CN110995044B

CN110995044B - 一种功率开关器件非线性修正装置

Info

Publication number: CN110995044B
Application number: CN201911358607.6A
Authority: CN
Inventors: 江友华; 叶怀宇; 张国旗
Original assignee: Shenzhen Third Generation Semiconductor Research Institute
Current assignee: Southwest University of Science and Technology
Priority date: 2019-12-25
Filing date: 2019-12-25
Publication date: 2020-11-17
Anticipated expiration: 2039-12-25
Also published as: CN110995044A

Abstract

本发明提供了一种功率开关器件非线性修正装置，首先从器件级进行主电路功率开关器件非线性修正，该修正方法通过建立功率开关器件多项式开关功放模型，然后使用Wiener模型估计器来构成间接预失真线性化系统，并用高斯‑牛顿迭代法对预失真模型的参数识别进行优化，得到功率开关器件非线性修正模型；其次，本发明的光伏逆变器的非线性修正技术是通过采用多谐振与前馈的策略，得到LCL型并网逆变器的精准模型，实现电网电压前馈控制下LCL型并网逆变器的输出阻抗匹配，有效修正了逆变器数字控制延时和死区等非线性效应引起的性能影响，从系统级的非线性修正策略提升了逆变器的性能，弥补了现有半导体器件由于技术原因而无法实现理想器件逆变器性能的影响。

Description

一种功率开关器件非线性修正装置

技术领域

本发明涉及模型修正技术领域，尤其涉及一种功率开关器件非线性修正装置。

背景技术

传统功率放大器工作时，直接对模拟信号进行放大，开关管必须工作在线性放大区，因此传统功率放大器失真小，但损耗较大。基于PWM工作模式开关功率放大器，经过驱动电路，驱动功率开关器件，通过控制功率开关器件的开关实现放大，然后将放大的PWM电压送入低通滤波器，还原为放大的输入信号。开关功率放大器的开关管工作于开关状态，理论上效率可达100％，实际运用时效率也可达80％以上。开关功率放大器由于具有很高的效率，在体积、效率和功耗要求较高的场合具有很大的优势。

目前，开关功率放大器，尤其是第三代半导体器件，己成为电力电子领域的研究热点，特别是在功率变换，新能源领域受到人们越来越多的关注。由于开关功率放大器具有效率高的优势，随着第三代半导体器件的制造技术的发展，开关功率放大器的管压降更低，效率更加明显。但由于开关变换器本身固有的非线性，不能达到理想器件，其开通与关断存在开通与关断时间，使得开关功率放大器的失真通常大于传统的线性放大器，这是影响开关功率放大器得以广泛应用的原因。

目前柔性功率放大器的研究热点主要集中于开关模式功率放大电路的现代控制策略及其改进拓扑。然而，基于现代控制策略或者多电平结构的功率放大器在具体实现上均存在一定限制，主要表现在方案的复杂度和实现成本上，以及受限于特定的应用场合。现有的一些开关功率放大器的控制方法，在一定程度上改善了开关功率放大器的输出失真，但都是以增加开关功率放大器损耗为前提。

由于并网逆变桥的主电路通常采用功率开关器件构成，但功率开关元件不是理想开关，为了防止同一桥臂上下功率管发生直通现象，必须在其驱动信号中设置一段死区时间。死区效应会导致逆变桥输出电压中包含大量奇次谐波，而这些谐波反过来会进一步加剧并网电流的谐波畸变程度。可见逆变器系统自身的非线性因素会使并网电流的谐波畸变加大，严重时甚至会导致并网电流谐波成分超出允许限值。此外，逆变器的非线性因素主要有数字控制延时。采用数字控制时，微控制器不可避免地需要一段时间进行A/D转换和程序代码计算，因而产生控制延时。数字控制延时可等效为在系统前向通道中串入延时环节，这不但会导致系统响应速度变慢，而且会降低系统带宽和稳定裕量，严重时可能导致系统不稳定，将数字控制延时考虑到并网逆变器闭环系统的等效阻抗网络模型中也是必要的。因此，由于开关功率放大器的非线性，其构成的逆变器存在死区，其引起的低次谐波累积效应会导致并网电流波形发生畸变，降低逆变器的输出性能。

因此，如何克服开关功率放大器的非线性特征对其性能的影响已成为了急需解决的问题。

发明内容

有鉴于此，本申请提供一种功率开关器件非线性修正装置，本发明通过模型的修正、阻抗的匹配及逆变器控制策略的优化，一定程度上提升了逆变器的性能，弥补了现有半导体器件由于技术原因而无法实现理想器件逆变器性能的影响。

本申请是通过如下技术方案实现的：

一种功率开关器件非线性修正装置，该功率开关器件的非线性修正装置由单相逆变桥和非线性修正控制策略单元两大部分组成；

所述单相逆变桥由4个非线性修正功率开关器件T1-T4、4个二极管D1-D4、以及直流储能电容U_dc构成；其中，每一个所述二极管均分别与每一个所述非线性修正功率开关器件反并联，所述直流储能电容U_dc为所述逆变器提供直流电压支撑；

所述非线性修正控制策略单元包括LCL型输出滤波器，并通过该输出滤波器连接到电网U_g，其中，所述LCL型输出滤波器包括输出电感L_inv、L_g及滤波电容C_f；

所述非线性修正装置从电网取得输入电压信号，通过软件锁相环SOGI-PLL技术得到电网频率与相位，并通过给定电流参考值I_g得到电流外环参考信号I_gref，反馈电流从公共连接点PCC处取i_g，给定电流参考值I_g与反馈电流i_g相差，再经过比例积分控制器、多谐振控制器，获得了经过比例积分控制和多谐振控制后的输出结果，将所述经过比例积分控制和多谐振控制后的输出结果与所述LCL型输出滤波器上的滤波电容C_f反馈电流i_c相差，通过放大增益G_ic，并将增益放大后的结果与电网电压经过网压完全前馈控制的输出相差以得到电压参考信号u_r，再将所述电压参考信号u_r同逆变桥直流储能电容U_dc的反馈电压差以及三角波参考信号得到方波驱动脉冲，使用所述方波驱动脉冲来驱动所述单相逆变桥的4个非线性修正功率开关器件T1-T4，所述单相逆变桥的逆变电压u_inv与逆变电流i_inv经过所述LCL型输出滤波器从而得到并网电流i_gb，并网电流i_gb通过电网等效电感L_grid流入电网U_g。

进一步的，所述非线性修正功率开关器件由一个线性时不变系统LTI模块与一个无记忆的非线性系统NL模块级联构成。

进一步的，所述LTI模块的数学表达式为：

所述NL模块的数学表达式为：

将所述LTI模块的数学表达式代入所述NL模块的数学表达式中以得到y(n)表达式为：

功率开关放大器输入x(n)，功率放大器输出y(n)，LTI模块的输出v(n)，LTI模块的修正系数a_l，n表示采样点的总数目，l表示采样点数，NL模块的修正系数b_k，k表示采样点数。

进一步的，所述非线性修正控制策略单元包括网压完全前馈控制模块和多谐振控制模块。

进一步的，所述网压完全前馈控制模块的前馈系数为G_{ff_LCL}(s)；

引入所述网压完全前馈控制模块后所述LCL型输出滤波器的输出阻抗传递函数Z_{o_delay_ff}(s)的表达式为

L_inv为逆变器侧滤波电感，L_g为电网侧滤波电感，u_inv为逆变桥输出电压(也即滤波器输入电压)，u_g为电网电压(也即滤波器输出电压)，i_inv为逆变器侧电感电流，i_g为并网电流，C_f为滤波电容，L_f为滤波电感，i_c为高频旁路电流。G_inv(s)表示准谐振电流控制器传递函数，G_eq(s)表示等效阻抗器传递函数，网压完全前馈控制模块的前馈系数为G_{ff_LCL}(s)，G_inv表示逆变器增益，S是传递函数中的拉普拉斯变换的变换符号。

进一步的，所述前馈系数为G_{ff_LCL}(s)的计算公式为：

进一步的，所述前馈系数为G_{ff_LCL}(s)的计算公式为：

其中，时间常数T_LPF＝40μs。

进一步的，所述多谐振控制模块与并网电流控制器并联，引入多谐振控制器后的并网电流控制器传递函数为

与现有技术相比，本发明的优点在于：先通过第三代半导体功率开关器件的非线性进行修正，以便尽可能的减少逆变器的死区时间。然后，再通过组合的控制策略，用于减少数字控制延时及逆变器死区等非线性特性对逆变器性能的影响，从而整体提高逆变器的输出性能。

附图说明

图1为本发明的非线性修正装置的组成结构示意框图；

图2为功率开关器件预失真技术的原理示意框图；

图3为功率开关器件线性化间接学习结构示意框图；

图4为功率开关器件的预失真模型示意图；

图5为功率开关器件线性化模型示意图；

图6为逆变器的死区形成及非线性特性形成原理示意图；

图7为考虑控制延时和死区效应的LCL型并网逆变器系统控制框图；

图8为LCL型并网逆变器死区效应等效传递函数的推导框图；

图9为考虑数字延时和多谐振控制的系统开环伯德图；

图10为不同谐波抑制策略下的输出阻抗伯德图；

图11为考虑数字延时和多谐振控制的电流增益伯德图。

具体实施方式

这里将详细地对示例性实施例进行说明，其示例表示在附图中。下面的描述涉及附图时，除非另有表示，不同附图中的相同数字表示相同或相似的要素。以下示例性实施例中所描述的实施方式并不代表与本申请相一致的所有实施方式。相反，它们仅是与如所附权利要求书中所详述的、本申请的一些方面相一致的装置和方法的例子。

在本申请使用的术语是仅仅出于描述特定实施例的目的，而非旨在限制本申请。在本申请和所附权利要求书中所使用的单数形式的“一种”、“所述”和“该”也旨在包括多数形式，除非上下文清楚地表示其他含义。还应当理解，本文中使用的术语“和/或”是指并包含一个或多个相关联的列出项目的任何或所有可能组合。

下面将结合附图和实例对本发明作进一步的详细说明。

本发明是针对功率开关器件的非线性修正方法和装置，涉及功率开关器件非线性特性的修正模型、LCL型并网逆变器的精准模型、输出阻抗匹配特性、逆变器非线性特性修正的控制策略及算法。本发明的技术方案主要包括功率开关器件的非线性修正模型、非线性修正的控制策略模型两大部分。

提升逆变器性能的功率开关器件非线性修正技术及算法是一个包含逆变器主电路结构、非线性修正策略结构。

图1为本发明的非线性修正装置的组成结构示意框图。

该功率开关器件的非线性修正装置由单相逆变桥和非线性修正控制策略单元两大部分组成，所述非线性修正控制策略单元包括网压完全前馈控制模块和多谐振控制模块；

下面对所述单相逆变桥中的非线性修正功率开关器件T1-T4进行介绍。图2-图5均是功率开关器件的非线性修正技术，其中图2-图3用于指示功率开关器件的非线性特性，图4-图5用于指示如何采用模型来修正功率开关器件的非线性。

虽然逆变器的第三代半导体功率开关器件T1-T4经过技术的更新，其性能比第二代半导体的上升与关断时间缩短，但其无法达到理想器件，还是存在一定的上升与关断时间。同时为了防止同一桥臂上下功率管发生直通现象，必须在其驱动信号中设置一段死区时间。死区效应会导致逆变桥输出电压中包含大量奇次谐波，而这些谐波反过来会进一步加剧并网电流的谐波畸变程度。可见逆变器系统自身的非线性因素会使并网电流的谐波畸变加大，严重时甚至会导致并网电流谐波成分超出允许限值。此外，逆变器的非线性因素主要有数字控制延时，不可避免地需要一段时间进行A/D转换和程序代码计算，因而产生控制延时，这不但会导致系统响应速度变慢，而且会降低系统带宽和稳定裕量，严重时可能导致系统不稳定。因此，将死区效应考虑到等效阻抗网络模型，采用本发明的提升逆变器性能功率开关器件非线性修正技术及算法，有助于克服开关功率放大器的非线性特征对其性能的影响，从而抑制逆变器侧低次谐波对并网电能质量的影响，减小LCL型并网电流的谐波含量，提升逆变器并网性能。

1)功率开关器件的非线性修正模块

功率开关器件中若输入信号记x(t)，输出信号为z(t)，t为时间变量，则功率开关器件非线性在数学上可表示为z(t)＝G(x(t))，其中G为非线性函数。

预失真的基本原理是：在功率开关器件前设置一个预失真处理模块，这两个模块的总合成效果使整体输入-输出特性呈线性化，输出功率得到充分利用。

图2为功率开关器件预失真技术的原理示意框图。设功放输入-输出传输特性为G()，预失真器特性为F()，那么预失真处理原理可表示为：

线性化则要求

z(t)＝L(x(t))＝g·x(t) (1)

其中x(t)和z(t)的含义如前所述，y(t)为预失真器的输出。

上述式(1)中常数g是功率开关器件的理想“幅度放大倍数”，且g＞1。

图3为功率开关器件线性化间接学习结构示意框图。使用两个相同的非线性模型，其中一个用来训练，另外一个复制获得的系数，功率开关器件输出y(n)经过gain大小倍数衰减之后输入训练器估计系数。

从而，有如下关系式：

其中，gain为理想幅度增益，根据式(2)可以对功率开关器件的预失真模型误差进行修正，从而实现误差函数e(n)的最小化。

3)功率开关器件预失真模型建立

预失真结构中，功率开关器件的输入信号被预失真器预先扭曲，预失真器的非线性特性正好与功率开关器件的非线性特性是相反的。功率开关器件和预失真器都是用多项式建模，且预失真器的系数可以自适应调节。

本发明选用间接学习结构来建立模型，并根据功率开关器件线性化原则、输出幅度限制原则、功率最大化约束原则，这三个原则来给出相应的处理方式：

(1)功率开关器件线性化原则，如式(1)所示实际上要求

尽量趋于一个稳定的常数，即收敛到理想放大倍数；

(2)输出幅度限制原则，实际是防止输出信号溢值，故要限制y(n)的输出信号振幅不能超过x(n)输入信号的振幅；

(3)功率最大化约束原则，本发明引入1dB压缩点这一指标对功率开关器件非线性特性进行描述，因此为达到功率最大化约束，要使经过预失真处理的数据经过功率开关器件尽可能达到饱和区，故在功率开关器件线性化的条件下，建立以框图的方式的预失真间接学习结构模型图，功率开关器件的预失真模型如图4所示。

图5为功率开关器件线性化模型示意图。该线性化模型简单描述为由一个线性时不变系统LTI与一个无记忆的非线性系统NL级联构成，其结构如图5所示。其中图5中的LTI模块和NL模块的数学表达式分别为：

将式(3)代入(4)中得到y(n)表达式为：

上述公式及图2-图5均是采用了功率开关器件的非线性修正技术，减少功率开关器件自身由于制作工艺的非线性问题，功率开关器件非线性修正后用于作为图1中单向逆变桥中的的功率开关器件T1-T4使用。

因此，公式1-公式5，以及图2-图5的内容均是逆变器非线性修正的前提与基础，按照公式1-公式5，以及图2-图5的模型进行功率开关器件的工艺加工，就能够减少功率开关器件自身的非线性，采用这样的功率开关器件后单向逆变桥将获得更好的性能。

下面对所述非线性修正控制策略单元进行介绍。所述非线性修正控制策略单元采用了非线性修正的控制策略及算法。图1所示的单向逆变桥主电路主要由4个非线性修正功率开关器件T1-T4、反并联二极管D1-D4构成。上述第一部分虽然对功率开关器件的非线性进行了修正，减少其非线性对单向逆变桥性能的影响，但由于单向逆变桥同一个桥臂由两个第三代半导体IGBT功率开关器件T1-T2、T3-T4构成，为了防止同一个桥臂中上下两个IGBT功率开关器件同时导通，及防止同一桥臂的上下两个开关器件之间发生“直通”现象，使得直流储能电容U_dc的短路，造成上下两个IGBT功率开关器件的损坏。为了不形成“直通”现象，必须在IGBT功率开关器件互补的驱动信号之间插入一段死区时间，即在数字信号处理器中设置一个死区时间来防止上下两个IGBT功率开关器件的损坏，但死区的存在会造成单向逆变桥的非线性。

图6为单向逆变桥的死区形成及非线性特性形成原理示意图。在图6中，以i_inv>0为例，图中，t_d为死区时间，T_sw为开关周期。

和

分别为T₁、T₄和T₂、T₃的理想驱动信号波形，

和

分别为T₁、T₄和T₂、T₃的实际驱动信号波形，

为单向逆变桥理想输出电压波形，

为单向逆变桥实际输出电压波形。通过在一个开关周期中对死区时间造成的单向逆变桥输出电压波形损失求取平均值，可得平均误差电压通过下述公式计算：

式中：

由上述公式(6)可知，这个平均误差电压与死区时间的大小有关，而死区大小又同功率开关器件的非线性修正相关，也就是说图4的预失真训练模型越好，图5的线性度越好，则死区时间可以越小，反之则越大，而死区时间越长，单向逆变桥非线性越差，输出性能，例如谐波特性，就越差。

此外，目前单向逆变桥均采用数字化控制，微控制器不可避免地需要一段时间进行A/D转换和程序代码计算，因而产生控制延时。当采样频率等于PWM开关频率时，PWM占空比更新时刻相对于A/D采样时刻存在一个采样周期的时间延时，该数字控制延时可等效为连续域下的传递函数：

数字控制延时可等效为在系统前向通道中串入延时环节，这不但会导致系统响应速度变慢，而且会降低系统带宽和稳定裕量，严重时可能导致系统不稳定。因此，单向逆变桥的非线性因素主要有数字控制延时和死区效应等，因此，将数字控制延时与死区效应同时加以考虑，让其等效到单向逆变桥的阻抗网络模型中，通过相应的控制策略进行修正与优化，进一步单向逆变桥的非线性对其输出性能的影响也具有必要性。

根据图1的单向逆变桥传统闭环控制结构，并结合公式(6)和公式(7)，可以得到在考虑数字控制延时以及死区效应情况下的LCL型并网系统闭环控制结构框图如图7所示。

从图7可以看出，数字控制延时相当于在系统框图中电容电流调节器的输出串入一个延时环节G_delay(s)，而死区效应相当于在逆变桥输出电压端叠加了一个幅值不变、方向由sign(i_inv)决定的误差电压u_e。将图7中的反馈量电容电压u_c的反馈点从逆变桥的输出端前移至并网电流控制器G_ig(s)的输出端，并将u_c的引出点前移至电容容抗Z_c(s)的输入端，同时调整反馈系数，同时将反馈量并网电流i_g的反馈点从单向逆变桥侧电感感抗倒数1/Z_inv(s)的输出端前移至并网电流控制器G_ig(s)的输出端，同时调整反馈系数，并对其进行化简和整理，可得图8所示的等效框图。

图8为LCL型并网单向逆变桥死区效应等效传递函数的推导框图。由图8的等效框图可知，实际系统中的电网电压存在采样误差，一阶低通滤波器也存在滤波失真误差，因而完全前馈不可能彻底消除电网电压的低次谐波，此时多谐振控制能够辅助完全前馈对影响较大的网侧特定低次谐波进一步抑制。另一方面，对于并网单向逆变桥自身非线性因素导致的低次谐波电流，电网电压前馈控制无法抑制，而多谐振控制可以对单向逆变桥侧特定的低次谐波进行有效抑制。因此，为进一步减小LCL型并网单向逆变桥的入网电流低次谐波成分，本发明提出将电网电压完全前馈和多谐振控制相结合，从而向电网注入更高质量的电能，采用组合谐波抑制策略的LCL型单相并网单向逆变桥系统结构如图1所示，即网压完全前馈控制、多谐振控制。为了分析图8所示等效框图，以及图1控制策略的输出阻抗传递函数特性和电流增益传递函数特性之前，需要分析系统开环幅频特性和相频特性。

所述非线性修正控制策略单元包括网压完全前馈控制模块和多谐振控制模块两个部分。

1)网压完全前馈控制模块

并网逆变器对电网电压低次谐波的抑制能力本质上决定于闭环系统的输出阻抗幅频特性，因此希望输出阻抗Z_{o_delay}(s)的幅值在各个频率段都是越大越好。通过增大外环并网电流控制器的比例系数能够提高输出阻抗幅值，进而改善并网逆变器的网侧谐波抑制能力^[21]。然而，比例系数太大一方面会影响系统的稳定性(尤其是LCL型并网逆变器)，另一方面也会导致系统带宽太大，从而影响噪声抑制能力。

电网电压前馈控制不是从改善控制器参数的角度去提高逆变器的输出阻抗幅值，而是将电网电压按比例或全部前馈至并网电流控制器的输出来抵消电网电压的谐波扰动。以下首先推导电网电压完全前馈控制下的LCL型并网逆变器闭环系统等效阻抗网络模型及前馈系数的表达式。

引入电网电压前馈控制后的LCL型并网逆变器的系统控制框图即在图7中附加电网电压前馈控制，其前馈系数为G_{ff_LCL}(s)。

由图7及增加的前馈系数可以推导出引入电网电压前馈后LCL型并网逆变器的输出阻抗传递函数Z_{o_delay_ff}(s)的表达式为

L_inv为逆变器侧滤波电感，L_g为电网侧滤波电感，u_inv为逆变桥输出电压(也即滤波器输入电压)，u_g为电网电压(也即滤波器输出电压)，i_inv为逆变器侧电感电流，i_g为并网电流，C_f为滤波电容，L_f为滤波电感，i_c为高频旁路电流。G_inv(s)表示准谐振电流控制器传递函数，G_eq(s)表示等效阻抗器传递函数，网压完全前馈控制模块的前馈系数为G_{ff_LCL}(s)，G_inv表示逆变器增益。

由式(8)可以看出，对于LCL型并网逆变器，如果要从理论上完全消除电网谐波对并网电流的影响，即通过电网电压前馈控制实现输出阻抗幅值为无穷大，则前馈系数应该为

可见，电网电压前馈控制本质上是通过增加输出阻抗幅值为无穷大来实现网侧谐波的消除。由于G_{ff_LCL}(s)是一个二阶微分传递函数，因此在实际电网电压前馈控制时容易引入高频噪声干扰。为降低微分环节的影响，可先将电网电压通过一阶低通滤波器进行高频谐波滤除后再执行前馈算法。由于使用低通滤波器会造成电网电压一定程度上的失真，因而串入低通滤波器后的闭环系统输出阻抗幅值也就不可能是无穷大。加入一阶低通滤波器后的电网电压完全前馈系数为

时间常数T_LPF决定着一阶低通滤波器的滤波性能，T_LPF太小会导致不希望的高频成分无法滤除，在实际系统中实现困难；而T_LPF太大又会导致完全前馈控制环路滞后严重，影响输出阻抗的幅值提升，进而影响到并网电流的谐波抑制效果。考虑到公共电网主要关心2kHz频率以下(40次工频谐波频率以内)的电压谐波，因此可以取T_LPF＝40μs(对应的截止频率约为3980Hz)。

2)多谐振控制模块

实际电网中主要包含的是低次谐波电压，而并网逆变器自身非线性导致的谐波成分也以低次谐波为主。因此，将调谐在希望消除谐波频率的多个谐振控制器与并网电流控制器并联起来，并令每个谐振控制器的电流给定为零，则通过强迫各次谐波电流快速跟踪零值，也可以实现抑制并网电流低次谐波的控制效果。引入多谐振控制器后的并网电流控制器传递函数为

根据输出阻抗和电流增益的传递函数表达式可知，并网电流控制器不但会影响输出阻抗频率特性，而且也会影响电流增益频率特性。因此，通过多谐振控制器的引入，不但能够提高逆变器特定频率的输出阻抗幅值，而且也能够改善并网控制器对特定频率谐波电流的抑制性能，从而对网侧和逆变器侧的低次谐波同时起到抑制作用。

实际系统中的电网电压存在采样误差，一阶低通滤波器也存在滤波失真误差，因而完全前馈不可能彻底消除电网电压的低次谐波，此时多谐振控制能够辅助完全前馈对影响较大的网侧特定低次谐波进一步抑制。另一方面，对于并网逆变器自身非线性因素导致的低次谐波电流，电网电压前馈控制无法抑制，而多谐振控制可以对逆变器侧特定的低次谐波进行有效抑制。因此，为进一步减小LCL型并网逆变器的入网电流低次谐波成分，提出将电网电压完全前馈和多谐振控制相结合，从而向电网注入更高质量的电能，采用组合谐波抑制策略的LCL型单相并网逆变器系统结构如图1所示。

图9为考虑数字控制延时和多谐振控制情况下LCL型并网单向逆变桥的系统开环伯德图。根据图9可获得系统性能指标，见下表1所示。

在表1中，f_c为开环伯德图的截止频率，T_ol为基频增益，P_M为相位裕度，G_M为增益裕度。

从图9可以看出，四种情况下并网逆变系统均能够稳定运行。进一步对比表1中数据可知，多谐振控制对系统的动静态性能影响非常小。虽然表1所给参数下考虑数字控制延时后仍然能够保证系统具有良好的稳态性能和动态响应速度，但同时也导致了控制带宽和相位裕度的明显下降，因此在实际系统设计时应该考虑数字延时。不同谐波抑制策略的LCL型并网单向逆变桥输出阻抗的伯德图如图10所示，电流增益的伯德图如图11所示。

从图10可以看出，电网电压前馈控制对LCL型并网单向逆变桥低次谐波附近的输出阻抗幅值都起到了明显的提升作用。此外，多谐振控制在主要特定谐波频率附近呈现的高阻抗特性也能够有效抑制低次谐波的扰动。因此，相比单独采用电网电压前馈控制或多谐振控制，所提组合谐波抑制策略能够对电网谐波电压扰动实现更加有效地抑制。

从图11也可以看出，考虑数字控制延时的多谐振控制仍然能够对150Hz、250Hz、350Hz、450Hz频率附近的谐波电流实现快速跟踪的特定谐波抑制效果，从而提高并网电流质量。由此可知，通过采用电网电压完全前馈和多谐振控制相结合控制策略，能够有效减少数字控制延时及单向逆变桥死区等非线性特性对单向逆变桥性能的影响，从而提高单向逆变桥向电网注入更高质量的电能。

综上，本发明的主要特色是先通过第三代半导体功率开关器件的非线性进行修正，以便尽可能的减少单向逆变桥的死区时间。然后，再通过组合的控制策略，用于减少数字控制延时及单向逆变桥死区等非线性特性对单向逆变桥性能的影响，从而整体提高单向逆变桥的输出性能。

本领域普通技术人员可以理解上述方法中的全部或部分步骤可通过程序来指令相关硬件完成，所述程序可以存储于计算机可读存储介质中，如只读存储器、磁盘或光盘等。可选地，上述实施例的全部或部分步骤也可以使用一个或多个集成电路来实现，相应地，上述实施例中的各模块/单元可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。本发明不限制于任何特定形式的硬件和软件的结合。

需要说明的是，本发明还可有其他多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims

1.一种功率开关器件非线性修正装置，其特征在于，该功率开关器件的非线性修正装置由单相逆变桥和非线性修正控制策略单元两大部分组成；

2.根据权利要求1所述的非线性修正装置，其特征在于，所述非线性修正功率开关器件由一个线性时不变系统LTI模块与一个无记忆的非线性系统NL模块级联构成。

3.根据权利要求2所述的非线性修正装置，其特征在于，

所述LTI模块的数学表达式为：

所述NL模块的数学表达式为：

4.根据权利要求1所述的非线性修正装置，其特征在于，所述非线性修正控制策略单元包括网压完全前馈控制模块和多谐振控制模块。

5.根据权利要求1所述的非线性修正装置，其特征在于，所述网压完全前馈控制模块的前馈系数为G_{ff_LCL}(s)；

L_inv为逆变器侧滤波电感，L_g为电网侧滤波电感，u_inv为逆变桥输出电压，u_g为电网电压，i_inv为逆变器侧电感电流，C_f为滤波电容，L_f为滤波电感，i_c为高频旁路电流，G_inv(s)表示准谐振电流控制器传递函数，G_eq(s)表示等效阻抗器传递函数，网压完全前馈控制模块的前馈系数为G_{ff_LCL}(s)，G_inv表示逆变器增益，S是传递函数中的拉普拉斯变换的变换符号。

6.根据权利要求5所述的非线性修正装置，其特征在于，所述前馈系数为G_{ff_LCL}(s)的计算公式为：

7.根据权利要求5所述的非线性修正装置，其特征在于，所述前馈系数为G_{ff_LCL_LPF}(s)的计算公式为：

其中，时间常数T_LPF＝40μs。

8.根据权利要求1所述的非线性修正装置，其特征在于，所述多谐振控制模块与并网电流控制器并联，引入多谐振控制器后的并网电流控制器传递函数为

其中，K_p为比例系数，K_R为比例谐振系数，K_m为多谐控制的谐振系数，ω_c为控制器的带宽频率，ω为谐振频率，m为谐振频率次数。