CN111010188A - 一种连续时间sigma-delta模数转换器的电阻电容校准电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种连续时间sigma‑delta模数转换器的电阻电容校准电路，电阻电容校准电路包括：第一可控选通通路、可变电阻网络、可变电容网络、第二可控选通通路、比较电路以及数字控制逻辑电路。本发明通过数字控制逻辑电路控制可变电阻网络、可变电容网络和第二可控选通通路，对积分器的电阻和电容值进行校准，电容和电阻经过校准后，放大系数和反馈系数可以在设计的预期范围，保证了连续时间sigma‑delta模数转换器的正常工作。
Description
技术领域
本发明涉及集成电路领域，具体涉及一种连续时间sigma-delta模数转换器的电阻电容校准电路。
背景技术
模数转换器从采样频率方面分为过采样和奈奎斯特采样两种架构，在过采样模数转换器中，sigma-delta模数转换器具有高分辨率、对模拟器件要求低、建模方法成熟的特点，应用最为广泛。sigma-delta模数转换器在实现方案上，有分为离散时间和连续时间两种，相较于离散时间模数转换器，连续时间模数转换器具有高带宽、时序设计简单等优势。在连续时间sigma-delta模数转换器中，RC积分器是重要的组成部分，由电阻、电容和运算放大器组成。电阻和电容的乘积确定了连续时间sigma-delta模数转换器的系数，由于芯片制造过程中，电阻和电容会产生偏移，连续时间sigma-delta模数转换器的系数会产生变化，甚至超过设计的范围，使模数转换器不稳定，产生振荡。因此稳定的电容电阻值对于采用RC积分器的连续时间sigma-delta模数转换器尤为重要。
发明内容
针对现有技术中存在的缺陷，本发明的目的在于提供一种连续时间sigma-delta模数转换器的电阻电容校准电路，保证连续时间sigma-delta模数转换器的性能。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：
一种连续时间sigma-delta模数转换器的电阻电容校准电路，所述电阻电容校准电路包括：第一可控选通通路、可变电阻网络、可变电容网络、第二可控选通通路、比较电路以及数字控制逻辑电路；
所述第一可控选通通路的输入端连接基准电流，第一输出端连接所述可变电阻网络和所述第二可控选通通路的第一输入端，第二输出端连接所述可变电容网络和所述第二可控选通通路的第二输入端，所述第二可控选通通路的输出端连接所述比较电路的第二输入端，所述比较电路的第一输入端连接基准电压，所述比较电路的输出端连接所述数字控制逻辑电路的输入端，所述数字控制逻辑电路的三个输出端分别连接所述可变电阻网络、所述可变电容网络和所述第二可控选通通路；
所述第一可控选通通路用于将所述基准电流输入所述可变电阻网络或所述可变电容网络，输出第一电压或第二电压至所述第二可控选通通路；
所述第二可控选通通路用于在所述数字控制逻辑电路的控制下，将所述第一电压或所述第二电压输入所述比较电路；
所述比较电路用于将所述第一电压或所述第二电压与所述基准电压比较，产生比较反馈信号并输入所述数字控制逻辑电路；
所述数字控制逻辑电路用于根据所述比较反馈信号控制所述可变电阻网络或所述可变电容网络。
进一步，如上所述的电阻电容校准电路，所述第一可控选通通路用于：
当选择将所述基准电流输入所述可变电阻网络时，输出第一电压至所述第二可控选通通路，当选择将所述基准电流输入所述可变电容网络时，输出第二电压至所述第二可控选通通路。
进一步，如上所述的电阻电容校准电路，所述比较电路用于将所述第一电压与所述基准电压比较，得到预期的电阻值，根据所述预期的电阻值产生第一比较反馈信号；
所述数字控制逻辑电路用于根据所述第一比较反馈信号控制所述可变电阻网络的电阻值。
进一步，如上所述的电阻电容校准电路，所述比较电路用于将所述第二电压与所述基准电压比较，得到预期的电容值，根据所述预期的电容值产生第二比较反馈信号；
所述数字控制逻辑电路用于根据所述第二比较反馈信号控制所述可变电容网络的电容值。
进一步，如上所述的电阻电容校准电路，所述第一电压为所述基准电流与所述可变电阻网络的等效电阻的乘积。
进一步，如上所述的电阻电容校准电路，所述第二电压为所述基准电流、所述可变电容网络的等效电容、输入所述可变电容网络的控制信号的打开时间的乘积。
进一步，如上所述的电阻电容校准电路，所述比较电路为所述连续时间sigma-delta模数转换器的量化器中的比较器。
进一步，如上所述的电阻电容校准电路，所述电阻电容校准电路在所述连续时间sigma-delta模数转换器正常工作之前启动校准，且在所述连续时间sigma-delta模数转换器正常工作之后不再进行校准。
本发明的有益效果在于：本发明通过数字控制逻辑电路控制可变电阻网络、可变电容网络和第二可控选通通路，对积分器的电阻和电容值进行校准，电容和电阻经过校准后，放大系数和反馈系数可以在设计的预期范围，保证了连续时间sigma-delta模数转换器的正常工作。
附图说明
图1为本发明实施例中提供的单环三阶sigma-delta模数转换器的结构示意图；
图2为本发明实施例中提供的积分器的结构示意图；
图3为本发明实施例中提供的一种连续时间sigma-delta模数转换器的电阻电容校准电路的结构示意图。
具体实施方式
下面结合说明书附图与具体实施方式对本发明做进一步的详细说明。
现有技术中，采用RC积分器的连续时间sigma-delta模数转换器，系数会随着制造偏移产生较大变化，可能导致系统不稳定。本发明提出一种应用于连续时间sigma-delta模数转换器的电阻电容校准电路，从而保证连续时间sigma-delta模数转换器的性能。
如图1所示，以一个单环三阶sigma-delta模数转换器为例，其由第一积分器，第二积分器，第三积分器，放大系数A3,A4,A5，反馈系数A1,A2,A3以及量化器组成。输入信号经过A3放大，与量化器的反馈信号经过A1放大的反馈值相减，经过第一积分器积分输出给A4，第二积分器和第三积分器的工作原理与积分器相同，都是前级信号经过放大系数放大后，与反馈信号经过反馈系数放大后的信号相减，积分后输出。最终第三积分器的输出信号经过量化器量化输出数字信号至后级滤波器处理电路，同时输出反馈信号给各级积分器。其中量化器是由单位或者多位比较器组成，将模拟信号转换成数字信号。
如图2所示，其中积分器电阻R0，电容C0和放大器组成积分器，R1形成反馈通路，反馈期数为R1/R0，放大系数为1/R0C0。由于高于2阶的sigma-delta具有天然的不稳定特性，因此为了环路稳定，会在matlab中对环路进行建模，设计出合理放大系数和反馈系数，使环路保持稳定。但在实际的芯片制造过程中，电阻的变化范围约为±25％左右，电容的变化范围约为±15％，因此放大系数的变化范围可以达到-31％～+57％。如此大的变化范围，如果在建模的时候全部覆盖，会导致过度设计消耗功耗和面积；如果在建模器件没有充分考虑，在制造过程就会导致性能下降，甚至环路震荡，功能异常。
基于以上考虑，本发明提供了一种连续时间sigma-delta模数转换器的电阻电容校准电路，可以避免在建模器件的过度设计，或在芯片制造测试过程中性能下降，或环路震荡。
如图3所示，一种连续时间sigma-delta模数转换器的电阻电容校准电路，电阻电容校准电路包括：第一可控选通通路、可变电阻网络、可变电容网络、第二可控选通通路、比较电路以及数字控制逻辑电路；
第一可控选通通路的输入端连接基准电流，第一输出端连接可变电阻网络和第二可控选通通路的第一输入端，第二输出端连接可变电容网络和第二可控选通通路的第二输入端，第二可控选通通路的输出端连接比较电路的第二输入端，比较电路的第一输入端连接基准电压，比较电路的输出端连接数字控制逻辑电路的输入端，数字控制逻辑电路的三个输出端分别连接可变电阻网络、可变电容网络和第二可控选通通路；
第一可控选通通路用于将基准电流输入可变电阻网络或可变电容网络，输出第一电压(电压1)或第二电压(电压2)至第二可控选通通路；
第二可控选通通路用于在数字控制逻辑电路的控制下，将第一电压或第二电压输入比较电路；
比较电路用于将第一电压或第二电压与基准电压比较，产生比较反馈信号并输入数字控制逻辑电路；
数字控制逻辑电路用于根据比较反馈信号控制可变电阻网络或可变电容网络。
第一可控选通通路用于：
当选择将基准电流输入可变电阻网络时，输出第一电压至第二可控选通通路，当选择将基准电流输入可变电容网络时，输出第二电压至第二可控选通通路。
比较电路用于将第一电压与基准电压比较，得到预期的电阻值，根据预期的电阻值产生第一比较反馈信号；
数字控制逻辑电路用于根据第一比较反馈信号控制可变电阻网络的电阻值。
比较电路用于将第二电压与基准电压比较，得到预期的电容值，根据预期的电容值产生第二比较反馈信号；
数字控制逻辑电路用于根据第二比较反馈信号控制可变电容网络的电容值。
控制信号1用于控制可变电阻网络的电阻，控制信号2用于控制可变电容网络的电容，控制信号3用于控制第二可控选通通路将第一电压或第二电压输入比较电路。
第一电压为基准电流与可变电阻网络的等效电阻的乘积。
第二电压为基准电流、可变电容网络的等效电容、输入可变电容网络的控制信号的打开时间的乘积。
比较电路为连续时间sigma-delta模数转换器的量化器中的比较器。
电阻电容校准电路在连续时间sigma-delta模数转换器正常工作之前启动校准，且在连续时间sigma-delta模数转换器正常工作之后不再进行校准。
工作原理：
如图3所示，电阻电容校准电路包括第一可控选通通路、可变电阻网络、可变电容网络、第二可控选通通路、比较电路、以及数字控制逻辑电路。外供的基准电流通过第一可控选通通路输入给可变电阻网络，或者可变电容网络。当输出给可变电阻网络时，输出电压1至第二可控选通通路，当输出给可变电容网络时，输出电压2至第二可控选通通路，第二可控选通通路在数字控制逻辑电路的控制下，选通电压1或者电压2输出给比较电路，经过与基准电压的比较，输出比较反馈信号给数字控制逻辑电路，数字控制逻辑电路控制可变电阻网络和可变电容网络，以得到预期的电阻和电容值。
当第一可控选通通路选择将基准电路输入至可变电阻网络时，第二可控选通通路需要将电压1输出给比较电路；当第一可控选通通路选择将基准电路输入至可变电容网络时，第二可控选通通路需要将电压2输出给比较电路。电压1＝基准电流与可变电路网络的等效电阻的乘积；电压2＝基准电流*可变电容网络的等效电容值*控制信号2打开时间。因此将电压1或电压2与预设的参考电压比较可以得到预期的电阻和电容值。需要特别说明的是，为了节省固件的消耗，电容电阻校准电路中的比较电路与sigma-delta模数转换器的量化器中的比较器共享，电阻和电容校准发生在sigma-delta模数转换器正常工作之前，而sigma-delta模数转换器正常工作之后将不再进行校准，比较器用作量化器，输出数字信号给滤波器和反馈信号给积分器。
电容和电阻经过校准后，图1中的放大系数和反馈系数可以在设计的预期范围，保证了sigma-delta模数转换器的正常工作。
本发明的电阻电容校准电路可以对图1中的单一积分器校准，也可以对图1中的多个积分器校准，主要看环路对于积分系数变化的接受能力，通常第一积分器的系数变化会对环路带来决定影响，因此，第一积分器一定会有校准。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其同等技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。
Claims (8)
1.一种连续时间sigma-delta模数转换器的电阻电容校准电路，其特征在于，所述电阻电容校准电路包括：第一可控选通通路、可变电阻网络、可变电容网络、第二可控选通通路、比较电路以及数字控制逻辑电路；
所述第一可控选通通路的输入端连接基准电流，第一输出端连接所述可变电阻网络和所述第二可控选通通路的第一输入端，第二输出端连接所述可变电容网络和所述第二可控选通通路的第二输入端，所述第二可控选通通路的输出端连接所述比较电路的第二输入端，所述比较电路的第一输入端连接基准电压，所述比较电路的输出端连接所述数字控制逻辑电路的输入端，所述数字控制逻辑电路的三个输出端分别连接所述可变电阻网络、所述可变电容网络和所述第二可控选通通路；
所述第一可控选通通路用于将所述基准电流输入所述可变电阻网络或所述可变电容网络，输出第一电压或第二电压至所述第二可控选通通路；
所述第二可控选通通路用于在所述数字控制逻辑电路的控制下，将所述第一电压或所述第二电压输入所述比较电路；
所述比较电路用于将所述第一电压或所述第二电压与所述基准电压比较，产生比较反馈信号并输入所述数字控制逻辑电路；
所述数字控制逻辑电路用于根据所述比较反馈信号控制所述可变电阻网络或所述可变电容网络。
2.根据权利要求1所述的电阻电容校准电路，其特征在于，所述第一可控选通通路用于：
当选择将所述基准电流输入所述可变电阻网络时，输出第一电压至所述第二可控选通通路，当选择将所述基准电流输入所述可变电容网络时，输出第二电压至所述第二可控选通通路。
3.根据权利要求2所述的电阻电容校准电路，其特征在于，所述比较电路用于将所述第一电压与所述基准电压比较，得到预期的电阻值，根据所述预期的电阻值产生第一比较反馈信号；
所述数字控制逻辑电路用于根据所述第一比较反馈信号控制所述可变电阻网络的电阻值。
4.根据权利要求2所述的电阻电容校准电路，其特征在于，所述比较电路用于将所述第二电压与所述基准电压比较，得到预期的电容值，根据所述预期的电容值产生第二比较反馈信号；
所述数字控制逻辑电路用于根据所述第二比较反馈信号控制所述可变电容网络的电容值。
5.根据权利要求1所述的电阻电容校准电路，其特征在于，所述第一电压为所述基准电流与所述可变电阻网络的等效电阻的乘积。
6.根据权利要求1所述的电阻电容校准电路，其特征在于，所述第二电压为所述基准电流、所述可变电容网络的等效电容、输入所述可变电容网络的控制信号的打开时间的乘积。
7.根据权利要求1-6任一项所述的电阻电容校准电路，其特征在于，所述比较电路为所述连续时间sigma-delta模数转换器的量化器中的比较器。
8.根据权利要求7所述的电阻电容校准电路，其特征在于，所述电阻电容校准电路在所述连续时间sigma-delta模数转换器正常工作之前启动校准，且在所述连续时间sigma-delta模数转换器正常工作之后不再进行校准。
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