CN110994961A - 一种功率开关管串联运行门极电压幅值补偿均压方法和电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种功率开关管串联运行门极电压幅值补偿均压方法和电路，其利用功率开关管电压受门极电压幅值控制以及不均衡电压差转换为缓冲电流的不均衡电流差采样原理，实现串联功率开关管的动态均压。本发明属于有差控制，且只在串联功率开关管电压动态变化过程中起作用，不影响功率开关管正常工况下的工作；采用无源器件，电路结构简单，易于集成到器件驱动板上，能够实现失衡电压快速响应追踪与串联功率开关管电压均衡，提高了均压控制的快速性与稳定性。

Description

一种功率开关管串联运行门极电压幅值补偿均压方法和电路
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种功率开关管串联运行门极电压幅值补偿均压方法和电路。
背景技术
由于单个功率开关管耐压能力有限，大功率应用场合通常采用多个功率开关管串联的方式实现中压应用。实现器件可靠串联，首先要确保各串联器件间的电压均衡。
引起串联器件电压不均衡的主要原因有：①器件自身参数差异，主要有门极阈值电压、结电容与跨导差异等；②外电路参数差异，主要有缓冲电路参数和驱动参数差异，其中，缓冲电路参数差异主要有缓冲电阻、缓冲电容差异等，驱动参数差异主要有驱动信号延迟、驱动电压与驱动电阻差异等。
器件串联均压方法主要有三种：①无源缓冲电路，通过在每个串联器件两端并联由电容、电阻、半导体二极管或其组合成的电路，以此改善功率开关管动态过程电压、电流特性，达到平衡电压的目的，该电路实现简单，能够实现对失衡电压的粗调；②门极信号延迟均压方法，通过控制驱动信号开关边沿延迟来实现均压，该方法效果好但需要引入漏-源极电压采样电路和驱动延迟调节电路，成本较高，控制复杂；③门极电压幅值补偿方法，通过反馈回路将失衡电压反馈至门极驱动信号，调节门极电压幅值实现均压，该方法效果较好但需要引入不均衡电压差采样电路和功率开关管门极电压幅值补偿电路。
以上三种器件串联均压方法中，门极电压幅值补偿方法效果最优，其次是门极信号延迟均压方法，无源缓冲电路效果有限。传统门极电压幅值补偿方法采用三极管、运放等组成的有源电路实现电压反馈与幅值补偿，功率开关管的开关速度对有源电路闭环响应速度提出了新的挑战。此外，为了提升电路可靠性和降低成本，器件串联均压电路要求结构简单，易于实现，同时附加电路要求不能影响功率开关管正常工况下的工作。
发明内容
为了克服上述现有技术的不足，本发明提供一种功率开关管串联运行门极电压幅值补偿均压方法和电路。
为达到上述目的，本发明采用如下技术方案：
功率开关管串联运行门极电压幅值补偿均压方法，包括如下步骤：
1)将串联运行的N个功率开关管开关动态过程中的电压转化为与各个功率开关管并联的RC缓冲电路的电流，N为大于等于2的自然数；
2)采样获得所有RC缓冲电路的电流值，通过将任一功率开关管对应的RC缓冲电路的电流与其余RC缓冲电路的电流平均值作差，获得正比于该功率开关管不均衡电压差变化率的电流信号；
3)将不均衡电压差采样单元输出的信号进行转换、隔离，添加到对应功率开关管门极电压中，实时补偿不均衡电压。
本发明还公开了一种功率开关管串联运行门极电压幅值补偿均压电路，其包括：串联运行的N个功率开关管、N个不均衡电压差采样单元、N个门极电压幅值补偿单元、N个门极驱动回路，N为大于等于2的自然数；所述每个功率开关管均并联一个电阻-电容缓冲电路，即RC缓冲电路；每个功率开关管对应一个不均衡电压差采样单元、一个门极电压幅值补偿单元和一个门极驱动回路；每个不均衡电压差采样单元均采样所有RC缓冲电路的电流值，门极电压幅值补偿单元与其所对应的不均衡电压差采样单元相连获取采样信号，得到正比于其所应对功率开关管的不均衡电压差的电流信号；并输出给其对应的门极驱动回路，门极驱动回路将补偿电压添加到门极电压中，门极驱动回路输出门极电压给其所对应的功率开关管。
作为本发明的优选方案，所述的门极驱动回路包括驱动电压源、两个串联的门极驱动电阻Rg1和Rg2，Rg2两端并联由门极电压幅值补偿单元引入的电流信号，将正比于不均衡电压差的驱动补偿电压添加到了功率开关管门极电压中。
作为本发明的优选方案，所述不均衡电压差采样单元包括绕制在同一个磁环上的N个采样电感；第一采样电感采样该不均衡电压差采样单元对应的功率开关管RC缓冲电路的电流值；其余采样电感分别采样其余功率开关管RC缓冲电路的电流值；第一采样电感与其余采样电感绕制方向相反；第一采样电感匝数为其余采样电感匝数的N-1倍，N为大于等于2的自然数。
作为本发明的优选方案，所述门极电压幅值补偿单元包括绕制在同一个磁环上的驱动电压补偿电感，所述驱动电压补偿电感的绕制方向与第一采样电感相同；驱动电压补偿电感、第一采样电感与其余采样电感因绕制在同一个磁环上构成一个耦合变压器；所述驱动电压补偿电感并联到门极驱动回路的门极驱动电阻两端。
作为本发明的优选方案，所述功率开关管采用IGBT模块或SiC MOSFET模块；当所述功率开关管采用IGBT模块时，第k-1个IGBT(IGBTk-1)的发射极Ek-1与第k个IGBT(IGBTk)的集电极Ck连接，2≤k≤N；当所述功率开关管采用SiC MOSFET模块时，第k-1个SiC MOSFET(MOSk-1)的源极Sk-1与第k个SiC MOSFET(MOSk)的漏极Dk连接，2≤k≤N。
作为本发明的优选方案，每两个相邻的RC缓冲电路重叠布局，使流过相邻两管缓冲电容的电流方向相反。
有益效果：
与现有技术方案相比，本发明具有如下有益效果：
本发明所述的功率开关管串联运行门极电压幅值补偿均压方法属于有差控制，即必须在器件有电压失衡的条件下才起作用。且当串联功率开关管电压达到稳态时，门极电压幅值补偿单元没有补偿电压输出，即该电路只在串联功率开关管电压动态变化过程中起作用，不影响功率开关管正常工况下的工作。
本发明仅采用无源器件，结构简单，易于集成到器件驱动板上，能够实现失衡电压快速响应追踪与串联功率开关管电压均衡，提高了均压控制的快速性与稳定性。
附图说明
图1为本发明实现多个功率开关管串联工作的均压电路原理图；
图2为本发明实现多个IGBT串联工作的均压电路原理图；
图3为本发明实现多个SiC MOSFET串联工作的均压电路原理图；
图4为本发明实现2个SiC MOSFET串联工作的实施例电路原理图；
图5为本发明实施例的减小寄生电容的缓冲电容布局图；
图6为本发明实施例中2个SiC MOSFET串联应用的动态均压实验验证结果。
具体实施方式
为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。
本发明涉及的一种功率开关管串联运行门极电压幅值补偿均压电路原理图如图1所示。当功率开关管为IGBT时，多个IGBT串联工作的均压电路原理图如图2所示；当功率开关管为SiC MOSFET时，多个SiC MOSFET串联工作的均压电路原理图如图3所示。
本发明涉及的实现2个SiC MOSFET串联工作的实施例电路原理图如图4所示，包括串联的2个SiC MOSFET，每个SiC MOSFET并联的电阻-电容(RC)缓冲电路，其中，第一个SiCMOSFET，即MOS1，与缓冲电阻Rs1、缓冲电容Cs1并联，第二个SiC MOSFET，即MOS2，与缓冲电阻Rs2、缓冲电容Cs2并联。
在实施例中，采样电感Lp11与采样电感Lp12构成第一个不均衡电压差采样单元，采样电感Lp21与采样电感Lp22构成第二个不均衡电压差采样单元。其中，采样电感Lp11与采样电感Lp21串联在第一个缓冲电路中，用于采样第一个缓冲电路的缓冲电流，即采样第一个SiCMOSFET，即MOS1的开关动态电压变化率；采样电感Lp12与采样电感Lp22串联在第二个缓冲电路中，用于采样第二个缓冲电路的缓冲电流，即采样第二个SiC MOSFET，即MOS2的开关动态电压变化率。不均衡电压差采样单元的第一采样电感匝数为其余采样电感匝数的N-1＝2-1＝1倍，即采样电感匝数相同均为N1匝。
驱动电压补偿电感Lg1、采样电感Lp11与采样电感Lp12绕制在同一个磁环上构成一个耦合变压器，即第一个门极电压幅值补偿单元。驱动电压补偿电感Lg2、采样电感Lp21与采样电感Lp22绕制在另一个磁环上构成一个耦合变压器，即第二个门极电压幅值补偿单元。其中，在第一个门极电压幅值补偿单元，驱动电压补偿电感Lg1绕制方向与采样电感Lp11相同，与采样电感Lp12相反；在第二个门极电压幅值补偿单元，驱动电压补偿电感Lg2绕制方向与采样电感Lp22相同，与采样电感Lp21相反。驱动电压补偿电感Lg1与驱动电压补偿电感Lg2线圈匝数相同为N2匝。
当串联SiC MOSFET电压动态变化时，缓冲电路的缓冲电流差异通过采样电感反馈到门极电压幅值补偿单元，在驱动电压补偿电感感应出正比于缓冲电路电流差的感应电流。流经驱动电压补偿电感的电流iLg1与iLg2分别为：
Figure BDA0002333792710000041
在门极回路中，将门极驱动电阻拆分为两个驱动电阻Rg1和Rg2，Rg2两端并联由耦合变压器引入的反馈信号，从而将正比于不均衡电压差的驱动补偿电压添加到了功率开关管门极电压中。在实施例中，驱动电压补偿电感可等效为受控电流源，驱动电压补偿电感Lg1并联于驱动电阻Rg12两端，产生补偿电压Vcom1。驱动电压补偿电感Lg2并联于驱动电阻Rg22两端，产生补偿电压Vcom2。补偿电压Vcom1与补偿电压Vcom2分别为：
Figure BDA0002333792710000042
缓冲电路的缓冲电流差值反映了串联SiC MOSFET器件的动态过程中的不均衡电压差变化率差异。通过驱动电压补偿电感将不均衡电压差变化率差值补偿至各SiC MOSFET门极驱动信号，实现失衡电压闭环控制，从而实现均压。
功率侧电路的缓冲电路串入耦合变压器，会增加缓冲回路的寄生电感，影响缓冲电路的吸收特性。在门极侧电路，由于耦合变压器输出可等效为受控电流源，回路寄生阻抗对门极影响有限。因此，为降低非理想参数的影响，需要重点考虑降低功率侧回路的寄生电感。对于RC缓冲电路，在器件开通或关断时刻，外电流会给缓冲电容充放电。由于实际RC电路中存在寄生电感，寄生电感会阻碍充电电流的变化，部分抵消了缓冲电路的均压作用。因此，需要缓冲电路寄生电感越小越好。
对双管串联的器件，上管缓冲电路回路和下管缓冲电路回路会存在耦合电感。在实施例中，将缓冲电路放置于功率模块一侧，第一个SiC MOSFET与第二个SiC MOSFET的吸收回路存在重叠，因此回路耦合系数较大。同时，由于电容电流的方向相反，因此该耦合电感对原来回路的耦合电感存在抵消的效果。若该耦合电感的耦合系数为1，则缓冲电路的漏感完全不起作用。因此，在实际运用中，可采用图5所示的布局方式，同时尽量加大串联两管的缓冲电路耦合系数。
为说明本发明的有效性，以两个某厂商大功率SiC MOSFET器件(额定电压1200V，额定电流180A)串联为例，对本发明涉及电路均压方法进行实验验证。本实施例中，RC缓冲电路缓冲电阻Rs1、Rs2选用5Ω，缓冲电容Cs1、Cs2选用4.7nF。门极驱动电路驱动电阻Rg11、Rg21选用1.55Ω，驱动电阻Rg12、Rg22选用1Ω。驱动电压源Vg1与Vg2由全局控制电路统一控制。
在实施例中，当母线电压为1300V，负载电流为200A时，串联电压测试结果如图6所示，串联SiC MOSFET器件电压差约4V，且经过10个开关周期仍保持均压，均压稳定性较好。当未使用本实施例时，在相同测试条件下，串联SiC MOSFET器件电压差约100V。由此验证了本发明中的功率开关管串联运行门极电压幅值补偿均压方法的正确性与可靠性。
在实施例中，SiC MOSFET器件关断过程中，当第一个SiC MOSFET即MOS1的漏-源极电压Vds1大于第二个SiC MOSFET即MOS2的漏-源极电压Vds2时，缓冲电路电流is1也大于缓冲电路电流is2，两者电流差值通过耦合变压器补偿到两个SiC MOSFET门极驱动信号，使得第一个SiC MOSFET即MOS1的驱动信号幅值略微下降，第二个SiC MOSFET即MOS2的驱动信号幅值略微上升，使得第一个SiC MOSFET即MOS1的电压上升率略微减小，第二个SiC MOSFET即MOS2的电压上升率略微增大，从而实现动态电压均衡。
上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种功率开关管串联运行门极电压幅值补偿均压方法，其特征在于包括如下步骤：
1)将串联运行的N个功率开关管开关动态过程中的电压转化为与各个功率开关管并联的RC缓冲电路的电流，N为大于等于2的自然数；
2)采样获得所有RC缓冲电路的电流值，通过将任一功率开关管对应的RC缓冲电路的电流与其余RC缓冲电路的电流平均值作差，获得正比于该功率开关管不均衡电压差变化率的电流信号；
3)将不均衡电压差采样单元输出的信号进行转换、隔离，添加到对应功率开关管门极电压中，实时补偿不均衡电压。
2.一种功率开关管串联运行门极电压幅值补偿均压电路，其特征在于包括：
串联运行的N个功率开关管、N个不均衡电压差采样单元、N个门极电压幅值补偿单元、N个门极驱动回路，N为大于等于2的自然数；所述每个功率开关管均并联一个电阻-电容缓冲电路，即RC缓冲电路；每个功率开关管对应一个不均衡电压差采样单元、一个门极电压幅值补偿单元和一个门极驱动回路；每个不均衡电压差采样单元均采样所有RC缓冲电路的电流值，门极电压幅值补偿单元与其所对应的不均衡电压差采样单元相连获取采样信号，得到正比于其所应对功率开关管的不均衡电压差的电流信号；并输出给其对应的门极驱动回路，门极驱动回路将补偿电压添加到门极电压中，门极驱动回路输出门极电压给其所对应的功率开关管。
3.根据权利要求2所述的功率开关管串联运行门极电压幅值补偿均压电路，其特征在于：所述的门极驱动回路包括驱动电压源、两个串联的门极驱动电阻Rg1和Rg2，Rg2两端并联由门极电压幅值补偿单元引入的电流信号，将正比于不均衡电压差的驱动补偿电压添加到了功率开关管门极电压中。
4.根据权利要求2所述的功率开关管串联运行门极电压幅值补偿均压电路，其特征在于：所述不均衡电压差采样单元包括绕制在同一个磁环上的N个采样电感；第一采样电感采样该不均衡电压差采样单元对应的功率开关管RC缓冲电路的电流值；其余采样电感分别采样其余功率开关管RC缓冲电路的电流值；第一采样电感与其余采样电感绕制方向相反；第一采样电感匝数为其余采样电感匝数的N-1倍，N为大于等于2的自然数。
5.根据权利要求4所述的功率开关管串联运行门极电压幅值补偿均压电路，其特征在于：所述门极电压幅值补偿单元包括绕制在同一个磁环上的驱动电压补偿电感，所述驱动电压补偿电感的绕制方向与第一采样电感相同；驱动电压补偿电感、第一采样电感与其余采样电感因绕制在同一个磁环上构成一个耦合变压器；所述驱动电压补偿电感并联到门极驱动回路的门极驱动电阻两端。
6.根据权利要求2所述的功率开关管串联运行门极电压幅值补偿均压电路，其特征在于：所述功率开关管采用IGBT模块或SiC MOSFET模块；当所述功率开关管采用IGBT模块时，第k-1个IGBT(IGBTk-1)的发射极Ek-1与第k个IGBT(IGBTk)的集电极Ck连接，2≤k≤N；当所述功率开关管采用SiC MOSFET模块时，第k-1个SiC MOSFET(MOSk-1)的源极Sk-1与第k个SiCMOSFET(MOSk)的漏极Dk连接，2≤k≤N。
7.根据权利要求2所述的功率开关管串联运行门极电压幅值补偿均压电路，其特征在于：每两个相邻的RC缓冲电路重叠布局，使流过相邻两管缓冲电容的电流方向相反。
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