CN109149947B - 一种多路输出反激式变换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种多路输出反激式变换器，属于反激式变换器技术领域，解决了现有技术对改善交叉调整率效果不理想、电路结构复杂、制造成本较高的问题。本发明公开的反激式变换器包括隔离变压器、原边电路、副边电路和反馈控制回路。其中，副边电路，包括主输出回路和N路副输出回路；N≥1。主输出回路包括续流二极管、电容，副输出回路包括改善电阻、续流二极管、电容。反馈控制回路采集主输出回路的输出信号作为反馈信号，经处理后输出驱动信号控制原边电路工作，实现减少漏感引起的能量损耗，提高电路交叉调整率。该反激式变换器结构简单，易于参数计算，从原理上消除了电压漂高等现象，并且使用方便，体积小，质量轻，成本低，适合工程化应用。

Description

一种多路输出反激式变换器

技术领域

本发明涉及开关电源技术领域，尤其涉及一种多路输出反激式变换器。

背景技术

反激式变换器具有结构简单、体积小、成本低廉、无滤波电感、可实现隔离输出等优点，通过增加额外的副边绕组可实现变换器的多路输出，被广泛应用于小功率直流应用场合，例如在充电器、机顶盒及大型电源的辅助电源等。

当反激式变换器作为开关电源工作时，往往需要提供稳定的输出电压或者电流，并使电路的电压调整率或负载调整率满足设计指标，因此需要对电路进行闭环控制，以抵抗输入电压扰动、负载扰动等外部扰动对输出造成的影响。在反激式变换器电路中，通常将输出端输出的采样信号通过处理反馈给输入侧以改善电路性能。但这种控制方式会导致能量传递过程中次级电流分配不均，使副输出回路的输出电压上下波动，影响反激式变换器的交叉调整率，降低了反激式变换器输出效率，严重时甚至会损坏输出端用电器件。传统的多路输出反激式直流变换器存在电压交叉调整率差、负载变化时损耗大效率低的缺点，影响了反激式变换器的进一步推广应用。

现有技术中，对改进多路输出反激式变换器交叉调整率，通常采用以下方法：一是优化隔离变压器设计，但漏感依然存在，多余的能量没有被消耗，在电流不连续模式下对交叉调整率的改善作用十分微弱；二是对输出电压加权控制，反馈信号是相对于副边各支路电压的加权，但仅将多余的能量在各支路重新分配，并没有消除多余的能量，对交叉调整率的改善作用也十分微弱；三是对原边箝位缓冲，但箝位电感、电容参数设计困难，若参数设计不当容易引起更大的漂高；四是副边输出增加线性调压器件，但大大增加电路额外损耗，效果适得其反；五是副输出增加磁放大器电路，但成本大幅提高，控制难度增大，控制稳定性降低；六是副输出增加同步开关，开关器件的增加使控制环路复杂程度提高，大大提高了系统成本，若辅助开关未能完全同步，则会出现较大环流；七是副边各路输出滤波电感耦合，输出回路成对增加耦合电感，但电路体积大幅增加，各输出回路参数耦合，滤波设计困难；八是次级串阻感、人为增加漏感，但开关管应力大幅增加，电压尖峰可能损害电路。

发明内容

鉴于上述的分析，本发明实施例旨在提供一种多路输出反激式变换器，用以解决现有技术对改善交叉调整率效果不理想、电路结构复杂、制造成本较高的问题。

一方面，本发明实施例提供了一种多路输出反激式变换器，包括隔离变压器、原边电路、副边电路和反馈控制回路；其中，

所述副边电路，包括主输出回路和N路副输出回路；N≥1；

所述主输出回路包括续流二极管、电容；主输出回路对应的隔离变压器副边绕组负极经所述续流二极管与所述主输出回路输出端正极连接，其绕组正极与所述主输出回路输出端负极连接并接地；所述主输出回路输出端正负极之间接电容；

所述副输出回路包括改善电阻、续流二极管、电容；每路副输出回路中，对应的隔离变压器副边绕组负极依次经所述改善电阻、续流二极管与相应副输出回路的输出端正极连接，其绕组正极与所述副输出回路输出端负极连接并接地；所述副输出回路的输出端正负极之间接电容；

所述反馈控制回路的输入端与所述主输出回路的输出端连接，其输出端与所述原边电路的控制端连接。

上述技术方案的有益效果如下：提供的多路输出反激式变换器结构简单，易于参数计算，通过改善电阻的作用能够消除电压漂高等现象，并且没有增加电路成本，不增加电路体积，电路控制环节复杂程度不变，简单实用、设计方便。

基于上述多路输出反激式变换器的另一个实施例中，所述原边电路，包括电源、储能器件和原边缓冲电路、MOS开关；

所述电源的正极与所述储能器件的一端、原边缓冲电路的输入端、隔离变压器原边绕组正极连接，其负极与所述储能器件的另一端、原边缓冲电路的输出端、MOS开关的源极连接；MOS开关的漏极与隔离变压器的负极连接；MOS开关的栅极作为所述原边电路的控制端，与反馈控制回路的输出端连接。

上述技术方案的有益效果是：缓冲电路可以减小在MOS开关进行动作切换时，因MOS开关切换引起的电流冲击。多路输出反激式变换器交叉调整率差主要是由于电路中的冲击电流引起的，采用原边缓冲电路对减小冲击电流有促进的作用，因此可以进一步改善反激式变换器的交叉调整率。

进一步，所述反馈控制回路，包括依次串联的分压电路、比较器、补偿网络、PWM调制器和驱动器；

所述分压电路，用于将主输出回路的输出电压进行降压，获得分压结果传输至比较器；

所述比较器，用于将分压结果与预设值进行比较，获得二者差值信号传输至补偿网络；

所述补偿网络，用于对上述差值信号进行补偿，获得补偿后信号传输至PWM调制器；

PWM调制器，用于对上述补偿信号进行调制，获得PWM信号传输至驱动器；

所述驱动器，用于将上述PWM信号转换成电压幅值较高的驱动信号，通过所述驱动信号控制MOS开关的通断。

上述进一步方案的有益效果是：可实现稳定的闭环控制，使反激式变换器主输出回路恒压输出，进而使得副输出回路也恒压输出。

进一步，所述改善电阻的阻值为1～20Ω。

上述进一步方案的有益效果是：经过大量试验证明，改善电阻取上述值能够有效改善副输出回路的交叉调整率，消除电压漂高等现象。

进一步，当N＝1时，改善电阻的阻值R_g为

其中，P₂为副输出回路的额定输出功率，V₂为副输出回路的额定输出电压，R_L2为副输出回路输出端的额定负载，N_S2为副输出回路对应的的隔离变压器副边绕组匝数，N_S1为主输出回路对应的隔离变压器副边绕组匝数。

上述进一步方案的有益效果是：经过大量试验证明，N＝1时，改善电阻取上述值能够有效改善副输出回路的交叉调整率，消除电压漂高等现象。

进一步，所述储能器件包括电容C₁，所述原边缓冲电路包括二极管D₁、D₂、电感L₁、电容C₂，所述MOS开关包括MOS开关管S；其中，

所述电源的正极与所述电容C₁一端、二极管D₁负极、隔离变压器原边绕组正极连接，其负极与电容C₁的另一端、电感L₁的一端、MOS开关管S的源极连接；二极管D₁的正极与二极管D₂负极、电容C₂一端连接；二极管D₂正极与电感L₁的另一端连接；电容C₂另一端与隔离变压器原边绕组负极、MOS开关管S漏极连接；MOS开关管S栅极与所述反馈控制回路的输出端连接。

上述进一步方案的有益效果是：电路结构简单，实用性好，成本低。通过缓冲电路，减小了MOS开关管S通断过程中引起的电流冲击。

进一步，所述驱动器包括单通道栅极驱动器、脉冲变压器T、电阻R₄～R₉、电容C₆～C₉、二极管D₁、D₂、稳压二极管D₆～D₈；其中，

所述单通道栅极驱动器的EN端与外部控制信号连接，IN端与PWM调制器的输出端连接，VDD端与外部供电电源连接，OUTH端经电阻R₄、OUTL端经电阻R₅与电容C₆的一端连接，GND端接地；脉冲变压器T原边绕组正极与电容C₆的另一端连接，原边绕组负极接地，副边绕组正极经电容C₇、电阻R₆与原边电路的控制端连接，副边绕组负极分别与稳压二极管D₆负极、电容C₉一端、稳压二极管D₈负极和电阻R₉一端连接并接地；三极管Q基极分别经电阻R₇、电容C₈与电容C₇和电阻R₆连接的对应端连接，电阻R₇、电容C₈并联；三极管Q集电极与电阻R₈一端连接，电阻R₈另一端与电阻R₆的另一端、稳压二极管D₇负极、电阻R₉另一端、原边电路的控制端连接；三极管Q发射极与稳压二极管D₆正极、电容C₉另一端连接；稳压二极管D₇正极与D₈正极连接。

上述进一步方案的有益效果是：上述电路可用于将PWM信号转换成驱动电平较高的驱动信号，并实现负压关断，提高MOS开关的开关速度，防止MOS开关误导通。

进一步，电感L₁的匝数N_r为

式中，V₁为主输出回路的输出电压值，N_P为隔离变压器原边绕组匝数，V_in为电源电压，N_s1为主输出回路对应的隔离变压器副边绕组匝数。

上述进一步方案的有益效果是：实现原边LCD缓冲，减小MOS开关损耗，提高电路效率。

进一步，所述比较器采用电压型比较器，所述补偿网络采用PID型补偿网络。

上述进一步方案的有益效果是：实现主输出回路输出恒压控制，在电路发生外界干扰时保持主输出侧电压恒定。

进一步，所述单通道栅极驱动器采用UCC27531单通道栅极驱动器。

上述进一步方案的有益效果是：体积小成本低，易于调试和测量，可实现高电平驱动和负压关断。

本发明中，上述各技术方案之间还可以相互组合，以实现更多的优选组合方案。本发明的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分优点可从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的内容中来实现和获得。

附图说明

附图仅用于示出具体实施例的目的，而并不认为是对本发明的限制，在整个附图中，相同的参考符号表示相同的部件。

图1为本发明实施例1多路输出反激式变换器组成示意图；

图2为本发明实施例1副边电路组成示意图；

图3为本发明实施例2原边电路组成示意图；

图4为本发明实施例2驱动控制电路组成示意图；

图5为本发明实施例2多路输出反激式变换器的电路图；

图6为本发明实施例2驱动器电路图。

附图标记：

R₁～R₉-电阻；R_g1～R_g2-补偿电阻；D₁～D₅-二极管；D₆～D₈-稳压二极管；C₁～C₇-电容；L₁-电感；Q-三极管；M-隔离变压器；T-脉冲变压器；S-MOS开关管；GND-数字地；GGND-模拟地；N_p-隔离变压器原边绕组匝数；N_s1-隔离变压器中主输出回路对应的副边绕组匝数；N_s2，N_s3-隔离变压器中副输出回路对应的副边绕组匝数；N_r-电感L₁绕组匝数；V_in-电源幅值；V₁-主输出回路输出电压；V₂，V₃-副输出回路输出电压。

具体实施方式

下面结合附图来具体描述本发明的优选实施例，其中，附图构成本申请一部分，并与本发明的实施例一起用于阐释本发明的原理，并非用于限定本发明的范围。

实施例1

本发明的一个具体实施例，公开了一种多路输出反激式变换器，如图1所示，包括隔离变压器、原边电路、副边电路和反馈控制回路。其中，副边电路，包括主输出回路和N路副输出回路；N≥1。

具体地，在副边电路中，如图2所示，隔离变压器副边包括N+1个绕组，其中一个绕组作为主输出回路，其他N个绕组作为副输出回路。

主输出回路包括续流二极管、电容。主输出回路对应的隔离变压器副边绕组负极经续流二极管与主输出回路输出端正极连接，其绕组正极与主输出回路输出端负极连接并接地；主输出回路输出端正负极之间接电容。

副输出回路包括改善电阻、续流二极管、电容。每路副输出回路中，对应的隔离变压器副边绕组负极依次经改善电阻、续流二极管与相应副输出回路的输出端正极连接，其绕组正极与副输出回路输出端负极连接并接地；副输出回路的输出端正负极之间接电容。

反馈控制回路的输入端与主输出回路的输出端连接，其输出端与原边电路的控制端连接。反馈控制回路用于采集主输出回路输出信号的电压值，将其与预设电压值进行比较，根据比较结果获得的驱动信号控制原边电路工作，进而使主输出回路输出稳定的电压。

实施时，当多路输出反激式变换器正常工作时，主输出回路和副输出回路分别输出稳定的电压。

下面对本实施例改善交叉调整率的原理进行详细说明。

首先介绍一些基础概念。交叉调整率是多路输出开关电源中常用术语，定义为在某一输入电压下，某一路输出电压由于本身负载或其他输出负载变化而造成的最大电压变化量ΔV_n与其对应的额定电压V_n的百分比

主输出回路输出端，是多路输出反激式变换器中输出功率最大的一个输出端口。

副输出回路输出端，是多路输出反激式变换器中非主输出的其他输出端口。

从能量角度看，当主输出回路输出端重载、副输出回路输出端轻载时，电路中多余的能量不能得到释放，因此会造成副输出回路的输出电压漂高导致副输出回路电压交叉调整率较差。当副输出回路负载逐渐加重时，副输出回路输出端获得了更多的能量，因此副输出回路输出端的电压会略高于额定电压。一般情况下，副输出回路都与额定电压小、对电压精度要求较高的负载相连，因此副输出回路输出端电压漂高时，会极大影响电路的工作性能。

对于上述问题，本实施例通过串联改善电阻，对反激式变换器的交叉调整率进行改善。由于副输出回路的负载较轻、电压较小，因此改善电阻上损耗的功率与反激式变换器额定功率相比很小，电路的效率要高于交叉负载调整率差时因电压漂高造成的功率损耗。当主输出回路负载变重时，副输出回路输出电压漂高，电压的升高导致副输出回路电流提高，因此流经改善电阻的电流增加，其压降增高，因主输出回路负载加重而产生的多余的能量消耗在改善电阻上，副输出回路输出端能量变少，因此副输出回路输出端电压降低，电压漂高现象消除，副输出回路的交叉调整率得以改善。

实际上，改善电阻的作用相当于在电路中引入负反馈电阻使电流增加的效应会作用在副输出回路中，最终使副输出回路的负载电流不增加，因此不会引起输出电压漂高。即改善电阻可以对副输出电路的交叉调整率进行改善，并从根本上解决了多路输出反激变换器电压调整率差的问题，提高了多路输出反激式变换器的电路性能。

以两路输出反激式变化器为例进行实例说明，取第一路输出为主输出回路，对该电路进行采样反馈，则其输出电压在任何负载下都保持不变。若第一路输出负载电流增大，短时间内其输出电压会小幅下降，反馈控制电路调节隔离变压器的磁电感电流，使其副边各回路电流最大值增大，则原边电路的总功率会相应增加，分配给主输出回路的功率增加，从而使其主输出回路输出电压维持在额定值。若副输出回路输出电压保持不变，则分配给副输出回路的功率也增加，势必会导致副输出回路的负载电流增大，如果副输出回路不能消耗掉这些多余的能量，就会导致副输出回路输出电压增大，通过设置改善电阻，可以消耗这些多余的能量，因此可以抑制过多的能量注入回路，则可以改善副输出回路的交叉调整率。

与现有技术相比，本实施例提供的多路输出反激式变换器结构简单，易于参数计算，能够消除电压漂高等现象，没有增加电路成本，不增加电路体积，电路控制环节复杂程度不变，简单实用、设计方便。

实施例2

在上述实施例的基础上进行改进，原边电路包括电源、储能器件和原边缓冲电路、MOS开关。

在原边电路中，如图3所示，电源的正极与储能器件的一端、原边缓冲电路的输入端、隔离变压器原边绕组的正极连接，电源的负极与储能器件的另一端、原边缓冲电路的输出端、MOS开关的源极连接；MOS开关的漏极与隔离变压器的负极连接；MOS开关的栅极作为所述原边电路的控制端，与反馈控制回路的输出端连接。原边电路中，电源用于为储能器件提供电能；原边缓冲电路用于在MOS开关开通过程中减小MOS开关两端的电压变化率(dV/dt)、在开关管关断过程中减小流经MOS开关的电流变化率(di/dt)。(V为MOS管关断时MOS管两端电压，dV/dt为电压对时间的导数；i为MOS管开通时流经MOS管的电流，di/dt为电流对时间的导数)；MOS开关用于在输出电压没有达到预设值时增加一个周期内开通时间(提高PWM信号占空比)，以提高主输出回路的输出电压，在输出电压高于预设值时减少一个周期内的开通时间(减小PWM波占空比)，以减小主输出回路的输出电压。

优选地，储能器件包括电容C₁，原边缓冲电路包括二极管D₁、D₂、电感L₁、电容C₂，MOS开关包括MOS开关管S。

如图5所示，电源的正极与电容C₁一端、续流二极管D₁负极、隔离变压器原边绕组正极连接；电源的负极与电容C₁的另一端、电感L₁的一端、MOS开关管S的源极连接；二极管D₁的正极与二极管D₂负极、电容C₂一端连接；二极管D₂正极与电感L₁的另一端连接；电容C₂另一端与隔离变压器M原边绕组负极、MOS开关管S漏极连接；MOS开关管S栅极与所述反馈控制回路的输出端连接。

反馈控制回路，通过主输出回路反馈信号控制MOS开关的开通与关闭，使主输出回路输出稳定的电压。优选地，如图4所示，反馈控制回路包括依次串联的分压电路、比较器、补偿网络、PWM调制器和驱动器。

具体地，分压电路，用于将主输出回路的输出电压进行降压，获得分压结果传输至比较器。比较器，用于将分压结果与预设值进行比较，获得二者差值信号传输至补偿网络。补偿网络，用于对上述差值信号进行补偿，获得补偿后信号传输至PWM调制器。PWM调制器，用于对上述补偿信号进行调制，获得PWM信号传输至驱动器，通过控制PWM信号占空比可控制主输出回路输出。驱动器，用于将上述PWM信号转换成电压幅值较高的驱动信号，通过所述驱动信号控制MOS开关的通断，即提升PWM调制器输出PWM信号的能量，以使其具有可靠驱动MOS开关的能力。

优选地，所述比较器采用电压型比较器，所述补偿网络采用PID型补偿网络。

优选地，驱动器包括单通道栅极驱动器、脉冲变压器T、电阻R₄～R₉、电容C₆～C₉、二极管D₁、D₂、稳压二极管D₆～D₈、脉冲变压器T、三极管Q。

优选地，上述单通道栅极驱动器采用UCC27531单通道栅极驱动器。

如图6所示，UCC27531单通道栅极驱动器的EN端与外部控制信号连接(当外部控制信号为高电平时驱动器工作，当外部控制信号为低电平时驱动器不工作，产生外部控制信号的方法有多种，例如通过单片机产生，本领域技术人员能够理解)，其IN端与PWM调制器的输出端连接，VDD端与外部供电电源连接，其OUTH端经电阻R₄、其OUTL端经电阻R₅分别与电容C₆的一端连接，其GND端接地；脉冲变压器T原边绕组正极与电容C₆的另一端连接，原边绕组负极接地，副边绕组正极经电容C₇、电阻R₆与原边电路的控制端连接，副边绕组负极分别与稳压二极管D₆负极、电容C₉一端、稳压二极管D₈负极和电阻R₉一端连接并接地；三极管Q基极分别经电阻R₇、电容C₈与电容C₇和电阻R₆连接的对应端连接，电阻R₇、电容C₈并联；三极管Q集电极与电阻R₈一端连接，电阻R₈另一端与电阻R₆的另一端、稳压二极管D₇负极、电阻R₉另一端、原边电路的控制端连接；三极管Q发射极与稳压二极管D₆正极、电容C₉另一端连接；稳压二极管D₇正极与D₈正极连接。

优选地，电感L₁的匝数N_r为

式中，V₁为主输出回路的输出电压值，N_P为隔离变压器M原边绕组匝数，V_in为电源电压，N_s1为主输出回路对应的隔离变压器M副边绕组匝数。

优选地，N＝2，如图5所示，主输出回路包括续流二极管D₃、电容C₃，副输出回路包括改善电阻R_g1、R_g2、续流二极管D₄、D₅、电容C₄、C₅。

主输出回路中，隔离变压器M副边绕组负极经续流二极管D₃与主输出回路输出端正极连接，其正极与主输出回路输出端负极连接并接地；主输出回路输出端正负极之间接电容C₃。

第一路副输出回路中，隔离变压器M副边绕组负极经改善电阻R_g1、续流二极管D₄与副输出回路的输出端正极连接，隔离变压器M副边绕组正极与第一路副输出回路的输出端负极连接；第一路副输出回路输出端正负极之间接电容C₄。

第二路副输出回路中，隔离变压器M副边绕组负极经改善电阻R_g2、续流二极管D₅与副输出回路的输出端正极连接，隔离变压器M副边绕组正极与第一路副输出回路的输出端负极连接；第一路副输出回路输出端正负极之间接电容C₅。

优选地，改善电阻的取值R_g1、R_g2为1～20Ω。

优选地，N＝1时，即两路输出反激式变换器中，根据大量试验的经验，改善电阻R_g可按照如下公式取值

式中，P₂为副输出回路的额定输出功率，V₂为副输出回路的额定输出电压，R_L2为副输出回路输出端的额定负载，N_S2为副输出回路对应的隔离变压器M副边绕组匝数，N_S1为主输出回路对应的隔离变压器M副边绕组匝数。

实施时，控制信号可通过控制UCC27531的EN端来控制芯片是否进入驱动模式。在电路发生故障时，可通过置零该引脚来强制终止驱动信号输出，从而实现对反激式变换器电路的快速保护。在UCC27531的使能引脚EN端已经使能的情况下，PWM调制器输出的控制信号输入UCC27531的IN端，经芯片处理后通过OUTH和OUTL输出，该芯片具有轨电压输出能力，输出的脉冲信号经过限流电阻R₄、R₅后，通过隔直通交的电容C₆后流入脉冲变压器原边，之后脉冲变压器副边信号经过补偿电容C₇抬高电位后，再经电阻R₆限流及稳压二极管D₇、D₈稳压后驱动MOS开关管S。R₇、C₈组成加速电路，与Q、R₈共同组成加速关断抽流电路，极大缩短了MOS管关断时间。同时，还设计了反向串联的稳压管结构，可以使电路输出的驱动信号高电平达到18V，同时拥有-5V负压输出，实现MOS管的可靠关断，加速反激式变换器的开关过程，对减少漏感引起的能量损耗、提高电路的交叉调整率具有意义。

与现有技术相比，本实施例改善了多路输出反激式变换器的交叉调整率，抑制当主输出由轻到重的变换过程中副输出产生的电压漂高的问题。并且，从原理上解决了交叉调整率的问题，保证了副输出端电压的稳定性。

本领域技术人员可以理解，实现上述实施例方法的全部或部分流程，可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于计算机可读存储介质中。其中，所述计算机可读存储介质为磁盘、光盘、只读存储记忆体或随机存储记忆体等。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种多路输出反激式变换器,其特征在于，包括隔离变压器、原边电路、副边电路和反馈控制回路；其中，

所述副边电路，包括主输出回路和N路副输出回路；N≥1；

所述主输出回路包括续流二极管、电容；主输出回路对应的隔离变压器副边绕组负极经所述续流二极管与所述主输出回路输出端正极连接，其绕组正极与所述主输出回路输出端负极连接并接地；所述主输出回路输出端正负极之间接电容；

所述副输出回路包括改善电阻、续流二极管、电容；每路副输出回路中，对应的隔离变压器副边绕组负极依次经所述改善电阻、续流二极管与相应副输出回路的输出端正极连接，其绕组正极与所述副输出回路输出端负极连接并接地；所述副输出回路的输出端正负极之间接电容；

所述反馈控制回路的输入端与所述主输出回路的输出端连接，其输出端与所述原边电路的控制端连接；

当N＝1时，改善电阻的阻值R_g为

式中，P₂为副输出回路的额定输出功率，V₂为副输出回路的额定输出电压，R_L2为副输出回路输出端的额定负载，N_S2为副输出回路对应的隔离变压器副边绕组匝数，N_S1为主输出回路对应的隔离变压器副边绕组匝数；

所述反馈控制回路进一步包括依次串联的分压电路、比较器、补偿网络、PWM调制器和驱动器；

所述分压电路，用于将主输出回路的输出电压进行降压，获得分压结果传输至比较器；

所述比较器，用于将分压结果与预设值进行比较，获得二者差值信号传输至补偿网络；

所述补偿网络，用于对上述差值信号进行补偿，获得补偿后信号传输至PWM调制器；

所述PWM调制器，用于对上述补偿后信号进行调制，获得PWM信号传输至驱动器；

所述驱动器，用于将上述PWM信号转换成电压幅值较高的驱动信号，通过所述驱动信号控制MOS开关的通断；

所述原边电路，包括电源、储能器件和原边缓冲电路、MOS开关；

所述电源的正极与所述储能器件的一端、原边缓冲电路的输入端、隔离变压器原边绕组正极连接，其负极与所述储能器件的另一端、原边缓冲电路的输出端、MOS开关的源极连接；MOS开关的漏极与隔离变压器的负极连接；MOS开关的栅极作为所述原边电路的控制端，与反馈控制回路的输出端连接，

所述储能器件包括电容C₁，所述原边缓冲电路包括二极管D₁、D₂、电感L₁、电容C₂，所述MOS开关包括MOS开关管S；其中，

所述电源的正极与所述电容C₁一端、二极管D₁负极、隔离变压器原边绕组正极连接，其负极与电容C₁的另一端、电感L₁的一端、MOS开关管S的源极连接；二极管D₁的正极与二极管D₂负极、电容C₂一端连接；二极管D₂正极与电感L₁的另一端连接；电容C₂另一端与隔离变压器原边绕组负极、MOS开关管S漏极连接；MOS开关管S栅极与所述反馈控制回路的输出端连接；电感L₁的匝数N_r为

式中，V₁为主输出回路的输出电压值，N_P为隔离变压器原边绕组匝数，V_in为电源电压，N_s1为主输出回路对应的隔离变压器副边绕组匝数。

2.根据权利要求1所述的多路输出反激式变换器，其特征在于，所述改善电阻的阻值为1～20Ω。

3.根据权利要求1所述的多路输出反激式变换器，其特征在于，所述驱动器包括单通道栅极驱动器、脉冲变压器T、电阻R₄～R₉、电容C₆～C₉、二极管D₁、D₂、稳压二极管D₆～D₈；其中，

所述单通道栅极驱动器的EN端与外部控制信号连接，IN端与PWM调制器的输出端连接，VDD端与外部供电电源连接，OUTH端经电阻R₄、OUTL端经电阻R₅与电容C₆的一端连接，GND端接地；脉冲变压器T原边绕组正极与电容C₆的另一端连接，原边绕组负极接地，副边绕组正极经电容C₇、电阻R₆与原边电路的控制端连接，副边绕组负极分别与稳压二极管D₆负极、电容C₉一端、稳压二极管D₈负极和电阻R₉一端连接并接地；三极管Q基极分别经电阻R₇、电容C₈与电容C₇和电阻R₆连接的对应端连接，电阻R₇、电容C₈并联；三极管Q集电极与电阻R₈一端连接，电阻R₈另一端与电阻R₆的另一端、稳压二极管D₇负极、电阻R₉另一端、原边电路的控制端连接；三极管Q发射极与稳压二极管D₆正极、电容C₉另一端连接；稳压二极管D₇正极与D₈正极连接。

4.根据权利要求1所述的多路输出反激式变换器，其特征在于，所述比较器采用电压型比较器，所述补偿网络采用PID型补偿网络。

5.根据权利要求3所述的多路输出反激式变换器，其特征在于，所述单通道栅极驱动器采用UCC27531单通道栅极驱动器。

Images