CN111033998A - 交流直流转换电路 - Google Patents

Abstract

在使用降压型的交流直流转换电路输出高直流电压的同时，将交流输入的功率因数维持得较高。交流直流转换电路(1)具有输入部(11)、输出部(17)、第1副交流直流转换电路(13)以及第2副交流直流转换电路(15)。第1副交流直流转换电路(13)具有：电感元件(L)，其一端经由开关电路(SW)与第1输入端子(I1)连接；第1电容器元件(C1)，其一端与电感元件(L)的另一端连接，另一端与第1输出端子(O1)连接；第1整流元件(D1)，其阴极侧与第2输入端子(I2)连接，阳极侧与第1输出端子(O1)连接。第2副交流直流转换电路(15)具有：电感元件(L)；开关电路(SW)；第2电容器元件(C2)，其一端与电感元件(L)的另一端连接，另一端与第2输出端子(O2)连接；以及第2整流元件(D2)，其阳极侧与第2输入端子(I2)连接，阴极侧与第2输出端子(O2)连接。

Description

交流直流转换电路

技术领域

本发明涉及交流直流转换电路。

背景技术

以往，公知有将输入的交流电压转换为具有比该交流电压的峰值电压低的电压的直流电压的降压型的交流直流转换电路。例如，在专利文献1中公开了以下电路：利用被PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)控制的开关要素对由桥接二极管进行全波整流后的交流电压进行“斩波”，从而输出具有由PWM控制下的脉冲的占空比决定的大小的直流电压。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2012-169126号公报

发明内容

发明要解决的课题

在专利文献1的降压型的交流直流转换电路中，尤其是，在由于存在对交流输入进行整流的整流电路而导致输入到该电路的交流输入的电压的绝对值比该电路所输出的直流电压低的情况下，在输入侧不再有电流流动。

其结果为，交流输入的电压波形与电流波形不一致，交流输入的功率因数变低。尤其是，输出的直流电压越接近交流输入的峰值电压，交流输入的功率因数越低。

本发明的目的在于，在使用降压型的交流直流转换电路输出高直流电压的同时，将交流输入的功率因数维持得较高。

用于解决课题的手段

本申请的例示的一个实施方式的交流直流转换电路具有输入部、输出部、第1副交流直流转换电路以及第2副交流直流转换电路。输入部具有第1输入端子和第2输入端子。输出部具有第1输出端子和第2输出端子。

第1副交流直流转换电路具有电感元件、第1电容器元件以及第1整流元件。电感元件的一端经由开关元件与第1输入端子连接。第1电容器元件的一端与电感元件的另一端连接，并且该第1电容器元件的另一端与第1输出端子连接。第1整流元件的阴极侧的一端与第2输入端子连接，并且该第1整流元件的阳极侧的另一端与第1输出端子连接。

第2副交流直流转换电路具有电感元件、开关元件、第2电容器元件以及第2整流元件。第2电容器元件的一端与电感元件的另一端连接，并且该第2电容器元件的另一端与第2输出端子连接。第2整流元件的阳极侧的一端与第2输入端子连接，并且该第2整流元件的阴极侧的另一端与第2输出端子连接。

发明效果

在本申请的例示的一个实施方式的交流直流转换电路中，作为降压型的交流直流转换电路的第1副交流直流转换电路的第1电容器元件与作为降压型的交流直流转换电路的第2副交流直流转换电路的第2电容器元件在第1输出端子与第2输出端子之间串联连接。因此，两个降压型的副交流直流转换电路分别将向输出部输出的直流电压分压。由此，与使用一个副交流直流转换电路来输出同一直流电压的情况相比，相对于向输入部输入的交流输入的一个周期，能够增长各副交流直流转换电路的整流元件处于接通状态的时间。其结果为，能够进一步提高交流输入的功率因数。

附图说明

图1是示出实施方式1的交流直流转换电路的结构的图。

图2是交流电源的火线侧的电位和中性线侧的电位的时序图。

图3是示出开关元件的开关信号的时序图。

图4A是示出交流输入电压为正并且开关元件为接通状态时的电流的流动的图。

图4B是示出交流输入电压为正并且开关元件为断开状态时的电流的流动的图。

图5A是示出交流输入电压为负并且开关元件为接通状态时的电流的流动的图。

图5B是示出交流输入电压为负并且开关元件为断开状态时的电流的流动的图。

图6是示出在实施方式1的交流直流转换电路中流动的输入电流的图。

图7是示出实施方式1的交流直流转换电路的输出电压的图。

图8是示出比较例的交流直流转换电路的结构的图。

图9是示出在比较例的交流直流转换电路中流动的输入电流的图。

图10是示出实施方式2的交流直流转换电路的结构的图。

图11是示出实施方式3的交流直流转换电路的结构的图。

图12是示出实施方式4的交流直流转换电路的结构的图。

图13是示出实施方式5的交流直流转换电路的结构的图。

图14是示出实施方式6的交流直流转换电路的结构的图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。另外，本发明的范围不限于以下的实施方式，能够在本发明的技术思想的范围内任意变更。

在以下的说明中，电位或电压的“过零点”是指交流电位或电压成为0V的时机。“交流周期”是指呈正弦波状变化的电压或电流的相位从基准的相位起前进2π(弧度)所花费的时间。电压、电流等的“符号”是指电压、电流等的正负。例如，“负电压”的符号是“-(负)”，“正电压”的符号是“+(正)”。

“开关周期”是指在开关元件等中周期性地切换接通状态和断开状态时的周期。“占空比”是指开关元件等处于接通状态的时间长度与开关周期的比例。

在使用附图的说明中，“上侧”是指表示附图的纸面的上方，“下侧”是指表示附图的纸面的下方。

(实施方式1)

[1-1.整体结构]

图1是示出实施方式1的交流直流转换电路的整体结构的图。交流直流转换电路1具有输入部11、第1副交流直流转换电路13、第2副交流直流转换电路15、输出部17以及控制电路19。

输入部11是将交流电源PS与第1副交流直流转换电路13和第2副交流直流转换电路15连接的连接端子。在本实施方式中，交流电源PS是具有第1极P1和第2极P2这两个极的单相的交流电源。

在本实施方式中，如图2的上侧的图所示，交流电源PS的第1极P1是电位按照规定的交流周期呈正弦波状变化的火线侧的极。以后，将火线侧的电位设为“VL”。因此，能够用A*sin{(2π/T)*t}这一式子来表示火线侧的电位VL。其中，“T”是交流周期。“t”是任意的时间。“A”是火线侧的电位VL的振幅。

另一方面，如图2的下侧的图所示，第2极P2是电位相对于时间不变化的中性线侧的极。以后，将中性线侧的电位设为“VN”。中性线侧的电位VN例如始终维持为恒定电位B(V)。例如，中性线侧的电位VN始终维持为0V。

交流电源PS例如是通常所提供的家庭用或商用的交流电源、逆变器电源、交流发电机等。另外，输入部11也可以经由变压器(未图示)与交流电源PS连接。在该情况下，输入部11被输入比从交流电源PS输出的电压低或高的电压。

交流电源PS具有两个极，因此本实施方式的输入部11具有第1输入端子I1和第2输入端子I2这两个端子。第1输入端子I1与交流电源PS的第1极P1连接。另一方面，第2输入端子I2与交流电源PS的第2极P2连接。

由此，交流电源PS在第1输入端子I1与第2输入端子12之间输出交流输入电压V_in，该交流输入电压V_in是由火线侧的电位VL与中性线侧的电位VN的电位差(VL-VN)决定的。能够使用表示火线侧的电位VL和中性线侧的电位VN的上述式子而将交流输入电压V_in表示为例如A*sin{(2π/T)*t}-B这一数学式。

第1副交流直流转换电路13是存在于图1中双点划线所包围的部位的电路，在第1输入端子I1的电位高于第2输入端子I2的电位(VL＞VN)时、即交流输入电压V_in为正电压时，该第1副交流直流转换电路13将从输入部11输入的交流输入电压V_in转换为直流电压而作为第1直流输出电压V_out1输出。

第2副交流直流转换电路15是存在于图1中单点划线所包围的部位的电路，在第1输入端子I1的电位低于第2输入端子12的电位(VL＜VN)时、即交流输入电压V_in为负电压时，该第2副交流直流转换电路15将从输入部11输入的交流输入电压V_in转换为直流电压而作为第2直流输出电压V_out2输出。

后面对本实施方式的第1副交流直流转换电路13和第2副交流直流转换电路15的电路结构进行详细说明。

输出部17具有第1输出端子O1和第2输出端子O2，在该第1输出端子O1与该第2输出端子O2之间连接有由交流直流转换电路1驱动的负载LO。负载LO例如是马达、照明设备、各种电子设备、蓄电池等。在负载LO为马达的情况下，可以在第1输出端子O1、第2输出端子O2与负载LO之间适当地连接逆变器电路。另外，在负载LO为电子设备或蓄电池的情况下，可以在第1输出端子O1、第2输出端子O2与负载LO之间适当地连接转换器电路。

控制电路19例如是包含有PWM信号产生电路、电位测量电路和/或电流测量电路的硬件、或者是将这些电路形成在芯片上的SoC(System on Chip：片上系统)。控制电路19对第1副交流直流转换电路13和第2副交流直流转换电路15进行控制。另外，控制电路19也可以测量第1输入端子I1的电位、即交流输入电压V_in。

或者，控制电路19也可以是包含有CPU、存储元件(RAM、ROM等)、A/D接口、D/A接口等的计算机系统。在该情况下，可以是，可由控制电路19执行的程序对开关电路SW的接通状态和断开状态进行控制。另外，控制电路19的存储元件可以存储该程序。

此外，控制电路19也可以具有能够与外部的装置连接的接口。在该情况下，可以是，与该接口连接的外部的装置经由控制电路19对开关电路SW的接通状态和断开状态进行控制。

[1-2.第1副交流直流转换电路的结构]

以下，使用图1对第1副交流直流转换电路13的电路结构进行说明。如图1所示，第1副交流直流转换电路13具有电感元件L、开关电路SW、第1电容器元件C1以及第1整流元件D1。

电感元件L是具有电感成分的元件。电感元件L例如是线圈。电感元件L的一端经由开关电路SW与第1输入端子I1连接。

通过电感元件L经由开关电路SW与第1输入端子I1(交流电源PS)连接，电感元件L、开关电路SW以及第1输入端子I1串联连接。

开关电路SW是如下的元件：按照比交流输入电压V_in的频率高的频率重复地切换接通状态和断开状态，从而将电感元件L与第1输入端子I1之间高速地连接或切断。本实施方式的开关电路SW优选为在双向具有高耐压性的双向开关。因此，作为本实施方式的开关电路SW，例如使用如下的开关电路：该开关电路构成为通过组合多个MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor：金属-氧化物-半导体场效应晶体管)、MOSFET以外的场效应晶体管、双极晶体管、IGBT(InsulatedGate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)以及晶闸管等具有开关特性的半导体元件和/或二极管而能够进行双向动作。当在开关电路SW中使用MOSFET的情况下，栅极成为开关电路SW的控制极。

另外，例如，在交流直流转换电路1的工作功率较小的情况等、不需要在双向具有高耐压性的情况下，开关电路SW也可以仅由具有上述的开关特性的半导体元件构成。

第1电容器元件C1例如是电解电容器等具有比较大的电容的电容器。第1电容器元件C1的一端连接到电感元件L的与开关电路SW连接的一侧的相反侧。另一方面，第1电容器元件C1的另一端与第1输出端子O1连接。

第1电容器元件C1通过重复进行充电、放电而在两端产生大致恒定的第1直流输出电压V_out1，其中，该充电是利用从交流电源PS经由电感元件L提供的电流而进行的，该放电是通过向负载LO提供电力等而进行的。即，第1电容器元件C1在第1副交流直流转换电路13中作为“平滑电容器”发挥功能。

第1整流元件D1的阴极侧与第2输入端子I2连接，阳极侧与第1输出端子O1连接。因此，第1整流元件D1在第1输入端子I1的电位高于第2输入端子I2的电位时、即交流输入电压V_in为正时，成为导通状态，使第1副交流直流转换电路13进行动作。

第1副交流直流转换电路13还具有第3整流元件D3。第3整流元件D32的阴极侧连接到开关电路SW与电感元件L之间。另外，阳极侧与第1输出端子O1连接。

由此，当在第1副交流直流转换电路13进行动作的期间开关电路SW成为了断开状态的情况下，第3整流元件D3与电感元件L和第1电容器元件C1一同形成闭合电路。其结果为，在开关电路SW为断开状态时，能够使电流在由电感元件L、第1电容器元件C1以及第3整流元件D3形成的闭合电路中流动。

第1整流元件D1和第3整流元件D3例如是PN二极管、肖特基势垒二极管等二极管。

通过具有上述的结构，第1副交流直流转换电路13能够构成在交流输入电压V_in为正时进行动作的降压斩波型交流直流转换电路。即，第1副交流直流转换电路13在交流输入电压V_in为正电压时，能够将交流输入电压V_in转换为第1直流输出电压V_out1，该第1直流输出电压V_out1是交流输入电压V_in的峰值的绝对值以下的直流电压。

在降压斩波型的第1副交流直流转换电路13中，输出第1直流输出电压V_out1的第1电容器元件C1和电感元件L经由开关电路SW与交流电源PS连接。由此，能够避免在第1副交流直流转换电路13开始动作时冲击电流流动到第1电容器元件C1等。

例如，在交流直流转换电路1开始动作时，开关电路SW为断开状态。因此，即使在将交流电源PS接通时比交流输入电压V_in大的过电压施加于输入部11，该过电压也不会施加于第1电容器元件C1等。由此，能够避免由于该过电压而产生的冲击电流流动到第1副交流直流转换电路13所包含的元件。

[1-3.第2副交流直流转换电路的结构]

以下，使用图1对第2副交流直流转换电路15的电路结构进行说明。如图1所示，第2副交流直流转换电路15具有第2电容器元件C2、第2整流元件D2、上述的电感元件L以及开关电路SW。

第2电容器元件C2例如是电解电容器等具有比较大的电容的电容器。第2电容器元件C2的一端连接到电感元件L的与开关电路SW连接的一侧的相反侧。另一方面，第2电容器元件C2的另一端与第2输出端子O2连接。

第2电容器元件C2通过重复进行充电、放电而在两端产生大致恒定的第2直流输出电压V_out2，其中，该充电是利用从交流电源PS经由电感元件L提供的电流而进行的，该放电是通过向负载LO提供电力等而进行的。即，第2电容器元件C2在第2副交流直流转换电路15中作为“平滑电容器”发挥功能。

通过第2电容器元件C2的一端与电感元件L连接、并且另一端与第2输出端子O2连接，第1副交流直流转换电路13的第1电容器元件C1和第2电容器元件C2串联连接于第1输出端子O1与第2输出端子O2之间。

第2整流元件D2的阳极侧与第2输入端子I2连接，阴极侧与第2输出端子O2连接。因此，第2整流元件D2在第1输入端子I1的电位低于第2输入端子I2的电位时、即交流输入电压V_in为负时，成为导通状态，使第2副交流直流转换电路15进行动作。

第2副交流直流转换电路15还具有第4整流元件D4。第4整流素9子D4的阳极侧连接到开关电路SW与电感元件L之间。另外，阴极侧与第2输出端子O2连接。

由此，当在第2副交流直流转换电路15进行动作的期间开关电路SW成为了断开状态的情况下，第4整流元件D4与电感元件L和第2电容器元件C2一同形成闭合电路。其结果为，在开关电路SW为断开状态时，能够使电流在由电感元件L、第2电容器元件C2以及第4整流元件D4形成的闭合电路中流动。

第2整流元件D2和第4整流元件D4例如是PN二极管、肖特基势垒二极管等二极管。

通过具有上述的结构，第2副交流直流转换电路15能够构成在交流输入电压V_in为负时进行动作的降压斩波型的交流直流转换电路。即，第2副交流直流转换电路15在交流输入电压V_in为负电压时，能够将交流输入电压V_in转换为第2直流输出电压V_out2，该第2直流输出电压V_out2是交流输入电压V_in的峰值的绝对值以下的直流电压。

在降压斩波型的第2副交流直流转换电路15中，与第1副交流直流转换电路13同样地能够避免在将交流电源PS接通并使第2副交流直流转换电路15开始动作时冲击电流流动到第2电容器元件C2等。

如图1所示，电感元件L和开关电路SW由第1副交流直流转换电路13和第2副交流直流转换电路15共有。由此，能够减少交流直流转换电路1的元件数量。

[1-4.实施方式1的交流直流转换电路的效果]

在交流直流转换电路1中，第1电容器元件C1与第2电容器元件C2串联连接。另外，在第1电容器元件C1中产生第1直流输出电压V_out1，在第2电容器元件C2中产生第2直流输出电压V_out2。由此，交流直流转换电路1能够在第1输出端子O1与第2输出端子O2之间输出第1直流输出电压V_out1与第2直流输出电压V_out2相加的电压V_out1+V_out2作为输出电压V_out。

另外，在交流直流转换电路1中，第1副交流直流转换电路13只要在交流输入电压V_in为正时进行动作即可，另外，第2副交流直流转换电路15只要在交流输入电压V_in为负时进行动作即可。这意味着，只要在各副交流直流转换电路中对交流输入电压V_in进行半波整流即可。因此，在第1副交流直流转换电路13和第2副交流直流转换电路15中分别只存在一个决定这些副交流直流转换电路中的电流方向的整流元件。

由此，与具有桥接二极管的交流直流转换电路相比，交流直流转换电路1能够减少由于在对整流元件施加了规定的值以上的电压的状态下电流流动而产生的导通损耗。

此外，如图1所示，在交流直流转换电路1中，电感元件L的一端、第3整流元件D3的阴极侧以及第4整流元件D4的阳极侧经由开关电路SW连接到与交流电源PS的第1极P1连接的第1输入端子I1。

由此，能够避免在开关电路SW在接通状态与断开状态之间切换时，与第3整流元件D3的阳极侧连接的第1输出端子O1或与第4整流元件D4的阴极侧连接的第2输出端子O2的电位急剧变化而产生共模噪声。

[1-5.实施方式1的交流直流转换电路的动作]

以下，对实施方式1的交流直流转换电路1的动作进行说明。在本实施方式中，控制电路19对于图3的上侧的图所示的交流输入电压V_in而向开关电路SW的控制极输入图3的下侧的图所示那样的周期比交流周期短的脉冲状的开关信号。由此，开关电路SW按照比交流周期短的周期重复地切换接通状态和断开状态。即，开关电路SW的接通状态和断开状态是以比交流输入电压V_in的频率高的频率进行切换的。在本实施方式中，将开关电路SW设为接通状态的开关信号是具有规定的电压值的正电压。另一方面，将开关电路SW设为断开状态的开关信号是0电压。

另外，控制电路19通过输出图3的下侧的图所示那样的开关信号而使用PWM控制来切换开关电路SW的接通状态和断开状态。具体而言，控制电路19向开关电路SW所包含的开关元件的控制极输出如下的开关信号：在交流输入电压V_in的绝对值小时，增大占空比，在交流输入电压V_in的绝对值大时，减小占空比。

另外，优选为，控制电路19在交流输入电压V_in为正时的半个周期内的、交流输入电压V_in的绝对值大于第1直流输出电压V_out1时，输出上述的开关信号。另一方面，优选为，在交流输入电压V_in为负时的半个周期内的、交流输入电压V_in的绝对值大于第2直流输出电压V_out2时，输出上述的开关信号。

即使在交流输入电压V_in的绝对值小于第1直流输出电压V_out1或第2直流输出电压V_out2时输出开关信号而使开关电路SW成为接通状态，第1整流元件D1和第2整流元件D2也能够阻止电流从第1电容器元件C1或第2电容器元件C2向交流电源PS逆流，但通过在交流输入电压V_in的绝对值小于第1直流输出电压V_out1或第2直流输出电压V_out2时不输出开关信号，能够避免使开关电路SW进行无用的动作。

[1-5-1.交流输入电压为正时的动作]

以下，对交流输入电压V_in为正时的交流直流转换电路1的动作进行说明。在交流输入电压V_in为正(VL＞VN)时，当第1输入端子I1的电位VL高于第1电容器元件C1的与电感元件L连接的一侧的电位V_out1+VN时，第1整流元件D1的阳极侧的电位大于阴极侧的电位(VN)。其结果为，第1整流元件D1成为导通状态，第1副交流直流转换电路13进行动作。

另一方面，在交流输入电压V_in为正时，第2整流元件D2的阳极侧的电位(VN)小于阴极侧的电位，因此第2整流元件D2为非导通状态。即，第2副交流直流转换电路15停止动作。

如果在第1输入端子I1的电位VL高于第1电容器元件C1的与电感元件L连接的一侧的电位V_out1+VN时开关电路SW成为接通状态，则如图4A所示，交流电源PS使输入电流i_in从第1极P1依次通过(1)第1输入端子I1、(2)开关电路SW、(3)电感元件L、(4)第1电容器元件C1、(5)第1整流元件D1、(6)第2输入端子I2而向第2极P2流动。由于存在电感元件L，因此该情况下的输入电流i_in的绝对值相对于时间大致线性地增加。

另一方面，如果在交流输入电压V_in为正并且其绝对值大于V_out1时开关电路SW成为断开状态，则电感元件L从交流电源PS切断，因此交流电源PS不再输出输入电流i_in。

另一方面，在由电感元件L、第1电容器元件C1以及第3整流元件D3形成的闭合电路中，如图4B所示，环流电流按照(1)电感元件L、(2)第1电容器元件C1、(3)第3整流元件D3的顺序流动。该环流电流借助在开关电路SW为接通状态的期间蓄积于电感元件L中的能量而流动。当上述的环流电流流动时，蓄积于电感元件L中的能量被消耗，因此该环流电流随着时间而减小。

像上述那样，在高速地切换开关电路SW的接通状态和断开状态时，能够通过调整接通状态的时间与断开状态的时间之比而对输入电流i_in进行调整。即，能够通过调整占空比而对输入电流i_in进行调整，尤其是，只要将输入电流i_in控制为与输入电压波形成比例，就能够改善输入功率因数。

另外，一方面，利用上述的输入电流i_in和环流电流对第1电容器元件C1进行充电，另一方面，蓄积于第1电容器元件C1中的电荷通过第2电容器元件C2而被负载LO消耗。如果充电电荷量的时间平均大于负载消耗的时间平均，则第1电容器元件C1的两端的电位差(电压)增加，如果充电电荷量的时间平均小于负载消耗的时间平均，则第1电容器元件C1的两端的电位差(电压)下降。

因此，输入电流i_in流动的时间与不流动的时间的比例、即开关电路SW高速地切换接通状态和断开状态时的占空比决定了在第1电容器元件C1的两端产生的电压。

通过将占空比调整为使输入电流波形在短期内为高功率因数、并且将占空比调整为使第1直流输出电压V_out1在长期时间平均上大致恒定，能够进行高功率因数的交流直流转换控制。

如图6的下侧的图所示，在交流输入电压V_in为正的半个周期内的交流输入电压V_in大于第1直流输出电压V_out1的期间，从交流电源PS输出的输入电流i_in的平均值对应于交流输入电压V_in而进行增减。另一方面，在交流输入电压V_in为正的半个周期内的其他期间，输入电流i_in为0。

[1-5-2.交流输入电压为负时的动作]

接下来，对交流输入电压V_in为负时的交流直流转换电路1的动作进行说明。在交流输入电压V_in为负(VL＜VN)时，当第2输入端子I2的电位VN高于第2电容器元件C2的与第2输出端子O2连接的一侧的电位V_out2+VL时，第2整流元件D2的阳极侧的电位(VN)大于阴极侧的电位。其结果为，第2整流元件D2成为导通状态，第2副交流直流转换电路15进行动作。

另一方面，在交流输入电压V_in为负时，第1整流元件D1的阴极侧的电位(VN)大于阳极侧的电位，因此第1整流元件D114为非导通状态。即，第1副交流直流转换电路13停止动作。

如果在第2输入端子I2的电位VN高于第2电容器元件C2的与第2输出端子O2连接的一侧的电位V_out2+VL时开关电路SW成为接通状态，则如图5A所示，交流电源PS使输入电流i_in从第2极P2依次通过(1)第2输入端子I2、(2)第2整流元件D2、(3)第2电容器元件C2、(4)电感元件L、(5)开关电路SW、(6)第1输入端子I1而向第1极P1流动。由于存在电感元件L，因此该情况下的输入电流i_in的绝对值相对于时间大致线性地增加。

另一方面，如果在交流输入电压V_in为负并且其绝对值大于V_out2时开关电路SW成为断开状态，则电感元件L从交流电源PS切断，因此交流电源PS不再输出输入电流i_in。

另一方面，在由电感元件L、第4整流元件D4以及第2电容器元件C2形成的闭合电路中，如图5B所示，环流电流按照(1)电感元件L、(2)第4整流元件D4、(3)第2电容器元件C2的顺序流动。该环流电流借助在开关电路SW为接通状态的期间蓄积于电感元件L中的能量而流动。当上述的环流电流流动时，蓄积于电感元件L中的能量被消耗，因此该环流电流随时间而减小。

如上所述，在高速地切换开关电路SW的接通状态和断开状态时，能够通过调整接通状态的时间与断开状态的时间之比而对输入电流i_in进行调整。即，能够通过调整占空比而对输入电流i_in进行调整，尤其是，只要将输入电流i_in控制为与输入电压波形成比例，就能够改善输入功率因数。

另外，一方面，利用上述的输入电流i_in和环流电流对第2电容器元件C2进行充电，另一方面，蓄积于第2电容器元件C2中的电荷通过第1电容器元件C1而被负载LO消耗。如果充电电荷量的时间平均大于负载消耗的时间平均，则第2电容器元件C2的两端的电位差(电压)增加，如果充电电荷量的时间平均小于负载消耗的时间平均，则第2电容器元件C2的两端的电位差(电压)降低。

因此，输入电流i_in流动的时间与不流动的时间的比例、即开关电路SW高速地切换接通状态和断开状态时的占空比决定了在第2电容器元件C2的两端产生的电压。

通过将占空比调整为使输入电流波形短期内为高功率因数、并且将占空比调整为使第2直流输出电压V_out2在长期时间平均上大致恒定，能够进行高功率因数的交流直流转换控制。

另外，在本实施方式中，交流输入电压V_in为正时的占空比的平均值与交流输入电压V_in为负时的占空比的平均值相同。但是，不限于此，也可以使该占空比的平均值在交流输入电压V_in为正时与为负时不同。

另一方面，如图6的下侧的图所示，在交流输入电压V_in为负的半个周期内，从交流电源PS输出的输入电流i_in的平均值对应于交流输入电压V_in而进行增减。但是，在交流输入电压V_in的绝对值小于第2直流输出电压V_out2的期间，输入电流i_in不流动。

如上所述，在本实施方式的交流直流转换电路1中，第1电容器元件C1和第2电容器元件C2串联连接于第1输出端子O1与第2输出端子O2之间。因此，通过在第1电容器元件C1中产生恒定的第1直流输出电压V_out1、在第2电容器元件C2中产生恒定的第2直流输出电压V_out2，交流直流转换电路1能够像图7所示那样在交流输入电压V_in的一个周期的范围内、在第1输出端子O1与第2输出端子O2之间输出第1直流输出电压V_out1与第2直流输出电压V_out2相加的恒定的电压(V_out1+V_out2)作为输出电压V_out。

另外，以上描述了如下的方法：在交流输入电压V_in为正时，按照使第1直流输出电压V_out1的时间平均值大致恒定的方式进行控制，在交流输入电压为负时，按照使第2直流输出电压V_out2的时间平均值大致恒定的方式进行控制。但是，作为其他方法，也可以按照以下方式进行控制：不依赖于交流输入电压V_in的正负，使输出电压V_out的时间平均值大致恒定。在采用该方法的情况下，无需监视V_out1和V_out2双方，仅监视V_out即可，因此能够简化电压检测电路。

另外，作为降压斩波电路的第1副交流直流转换电路13和第2副交流直流转换电路15分别最大能够输出与交流输入电压V_in的峰值电压相等的第1直流输出电压V_out1和第2直流输出电压V_out2。其结果为，实施方式1的交流直流转换电路1在第1输出端子O1与第2输出端子O2之间最大能够输出交流输入电压V_in的峰值电压的2倍的直流电压作为输出电压V_out。

如上所述，作为能够输出比交流输入电压V_in大的直流电压的电路，例如，存在升压斩波型的交流直流转换电路。在升压斩波型的交流直流转换电路中，与输出端子并联连接的电容器元件经由电感元件与交流电源连接。因此，在升压斩波型的交流直流转换电路中，在将交流电源接通时，有时冲击电流从交流电源经由电感元件流到与电容器元件和/或输出端子连接的负载。为了避免冲击电流流到构成电路的元件或负载，通常的升压斩波型的交流直流转换电路例如具有用于抑制冲击电流的热敏电阻。

另一方面，在作为降压斩波电路的第1副交流直流转换电路13和第2副交流直流转换电路15中，如图1所示，电感元件L、第1电容器元件C1以及第2电容器元件C2经由开关电路SW与交流电源PS连接。因此，在第1副交流直流转换电路13和第2副交流直流转换电路15中，在将交流电源PS接通时，冲击电流不会流到电感元件L、第1电容器元件C1以及第2电容器元件C2。

因此，实施方式1的交流直流转换电路1不需要热敏电阻等用于抑制冲击电流的元件就能够避免产生冲击电流，并且能够在第1输出端子O1与第2输出端子O2之间输出比交流输入电压V_in的峰值电压高的直流电压。

此外，像后面所详细说明那样，比较实施方式1的交流直流转换电路1与现有的降压斩波型的交流直流转换电路，在对于具有同一峰值的交流输入电压V_in而输出同一直流电压的情况下，输入电流i_in在交流直流转换电路1中流动的期间比输入电流在现有的降压斩波型的交流直流转换电路中流动的期间长。

这是因为，被输入同一交流输入电压V_in的第1副交流直流转换电路13和第2副交流直流转换电路15将输出电压V_out分压为第1直流输出电压V_out1和第2直流输出电压V_out2。其结果为，相对于交流输入电压V_in的一个周期，能够使在本实施方式的交流直流转换电路1中交流输入电压V_in比第1直流输出电压V_out1或第2直流输出电压V_out2大的时间长于在现有的降压斩波型的交流直流转换电路中交流输入电压V_in比输出电压V_out(V_out1+-V_out2)大的时间。

如上所述，输入电流i_in对应于交流输入电压V_in的增减而进行增减，因此通过使输入电流i_in流动更长时间，实施方式1的交流直流转换电路1能够使输入电流i_in的波形更接近交流输入电压V_in的波形。即，在对于同一输入电压而输出同一输出电压的情况下，实施方式1的交流直流转换电路1能够按照比现有的降压斩波型的交流直流转换电路高的功率因数进行动作。

(2.比较例)

以下，在图8所示那样的通常的降压斩波型的交流直流转换电路中，对输入与在实施方式1所说明的交流输入电压V_in相同的交流输入电压V_in、输出同一大小的输出电压V_out1+V_out2的情况下的动作进行说明。

图8所示的降压斩波型的交流直流转换电路具有：桥接二极管BD′，其对交流电源PS′所输出的交流输入电压V_in进行全波整流；电感元件L′，其经由开关电路SW′与桥接二极管BD′连接；电容器元件C′，其一端与第1输出端子O1′连接，另一端与第2输出端子O2′连接；以及整流元件D′，其阳极侧与第1输出端子O1′连接，阴极侧连接到电感元件L′与开关电路SW′之间。

在图8所示的降压斩波型的交流直流转换电路中，当向桥接二极管BD′输入交流输入电压V_in并且在第1输出端子O1′与第2输出端子O2′之间输出V_out1+V_out2的直流的输出电压的情况下，如图9的下侧的图的粗实线所示，在交流输入电压V_in的绝对值大于V_out1+V_out2时，输入电流流动。

因此，在图8所示的降压斩波型的交流直流转换电路中，输入电流流动的时间与交流输入电压V_in的一个周期的比例小于实施方式1的交流直流转换电路1的。其结果为，在图8所示的降压斩波型的交流直流转换电路中流动的输入电流的波形比在实施方式1的交流直流转换电路1中流动的输入电流i_in的波形(在图9的下侧的图中用虚线来表示)偏离交流输入电压V_in。即，在对于同一输入电压而输出同一输出电压的情况下，图8所示的降压斩波型的交流直流转换电路的功率因数低于实施方式1的交流直流转换电路1的功率因数。

(3.实施方式2)

在上述实施方式1中，开关电路SW由第1副交流直流转换电路13和第2副交流直流转换电路15共有。因此，实施方式1的交流直流转换电路1仅具有一个开关电路SW。但是，不限于此，也可以针对第1副交流直流转换电路13和第2副交流直流转换电路15单独设置开关元件。

具体而言，如图10所示，实施方式2的交流直流转换电路2具有开关电路SW″，该开关电路SW″具有串联连接的第1开关元件SW1和第2开关元件SW2。另外，开关电路SW″具有与第1开关元件SW1并联连接的第5整流元件D5以及与第2开关元件SW2并联连接的第6整流元件D6。

第5整流元件D5的阳极侧的一端连接到第1开关元件SW1与第2开关元件SW2之间，阴极侧的另一端连接到第1开关元件SW1的与第1输入端子I1连接的一侧。第6整流元件D6的阳极侧的一端连接到第1开关元件SW1与第2开关元件SW2之间，阴极侧的另一端连接到第2开关元件SW2的与电感元件L连接的一侧。其结果为，如图10所示，第5整流元件D5的阳极侧和第6整流元件D6的阳极侧共同连接到第1开关元件SW1与第2开关元件SW2之间。

第5整流元件D5和第6整流元件D6分别可以是独立的元件(例如，二极管)，也可以是形成于第1开关元件SW1和第2开关元件SW2内部的整流元件(被称为主体二极管、寄生二极管等)。在第1开关元件SW1和第2开关元件SW2为NMOS-FET的情况下，第5整流元件D5的阳极侧和第6整流元件D6的阳极侧分别与第1开关元件SW1的源极和第2开关元件SW2的源极连接。由此，第1开关元件SW1和第2开关元件SW2的源极彼此与共同的节点连接。

因此，通过将第5整流元件D5的阳极侧和第6整流元件D6的阳极侧共同连接到第1开关元件SW1与第2开关元件SW2之间，能够共用第1开关元件SW1和第2开关元件SW2的栅极驱动电源。这是因为，通过将第1开关元件SW1的源极与第2开关元件SW2的源极共同连接起来，能够在第1开关元件SW1和第2开关元件SW2中共用栅极驱动电源的接地端。

在图10所示的开关电路SW″中，也可以与上述情况相反地，第5整流元件D5的阴极侧和第6整流元件D6的阴极侧共同连接到第1开关元件SW1与第2开关元件SW2之间。在该情况下，也可以使第1开关元件SW1与第2开关元件SW2的连接顺序与图10所示的情况相反。具体而言，可以将第2开关元件SW2配置在比第1开关元件SW1靠近第1输入端子I1的一侧的位置。

在实施方式2中，在使第1副交流直流转换电路13进行动作时、即第1输入端子I1的电位VL高于第2输入端子I2的电位VN时，控制电路19通过PWM控制而高速地切换第1开关元件SW1的接通状态和断开状态。另一方面，在使第2副交流直流转换电路15进行动作时、即第1输入端子I1的电位VL低于第2输入端子I2的电位VN时，通过PWM控制而高速地切换第2开关元件SW2的接通状态和断开状态。

在上述的开关电路SW″中，在切换一个开关元件的接通状态和断开状态的期间，另一个开关元件可以维持接通状态，也可以维持断开状态。

在交流输入电压V_in为正(VL＞VN)时，当第1开关元件SW1成为接通状态时，在第2开关元件SW2维持断开状态的情况下，输入电流i_in向第1开关元件SW1和第6整流元件D6流动。另一方面，在第2开关元件SW2维持接通状态的情况下，输入电流i_in向第1开关元件SW1和第2开关元件SW2流动。

另一方面，在交流输入电压V_in为负(VL＜VN)时，当第2开关元件SW2成为接通状态，在第1开关元件SW1维持断开状态的情况下，输入电流i_in向第2开关元件SW2和第5整流元件D5流动。另一方面，在第1开关元件SW1维持接通状态的情况下，输入电流i_in向第2开关元件SW2和第1开关元件SW1流动。

如上所述，通过在对一个开关元件进行PWM控制的期间将另一个开关元件维持为接通状态，能够减少由于输入电流i_in向第5整流元件D5或第6整流元件D6流动而产生的导通损耗。

另外，当在对一个开关元件进行PWM控制的期间将另一个开关元件维持为接通状态的情况下，优选为，在交流输入电压V_in到达过零点并经过了规定的时间之后、或者在交流输入电压V_in通过过零点之后达到了规定的电压时，设为接通状态，并且在刚要到达下一个过零点之前的时机，设为断开状态。由此，即使在检测过零点时产生误差，也能够防止在到达过零点之前开始接通状态和/或在到达过零点之后结束接通状态这样的错误动作。

在开关电路SW″中，通过第1开关元件SW1的根据开关动作而进行电连接或电切断的两端与第5整流元件D5并联连接、并且第2开关元件SW2的根据开关动作而进行电连接或电切断的两端与第6整流元件D6并联连接，能够使输入电流i_in在交流输入电压V_in的过零点附近通过第5整流元件D5或第6整流元件D6而流动。其结果为，能够在交流输入电压V_in的过零点实现交流直流转换电路2的顺畅的控制。

另外，在第1开关元件SW1和第2开关元件SW2是MOSFET的情况下，第1开关元件SW1和第2开关元件SW2的“根据开关动作而进行电连接或电切断的两端”是指这些开关元件的源极和漏极。

(4.实施方式3)

在实施方式3中，也可以如图11所示，交流直流转换电路3还具有第3开关元件SW3和第5开关元件SW5。第3开关元件SW3的根据开关动作而进行电连接或电切断的两端中的一端与第1输出端子O1连接，另一端与第3整流元件D3的阳极侧连接。即，第3开关元件SW3与第3整流元件D3串联连接在电感元件L与第1输出端子O1之间。控制电路19在第2副交流直流转换电路15进行动作的期间、即交流输入电压V_in为负时，将第3开关元件SW3设为断开状态。

另一方面，第5开关元件SW5的根据开关动作而进行电连接或电切断的两端中的一端与第2输出端子O2连接，另一端与第4整流元件D4的阴极侧连接。即，第5开关元件SW5与第4整流元件D4串联连接在电感元件L与第2输出端子O2之间。控制电路19在第1副交流直流转换电路13进行动作的期间、即交流输入电压V_in为正时，将第5开关元件SW5设为断开状态。

通过具有上述的第3开关元件SW3和第5开关元件SW5，交流直流转换电路3能够在第1输出端子O1与第2输出端子O2之间输出比交流输入电压V_in的绝对值的峰值小的输出电压Vout。

以下，作为例子，考虑以下情况：在不具备第3开关元件SW3和第5开关元件SW5的交流直流转换电路中，输出比交流输入电压V_in的绝对值的峰值小的输出电压V_out。在交流输入电压V_in为正(VL＞VN)而第1副交流直流转换电路13进行动作的期间，当交流电源PS的第1极P1的电位VL大于第2输出端子O2的电位(V_out+VN)时，电流会在第4整流元件D4中流动，对第2电容器元件C2进行充电。其结果为，无法在第1输出端子O1与第2输出端子O2之间输出比交流输入电压V_in的绝对值的峰值小的电压。

另一方面，在交流输入电压V_in为负(VL＜VN)而第2副交流直流转换电路15进行动作的期间，当第1极P1的电位VL小于第1输出端子O1处的电位(VN-V_out)时，电流会在第3整流元件D3中流动，对第1电容器元件C1进行充电。其结果为，无法在第1输出端子O1与第2输出端子O2之间输出比交流输入电压V_in的绝对值的峰值小的电压。

因此，在实施方式3的交流直流转换电路3中，通过在交流输入电压V_in为正而第1副交流直流转换电路13进行动作的期间将第5开关元件SW5设为断开状态，能够避免在第1极P1的电位VL大于V_out+VN时电流向第4整流元件D4流动。另外，通过在交流输入电压V_in为负而第2副交流直流转换电路15进行动作的期间将第3开关元件SW3设为断开状态，能够避免在第1极P1的电位VL小于VN-V_out时电流向第3整流元件D3流动。

通过在第1极P1的电位VL大于V_out+VN时电流不向第4整流元件D4流动、并且在小于VN-V_out时电流不向第3整流元件D3流动，能够避免第1电容器元件C1和第2电容器元件C2通过电感元件L以外的路径进行充电，能够在第1输出端子O1与第2输出端子O2之间输出比交流输入电压V_in的绝对值的峰值小的输出电压V_out。

如图11所示，第7整流元件D7可以与第3开关元件SW3并联连接，第8整流元件D8可以与第5开关元件SW5并联连接。在该情况下，第7整流元件D7和第8整流元件D8分别可以是独立的元件，也可以是形成于第3开关24元件SW3和第5开关元件SW5内部的整流元件(寄生二极管、主体二极管)。

另外，第3整流元件D3和第3开关元件SW3只要串联连接即可，它们的连接关系也可以与图11相反。即，也可以是，第3整流元件D3的阳极侧与第1输出端子O1连接，阴极侧与第3开关元件SW3的一端连接，第3开关元件SW3的另一端与电感元件L连接。

与上述情况同样地，第4整流元件D4与第5开关元件SW5只要串联连接即可，它们的连接关系也可以与图11相反。即，第4整流元件D4的阴极侧与第2输出端子O2连接，阳极侧与第5开关元件SW5的一端连接，第5开关元件SW5的另一端与电感元件L连接。

此外，也可以是，第3开关元件SW3和第5开关元件SW5能够以比实施方式1的开关电路SW和/或实施方式2的第1开关元件SW1及第2开关元件SW2低的速度进行开关动作。作为第3开关元件SW3和第5开关元件SW5，通过使用低速动作的开关元件，能够使交流直流转换电路3便宜。

(5.实施方式4)

在实施方式4中，也可以如图12所示，交流直流转换电路4还具有第4开关元件SW4和第6开关元件SW6。第4开关元件SW4的根据开关动作而进行电连接或电切断的两端中的一端与第3整流元件D3的阳极侧连接，另一端与第3整流元件D3的阴极侧连接。即，第4开关元件SW4与第3整流元件D3并联连接。

第6开关元件SW6的根据开关动作而进行电连接或电切断的两端中的一端与第4整流元件D4的阳极侧连接，另一端与第4整流元件D4的阴极侧连接。即，第6开关元件SW6与第4整流元件D4并联连接。

在实施方式4的交流直流转换电路4中，控制电路19在第1输入端子I1的电位VL高于第2输入端子I2的电位VN的情况下、即交流输入电压V_in为正时，在第1开关元件SW1从接通状态转变为断开状态之后的规定的时机，将第4开关元件SW4设为接通状态。另外，在第1开关元件SW1从断开状态向接通状态转变之前的规定的时机，将第4开关元件SW4设为断开状态。

由此，在交流输入电压V_in为正而第1副交流直流转换电路13进行动作的期间，当第1开关元件SW1成为断开状态而环流电流在由电感元件L、第1电容器元件C1、第3整流元件D3(第4开关元件SW4)形成的闭合电路中流动时，该环流电流通过第4开关元件SW4。其结果为，能够减少由于该环流电流向第3整流元件D3流动而产生的导通损耗。

另一方面，控制电路19在第1输入端子I1的电位VL低于第2输入端子I2的电位VN的情况下、即交流输入电压V_in为负时，在第2开关元件SW2从接通状态转变为断开状态之后的规定的时机，将第6开关元件SW6设为接通状态。另外，在第2开关元件SW2从断开状态向接通状态转变之前的规定的时机，将第6开关元件SW6设为断开状态。

由此，在交流输入电压V_in为负而第2副交流直流转换电路15进行动作的期间，当第2开关元件SW2成为断开状态而环流电流在由电感元件L、第2电容器元件C2以及第4整流元件D4(第6开关元件SW6)形成的闭合电路中流动时，该环流电流通过第6开关元件SW6。其结果为，能够减少由于该环流电流向第4整流元件D4流动而产生的导通损耗。

在上述的交流直流转换电路4中，第3整流元件D3和第4整流元件D4分别可以是独立的元件(例如，二极管)，也可以是形成于第4开关元件SW4和第6开关元件SW6内部的整流元件(主体二极管、寄生二极管)。

(6.实施方式5)

在实施方式5中，也可以如图13所示，交流直流转换电路5还具有第7开关元件SW7和第8开关元件SW8。第7开关元件SW7的根据开关动作而进行电连接或电切断的两端中的一端与第1整流元件D1的阳极侧连接，另一端与第1整流元件D1的阴极侧连接。即，第7开关元件SW7与第1整流元件D1并联连接。

第8开关元件SW8的根据开关动作而进行电连接或电切断的两端中的一端与第2整流元件D2的阳极侧连接，另一端与第2整流元件D2的阴极侧连接。即，第8开关元件SW8与第2整流元件D2并联连接。

在实施方式5的交流直流转换电路5中，控制电路19在第1输入端子I1的电位VL高于第2输入端子I2的电位VN即交流输入电压V_in为正而第1整流元件D1从非导通状态成为导通状态之后的规定的时机，将第7开关元件SW7设为接通状态。另外，在第1输入端子I1的电位VL低于第2输入端子I2的电位VN而第1整流元件D1从导通状态成为非导通状态之前的规定的时机，将第7开关元件SW7设为断开状态。

由此，在交流输入电压V_in为正而第1副交流直流转换电路13进行动作的期间，输入电流i_in通过第7开关元件SW7。其结果为，能够减少由于输入电流i_in向第1整流元件D1流动而产生的导通损耗。

另一方面，控制电路19在第1输入端子I1的电位VL低于第2输入端子I2的电位VN即交流输入电压V_in为负而第2整流元件D2从非导通状态成为导通状态之后的规定的时机，将第8开关元件SW8设为接通状态。另外，在第1输入端子I1的电位VL高于第2输入端子I2的电位VN而第2整流元件D2从导通状态成为非导通状态之前的规定的时机，将第8开关元件SW8设为断开状态。

由此，在交流输入电压V_in为负而第2副交流直流转换电路15进行动作的期间，输入电流i_in通过第8开关元件SW8。其结果为，能够减少由于输入电流i_in向第2整流元件D2流动而产生的导通损耗。

通过具有上述的第7开关元件SW7和第8开关元件SW8，交流直流转换电路5能够在第1副交流直流转换电路13进行动作的期间，使第2输入端子I2、即交流电源PS的第2极P2和第1输出端子O1为导通状态，能够在第2副交流直流转换电路15进行动作的期间，使交流电源PS的第2极P2和第2输出端子O2为导通状态。其结果为，能够使第1输出端子O1和第2输出端子O2的电位稳定，从而抑制产生噪声。

如图13所示，通过将开关元件与构成交流直流转换电路5的各整流元件并联连接，能够在交流直流转换电路5整体减少由于电流向整流元件流动而导致的导通损耗。

在上述的实施方式5的交流直流转换电路5中，在交流输入电压V_in为正而第1副交流直流转换电路13进行动作的期间，在交流输入电压V_in低于第1电容器元件C1的两端之间的电压的情况下，将第2开关元件SW2或第7开关元件SW7中的任意开关元件设为断开状态。由此，在交流输入电压V_in低于第1电容器元件C1的两端之间的电压时，无论第1开关元件SW1是否为断开状态，都能够避免从第1电容器元件C1朝向第1输入端子I1的方向上的逆电流流动。

另一方面，在交流输入电压V_in为负而第2副交流直流转换电路15进行动作的期间，在交流输入电压V_in的绝对值低于第2电容器元件C2的两端之间的电压的情况下，将第1开关元件SW1或第8开关元件SW8中的任意开关元件设为断开状态。由此，在交流输入电压V_in的绝对值低于第2电容器元件C2的两端之间的电压时，无论第2开关元件SW2是否为断开状态，都能够避免从第1输入端子I1朝向第2电容器元件C2的方向上的逆电流流动。

(7.实施方式6)

在上述实施方式1～5中，电感元件L由第1副交流直流转换电路13和第2副交流直流转换电路15共有。因此实施方式1～5的交流直流转换电路1～5仅具有一个电感元件L。但是，不限于此，也可以如图14所示，针对第1副交流直流转换电路13′和第2副交流直流转换电路15′设置单独的电感元件。在该情况下，第1副交流直流转换电路13′和第2副交流直流转换电路15′分别构成独立的降压斩波电路。

具体而言，第1副交流直流转换电路13′具有第1开关元件SW1′、第1电感元件L1、第1电容器元件C1′、第1整流元件D1′以及第3整流元件D3′。第1开关元件SW1′的根据开关动作而进行电连接或电切断的两端中的一端与第1输入端子I1连接。第1电感元件L1连接到第1开关元件SW1′的与第1输入端子I1连接的一侧的相反侧的另一端。

第1电容器元件C1′的一端与第1电感元件L1的与第1开关元件SW1′连接的一侧的相反侧的另一端连接，另一端与第1输出端子O1连接。第1整流元件D1′的阳极侧与第1输出端子O1连接，阴极侧与第2输入端子I2连接。

第2副交流直流转换电路15′具有第2开关元件SW2′、第2电感元件L2、第2电容器元件C2′、第2整流元件D2′以及第4整流元件D4′。第2开关元件SW2′的根据开关动作而进行电连接或电切断的两端中的一端与第1输入端子I1连接。第2电感元件L2连接到第2开关元件29SW2′的与第1输入端子I1连接的一侧的相反侧的另一端。

第2电容器元件C2′的一端连接到第2电感元件L2的与第2开关元件SW2′连接的一侧的相反侧的另一端。另外，第2电容器元件C2′的该一端与第1电容器元件C1′连接。第2电容器元件C2′的另一端与第2输出端子O2连接。由此，第1电容器元件C1′和第2电容器元件C2′在第1输出端子O1与第2输出端子O2之间串联连接。

第2整流元件D2′的阴极侧与第2输出端子O2连接，阳极侧与第2输入端子I2连接。

在具有上述的结构的交流直流转换电路6，控制电路(在图14中未图示)在第1输入端子I1的电位VL高于第2输入端子I2的电位VN的情况下，通过PWM控制来切换第1开关元件SW1′的接通状态和断开状态。由此，第1副交流直流转换电路13′进行动作。

具体而言，在第1输入端子I1的电位VL高于第2输入端子I2的电位VN的情况下，当第1开关元件SW1′成为接通状态时，输入电流i_in按照(1)第1输入端子I1、(2)第1开关元件SW1′、(3)第1电感元件L1、(4)第1电容器元件C1′、(5)第1整流元件D1′、(6)第2输入端子I2的顺序流动。另一方面，在第1开关元件SW1′为断开状态时，环流电流在由第1电感元件L1、第1电容器元件C1′以及第3整流元件D3′构成的闭合电路中流动。该环流电流的绝对值随时间而减小。

如上所述，在高速地切换第1开关元件SW1′的接通状态和断开状态时，能够通过调整接通状态的时间与断开状态的时间之比而对输入电流i_in进行调整。尤其是，只要将输入电流i_in控制为与输入电压波形成比例，就能够改善输入功率因数。

另外，一方面，利用上述的输入电流i_in和环流电流对第1电容器元件C1′进行充电，另一方面，蓄积于第1电容器元件C1′中的电荷通过第2电容器元件C2′而被负载LO消耗。如果充电电荷量的时间平均大于负载消耗的时间平均，则第1电容器元件C1′的两端的电位差(电压)增加，如果充电电荷量的时间平均小于负载消耗的时间平均，则第1电容器元件C1′的两端的电位差(电压)降低。

因此，输入电流i_in流动的时间与不流动的时间的比例、即第1开关元件SW1′高速地切换接通状态和断开状态时的占空比决定了在第1电容器元件C1′的两端产生的电压。

通过将占空比调整为使输入电流波形在短期内为高功率因数、并且将占空比调整为使第1电容器元件C1′的电压V_out1′在长期时间平均上大致恒定，能够进行高功率因数的交流直流转换控制。

另一方面，控制电路在第1输入端子I1的电位VL低于第2输入端子I2的电位VN的情况下，通过PWM控制而控制第2开关元件SW2′的接通状态和断开状态。由此，使第2副交流直流转换电路15′进行动作。

具体而言，在第1输入端子I1的电位VL低于第2输入端子I2的电位VN的情况下，当第2开关元件SW2′成为接通状态时，输入电流i_in按照(1)第2输入端子I2、(2)第2整流元件D2′、(3)第2电容器元件C2′、(4)第2电感元件L2、(5)第2开关元件SW2′、(6)第1输入端子I1的顺序流动。另一方面，在第2开关元件SW2′为断开状态时，环流电流在由第2电感元件L2、第2电容器元件C2′以及第4整流元件D4′构成的闭合电路中流动。该环流电流的绝对值随时间而减小。

如上所述，在高速地切换第2开关元件SW2′的接通状态和断开状态时，能够通过调整接通状态的时间与断开状态的时间之比而对输入电流i_in进行调整。尤其是，只要将输入电流i_in控制为与输入电压波形成比例，就能够改善输入功率因数。

另外，一方面，利用上述的输入电流i_in和环流电流对第2电容器元件C2′进行充电，另一方面，蓄积于第2电容器元件C2′中的电荷通过第1电容器元件C1′而被负载LO消耗。如果充电电荷量的时间平均大于负载消耗的时间平均，则第2电容器元件C2′的两端的电位差(电压)增加，如果充电电荷量的时间平均小于负载消耗的时间平均，则第2电容器元件C2′的两端的电位差(电压)降低。

因此，输入电流i_in流动的时间与不流动的时间的比例、即第2开关元件SW2′高速地切换接通状态和断开状态时的占空比决定了在第2电容器元件C2′的两端产生的电压。

通过将占空比调整为使输入电流波形在短期内为高功率因数、并且将占空比调整为使第2电容器元件C2′的电压V_out2′在长期时间平均上大致恒定，能够进行高功率因数的交流直流转换控制。

如上所述，在第1输出端子O1与第2输出端子O2之间，第1电容器元件C1′与第2电容器元件C2′串联连接，因此交流直流转换电路6能够在第1输出端子O1与第2输出端子O2之间输出第1电容器元件C1′的电压V_out1′与第2电容器元件C2′的电压V_out2′相加的恒定的电压V_out1′+V_out2′作为输出电压V_out′。

另外，以上描述了如下的方法：在交流输入电压V_in为正时，按照使第1直流输出电压V_out1′的时间平均值大致恒定的方式进行控制，在交流输入电压V_in为负时，按照使第2直流输出电压V_out2′的时间平均值大致恒定的方式进行控制。但是，作为其他方法，也可以按照以下方式进行控制：不依赖于交流输入电压V_in的正负，使输出电压V_out′的时间平均值大致恒定。在该方法的情况下，无需监视电压V_out1′和电压V_out2′双方，仅监视电压V_out′即可，因此能够简化电压检测电路。

(7.其他实施方式)

如上所述，作为本申请所公开的技术的例示，对上述实施方式进行了说明。但是，本公开的技术不限于此，能够适当地进行变更、置换、附加、多个实施方式的组合、省略等。因此，以下，例示其他实施方式。

[1]交流电源PS不限于单相的交流电源，也可以是具有三个极的三相交流电源。在该情况下，交流电源PS可以将该三个极中的两个极与交流直流转换电路1～6的第1输入端子I1和第2输入端子I2连接。

标号说明

1～6：交流直流转换电路；11：输入部；I1：第1输入端子；I2：第2输入端子；13、13′：第1副交流直流转换电路；C1、C1′：第1电容器元件；L1：第1电感元件；D1、D1′：第1整流元件；D3、D3′：第3整流元件；D5：第5整流元件；D7：第7整流元件；SW3：第3开关元件；SW4：第4开关元件；SW7：第7开关元件；15、15′：第2副交流直流转换电路；C2、C2′：第2电容器元件；L2：第2电感元件；D2、D2′：第2整流元件；D4、D4′：第4整流元件；D6：第6整流元件；D8：第8整流元件；SW5：第5开关元件；SW6：第6开关元件；SW8：第8开关元件；17：输出部；O1：第1输出端子；O2：第2输出端子；19：控制电路；L：电感元件；SW：开关电路；LO：负载；PS：交流电源；P1：第1极；P2：第2极；SW′、SW″：开关电路；SW1、SW1′：第1开关元件；SW2、SW2′：第2开关元件；V_in：交流输入电压V_out：输出电压V_out1：第1直流输出电压V_out2：第2直流输出电压；i_in：输入电流。

Claims (13)

1.一种交流直流转换电路，其具有：

输入部，其具有第1输入端子和第2输入端子；

输出部，其具有第1输出端子和第2输出端子；

第1副交流直流转换电路，其具有电感元件、第1电容器元件以及第1整流元件，该电感元件的一端经由开关电路与所述第1输入端子连接，该第1电容器元件的一端与所述电感元件的另一端连接，并且该第1电容器元件的另一端与所述第1输出端子连接，该第1整流元件的阴极侧的一端与所述第2输入端子连接，该第1整流元件的阳极侧的另一端与所述第1输出端子连接；以及

第2副交流直流转换电路，其具有所述电感元件、所述开关电路、第2电容器元件以及第2整流元件，该第2电容器元件的一端与所述电感元件的所述另一端连接，并且该第2电容器元件的另一端与所述第2输出端子连接，该第2整流元件的阳极侧的一端与所述第2输入端子连接，并且该第2整流元件的阴极侧的另一端与所述第2输出端子连接。

2.根据权利要求1所述的交流直流转换电路，其中，

所述开关电路具有：

第1开关元件，在向所述输入部输入了所述第1输入端子的电位高于所述第2输入端子的电位的交流输入电压时，该第1开关元件高速地切换接通状态和断开状态，使所述第1副交流直流转换电路进行动作；以及

第2开关元件，在向所述输入部输入了所述第1输入端子的电位低于所述第2输入端子的电位的交流输入电压时，该第2开关元件高速地切换接通状态和断开状态，使所述第2副交流直流转换电路进行动作。

3.根据权利要求1或2所述的交流直流转换电路，其中，

所述第1副交流直流转换电路和所述第2副交流直流转换电路共有所述电感元件。

4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的交流直流转换电路，其中，

所述第1副交流直流转换电路还具有第3整流元件，该第3整流元件的阴极侧的一端与所述电感元件的所述一端连接，并且该第3整流元件的阳极侧的另一端与所述第1输出端子连接。

5.根据权利要求4所述的交流直流转换电路，其中，

所述第1副交流直流转换电路还具有第3开关元件，该第3开关元件与所述第3整流元件串联连接，在所述第2副交流直流转换电路进行动作的期间成为断开状态。

6.根据权利要求4或5所述的交流直流转换电路，其中，

所述第1副交流直流转换电路还具有与所述第3整流元件并联连接的第4开关元件。

7.根据权利要求6所述的交流直流转换电路，其中，

所述第4开关元件在所述第1输入端子的电位高于所述第2输入端子的电位的情况下，在所述开关电路从接通状态转变为断开状态之后的规定的时机成为接通状态，在所述开关电路从断开状态向接通状态转变之前的规定的时机成为断开状态。

8.根据权利要求1至7中的任意一项所述的交流直流转换电路，其中，

所述第2副交流直流转换电路还具有第4整流元件，该第4整流元件的阳极侧的一端与所述电感元件的所述一端连接，并且该第4整流元件的阴极侧的另一端与所述第2输出端子连接。

9.根据权利要求8所述的交流直流转换电路，其中，

所述第2副交流直流转换电路还具有第5开关元件，该第5开关元件与所述第4整流元件串联连接，在所述第1副交流直流转换电路进行动作的期间成为断开状态。

10.根据权利要求8或9所述的交流直流转换电路，其中，

所述第2副交流直流转换电路还具有与所述第4整流元件并联连接的第6开关元件。

11.根据权利要求10所述的交流直流转换电路，其中，

所述第6开关元件在所述第1输入端子的电位低于所述第2输入端子的电位的情况下，在所述开关电路从接通状态转变为断开状态之后的规定的时机成为接通状态，在所述开关电路从断开状态向接通状态转变之前的规定的时机成为断开状态。

12.根据权利要求1至11中的任意一项所述的交流直流转换电路，其中，

所述第1副交流直流转换电路还具有与所述第1整流元件并联连接的第7开关元件。

13.根据权利要求1至12中的任意一项所述的交流直流转换电路，其中，

所述第2副交流直流转换电路还具有与所述第2整流元件并联连接的第8开关元件。

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