。

【００２７】発振回路６３の状態にはコンデンサＣf に
電荷を充電する状態と放電する状態の２つ状態がある。
この２つの状態が自励的にトグルすることで発振する。
まず、充電状態から説明する。充電が開始されるのは、
トランジスタＱ₁がＯＦＦ状態になった瞬間からであ
る。トランジスタＱ1 がＯＦＦになるにはＲＳフリップ
フロップＵ3 がセットの状態になってバーＱ端子が０に
なった状態であり、これはコンパレータＵ2 によってセ
ットされる。コンパレータＵ2 がセット信号を出力する
ためにはコンデンサＣf の端子電圧ＶＣがＶTL1 以下に
ならなければならないが、充電状態以前の状態は後に説
明する放電状態であり、この状態ではコンデンサＣf の
端子電圧ＶＣは下降を続けていて、トリガ電圧ＶTL1 に
トリガ電圧ＶTH1 の側から接近しているはずである。コ
ンデンサＣf の端子電圧ＶＣがトリガ電圧ＶTL1 に一致
した瞬間にコンパレータＵ2 がセット信号をＲＳフリッ
プフロップに対して出力する。ゆえに、充電状態におけ
るコンデンサＣf の端子電圧ＶＣの初期電圧はトリガ電
圧ＶTL1 に一致しているはずである。

【００２８】この状態において、トランジスタＱ1 はＯ
ＦＦでありコンパレータの各端子は入力インピーダンス
が十分高いために電流は流れない。そのためにコンデン
サＣf には抵抗Ｒf を介して電荷が供給される。その結
果、コンデンサＣf の端子電圧ＶＣは時定数Ｃf Ｒf で
上昇する。この様子はタイムチャート図９の１段目のＶ
Ｃ信号の太線にて示す波形において時間とともに上昇す
る部分である。図に示すように充電状態の式場対はトリ
ガ電圧ＶTL1 である。また、タイムチャート図９の２段
目ベース電圧はトランジスタＱ1 のベース電圧、即ち、
ＲＳフリップフロップＵ3 のバーＱ端子の信号を示すも
のであり、３段目はＲＳフリップフロップＵ3 のＱ端子
の信号を示すものである。充電状態ではＲＳフリップフ
ロップＵ3 のＱ端子およびバーＱ端子は図に示すように
それぞれ１と０を維持する。

【００２９】コンデンサＣf の端子電圧ＶＣがこのまま
上昇してゆくとトリガ電圧ＶTH1 に達する。この時、コ
ンパレータＵ1 がＲＳフリップフロップＵ3 に対してリ
セット信号を送出しＲＳフリップフロップＵ3 をリセッ
トの状態にする。ＲＳフリップフロップＵ3 のバーＱ端
子の信号は１に転ずるため、トランジスタＱ1 がＯＮに
なり発振回路６３の状態は放電状態となる。この状態で
はコンデンサＣf の電荷がトランジスタＱ1 を通じて放
電される。トランジスタＱ₁のコレクタ電流Ｉｃはコン
デンサＣf の電荷の分と抵抗Ｒf を通じて流れる成分か
らなるが、コレクタ電流Ｉｃが十分大きければコンデン
サＣf の放電は短時間に行われる。従って、コンデンサ
Ｃf の端子電圧ＶＣはトリガ電圧ＶTH1 から下降を始め
る。タイムチャート図９の１段目ＶＣ信号の太線で示す
波形において、この状態は時間軸に対して電圧が下降し
ている部分である。また、ＲＳフリップフロップＵ3 の
Ｑ端子バーＱ端子はタイムチャート図９の３段目２段目
に示すように、それぞれ０と１の状態になる。以上のよ
うにコンデンサＣf の端子電圧がトリガ電圧ＶTH1から
トリガ電圧ＶTL1 の間を往復するようにコンパレータＵ
2 とＵ3 でスイッチングするのがこの回路の特徴であ
る。

【００３０】さて、ここで、回転子４１に働く負荷が増
加して、検出コイル４５が出力する交流信号の振幅が低
下した場合を説明する。以上の説明のように検出コイル
４５の振幅の低下はコンパレータＵ1 のトリガ電圧の低
下に変換される。仮に、トリガ電圧ＶTH1 がトリガ電圧
ＶTH2 に低下したとすると、発振の原理はまったく同じ
であるから、タイムチャート図９の１段目の細線の波形
に示すようにトリガ電圧ＶTL1 （もしくはＶTL2 ）から
ＶTH2 の間の往復となるためＲＳフリップフロップＵ3
のセット／リセットのトグル周期が短くなり出力信号の
周波数が上昇する。

【００３１】以上が基本動作の説明であるが、図８に示
すＮＥ５５５を用いた発振回路６５もほぼ同様な原理で
動作する。詳細には図示しないが、発振回路６５が図７
の発振回路６３と異なるのは、前述のトリガ電圧の設定
方法と放電時間調整用の抵抗ＲB の存在である。発振回
路６５では図７に示すコンパレータＵ1 とＵ2 に対応す
るコンパレータのトリガ電圧を、抵抗３本で電源電圧Ｖ
ＣＣを３等分して得ている。コンパレータＵ1 に対応す
る方のトリガ電圧は（２／３）ＶＣＣであり、コンパレ
ータＵ₂に対応する方のトリガ電圧は（１／３）ＶＣＣ
になっている。平滑回路６２からくる直流信号は（２／
３）ＶＣＣの分岐点に直接接続されている。したがっ
て、図７と異なり内部抵抗が低く図７の回路より感度が
悪い。

【００３２】一方、コンデンサＣf 周辺の接続も若干異
なり、図７と比較するならば、図８のコンデンサＣf は
図７でもコンデンサＣf であり、図８の抵抗ＲA は図７
では抵抗Ｒf に相当する。図８の抵抗ＲB に相当する抵
抗は図７には無い。ＲB は放電状態におけるコンデンサ
Ｃf の放電時間を調整するためのものである。図７のト
ランジスタＱ1 のコレクタは発振回路６５では７番ピン
に相当する。発振回路６５ではこのようにトリガ電圧が
電源電圧と平滑回路６２の直流信号によって決定され、
しかも、平滑回路６２の直流信号の影響は上限トリガ電
圧ＶTH1 のみならず下限トリガ電圧ＶTL1 にも影響す
る。さらに、放電時間もＲB によって長くなるため、タ
イムチャート図１０に示すような波形となる。コスト的
に余裕があるならばＮＥ５５５を用いた発振回路６５よ
りも図７の回路６３を用いた方が望ましい。

【００３３】さて、ここで問題となるのは、モータ駆動
電源５０の電圧が変化した場合である。以上の説明では
電源電圧がまったく変化しないことを前提に説明をして
きたので、発振回路部電源には言及しなかった。以下、
この問題ついて、図４および図７と図１１を用いて述べ
る。図１１は図７のコンデンサＣf の端子電圧ＶＣの波
形を図示するものである。図１１に示す波形１は検出コ
イル４５のある信号レベルにおける上述の基本動作を示
すものである。図のように波形１はトリガ電圧ＶTH1 か
らＶTL1 の間を推移している。

【００３４】図７に示す回路構成では、前述のようにト
リガ電圧ＶTH1 は検出コイル４５の信号のみに依存し、
トリガ電圧ＶTL1 は発振回路部電源６４の電圧のみに依
存する。ゆえに、もしモータ駆動電源５０の電圧が低下
すると、図４に示すＩ1 が低下するためωＭＩ1 も低下
し、よって（ｒ2 ＋ＲL ）Ｉ2 も低下する。電圧Ｒ_LＩ2
が回路に入力される信号であるから、モータ駆動電源
５０の電圧低下はトリガ電圧ＶTH1 の低下になる。回路
にとってこの電圧の低下は、何等かの手段を設けない限
り負荷トルク増加に起因する低下と区別できないため、
出力信号の周波数は上昇する。その様子は図１１に示す
ように、トリガ電圧ＶTH1 だけがトリガ電圧ＶTH2 に低
下することにより、コンデンサＣf の端子電圧ＶＣの波
形が波形２のようになることで生ずる。

【００３５】この周波数の上昇を補正するためにトリガ
電圧ＶTL1 を低下させトリガ電圧ＶTL2 とすることによ
り大幅に補正することができる。トリガ電圧ＶTL1 をト
リガ電圧ＶTL2 に補正する補正量は概ねモータ駆動電源
５０の電圧の変化量に比例する。したがって、トリガ電
圧ＶTL1 の補正量がモータ駆動電源５０の電圧変化量に
概略比例するように発振回路部電源回路を構成すればよ
い。しかし、最も低コストでこの目的を達成するには、
図７の発振回路部電源６４に示すように変圧トランスＴ
1 と整流素子Ｄ5 _|8 および平滑コンデンサＣ2 で構成
すればよい。このような直流電源回路は電子回路におい
て電圧レギュレータの前段に設けられているので、レギ
ュレート以前の電圧が発振回路６３が要求する電圧にな
っていれば改めて構成する必要も無く、きわめて簡単に
目的を達することができる。図７の回路は、結果的に検
出コイル４５の出力信号からモータ駆動電源５０の電圧
依存分を差動で差し引くような作用を持っている。

【００３６】なお、図７においてコンパレータＵ1 、Ｕ
2 とＲＳフリップフロップＵ3 の電源を明示していない
が、発振回路部電源６４から直接供給しても良いし、レ
ギュレータを通してレギュレートした後の電源を供給し
ても良い。当然、後者の方が周辺回路に与える影響が少
ないのでより良好であることはいうまでもない。

【００３７】一方、ＮＥ５５５を用いた図８の動作はト
リガ電圧の設定方法が図７と異なる上、発振回路部電源
６４の電圧と検出コイル４５に因る直流電圧の複合作用
で決まるため動作が複雑であるが、図７で説明したよう
な現象は図８でも生ずる。従って、上記の方法はＮＥ５
５５を用いた図８の場合も適用することができる。図７
および図８の発振回路部電源６４の構成はコスト的に余
裕があるならば調整しやすいように図１２のような構成
にした方がよい。

【００３８】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、同期モータにおいては駆動コイルが発生する
磁場と回転子が発生する磁場にコイルを鎖交させること
で、モータにかかる負荷変化に対して単調減少する振幅
を持った信号を得ることができるため、バネなど経時変
化する機構部材を用いることなく同期モータの負荷を検
出することができ、さらに、ＣＲ自励発振回路のトリガ
電圧をモータ駆動電源電圧に連動させることで、モータ
駆動電源の変動による検出誤差を微小にすることができ
る。

【００３９】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例による機構部の説明図図２のＡ
−Ａ’の断面図である。

【図２】本発明の実施例による機構部の説明図である。

【図３】機構部の電気的等価回路図である。

【図４】電気的等価回路の電圧ベクトル図である。

【図５】負荷の変化に対する電圧ベクトルの変化を示す
ベクトル図である。

【図６】負荷の変化に対する出力信号の変化の比較図で
ある。

【図７】本発明の実施例による検出回路の回路図であ
る。

【図８】本発明の実施例によるＮＥ５５５を用いた検出
回路の回路図である。

【図９】回路図図７の各部信号のタイムチャートであ
る。

【図１０】回路図図８の各部信号のタイムチャートであ
る。

【図１１】回路図図７において電源補正の方法を説明す
るためのタイムチャートである。

【図１２】本発明の実施例による別種の発振回路部電源
の回路図である。

【図１３】本発明を用いて好適な電子レンジターンテー
ブルの構造の説明図である。

【図１４】従来の例を示す説明図である。

【図１５】従来の発振回路を示す回路図である。

【符号の説明】

３２ターンテーブル４０同期モータ４１回転子４２固定子４３固定子の櫛形磁極４４駆動コイル４５検出コイル５０モータ駆動電源６０負荷検出回路６１整流回路６２平滑回路６３発振回路（ＶＦ変換回路）６４発振回路部電源

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０２Ｋ 21/14 ＭＨ０２Ｐ 5/00 Ｒ 5/28 ３０３Ｌ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交番磁場を発生する駆動コイルの磁場に同
期して回転子を回転させる同期モータにおいて、上記交
番磁場と上記回転子の磁場に鎖交するように検出コイル
を設け、該検出コイルの出力信号を整流平滑した略直流
信号電圧を周波数に変換する手段を備え、該変換手段が
前記直流信号をトリガ電圧とするＣＲ自励発振回路から
なり、該ＣＲ自励発振回路の電源電圧が前記同期モータ
の駆動電源の電圧に比例する手段を設けたことを特徴と
する負荷検出装置付き同期モータ。