CN111900879A - 一种12w反激电源变换器的变压器及其设计方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种12W反激电源变换器的变压器的设计方法，包括以下步骤：初始化系统参数：输入电压范围，电路工作频率，输出功率，设计为3路输出，输出电压分别为Vout1、Vout2、Vout3，计算输出功率，对于变换器效率进行初步预估，对于各路输出功率占比进行计算，确定最大占空比Dmax：DCM(电感电流断续模式)模式反激变换器。本发明可有效应用在需要对输入输出进行电气隔离的低功率(1W～60W)开关电源应用场合，应用效果较好，该反激变换器变压器为一种可靠的拓扑结构，其具有简单、可靠、低成本、易于实现等优点，且该设计方法通过公式计算详细说明了该12W反激变换器的变压器的设计方法及过程，设计思路清晰明了，过程结果较为精确。

Description

一种12W反激电源变换器的变压器及其设计方法
技术领域
本发明属于12W反激电源变换器的变压器技术领域，具体涉及一种12W反激电源变换器的变压器及其设计方法及其制造工艺。
背景技术
开关电源的设计需要不断地根据需求目标修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。反激式开关电源电路结构简单。元件使用量相对较少，在低功率应用场合，相对其他拓扑结构的隔离式开关电源来说，反激式开关电源中以磁性元件和变压器的设计最为复杂。高频变压器工作在一个可变的电磁变换环境下，磁芯参数、线圈电感、匝数、线径、气隙等参数对整个开关电源的性能真起关键性作用。这些参数涉及的理论知识面广，计算公式繁多、过程复杂、计算步骤灵活多变，没有唯一确定的解，对设计者理论基础和实践经验都有较高的要求。
电源是各种电子设备必不可少的组成部分，其性能的优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠地工作。目前常用的直流稳压电源分线性电源和开关电源，由于开关电源在体积、重量、用铜用铁及能耗等方面都比线性电源有显著减少，而且对整机多项指标有良好影响，因此它广泛应用于邮电通信、军事装备、交通设施、仪器仪表、工业设备、家用电器等领域，正朝高功率密度、高变换效率、高可靠性、无污染的方向发展。因此寻求高性能的开关电源是电力电子技术重要的研究内容。
发明内容
本发明的目的在于提供一种12W反激电源变换器的变压器及其设计方法及其制造工艺，以解决上述背景技术中提出的问题。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种12W反激电源变换器的变压器的设计方法，包括以下步骤：
S1、初始化系统参数：输入电压范围，电路工作频率，输出功率，设计为3路输出，输出电压分别为Vout1、Vout2、Vout3，计算输出功率，对于变换器效率进行初步预估，对于各路输出功率占比进行计算；
S2、确定最大占空比Dmax：DCM(电感电流断续模式)模式反激变换器，由于输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM模式的电路设计变得更复杂，因此在DCM模式与CCM (电感电流连续模式)模式的临界处(BCM模式)、输入电压最低Vinmin、满载条件下，设计DCM模式反激变换器；
S3、工作在断续模式DCM，取最大占空比，计算反射电压；
S4、确定变压器初级电感：计算DCM模式电流纹波系数，计算变压器初级电感，计算初级电流峰值，计算初级电流RMS(均方根值)，计算MOS管的导通损耗(选择IRF540)；
S5、选择合适磁芯，计算初级绕组匝数：确定磁通摆幅△B，次级线圈匝数；
S6、确定各路输出的匝数：设各路输出整流管的正向导通压降相同，得出匝数值；
S7、确定各路绕组的线径：根据流过每个绕组电流的RMS决定导线线径，通常，当绕组线圈的比较长时(>1m),线圈电流密度取5A/mm2，导线电流密度取5A/mm2，分别计算初级线径、次级主路1、次级主路2 与次级辅路线径。
优选的，所述S1中，输入电压范围：最小44V，最大52V，电路工作频率为150KHz，输出功率经计算得11.5255W，初步变换器效率预估为70％，三路输出功率占比为0.392、0.340与0.269。
优选的，所述S3中，最大占空比取0.45，反射电压通过计算为36V。
优选的，所述S4中，DCM模式电流纹波系数为1，变压器初级电感 79uH，初级电流峰值为1.67A，初级电流RMS为0.416A，MOS管的导通损耗为0.009W。
优选的，所述S5中，确定磁通摆幅△B为0.2T，次级线圈匝数为 34.5匝。
优选的，所述S6中，在各路输出整流管的正向导通压降相同的情况下，计算得：主路1、主路2与辅路的匝数为15.4匝、15.4匝与6匝。
优选的，所述S7中，计算得初级线径、次级主路1、次级主路2 与次级辅路线径分别为0.32mm、0.33mm、0.30mm与0.34mm。
本发明还提供了一种12W反激电源变换器的变压器及其设计方法中的变压器，其特征在于，所述反激变换器工作于CCM模式与DCM模式，均能够按照CCM模式进行设计。
优选的，所述变压器内各路输出整流管的正向导通压降相同。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：该12W反激变换器的变压器可有效应用在需要对输入输出进行电气隔离的低功率(1W～60W) 开关电源应用场合，应用效果较好，该反激变换器变压器为一种可靠的拓扑结构，其具有简单、可靠、低成本、易于实现等优点，且该设计方法通过公式计算详细说明了该12W反激变换器的变压器的设计方法及过程，设计思路清晰明了，过程结果较为精确。
附图说明
图1为本发明中变压器的电路结构图；
图2为本发明中变压器参数设计流程图；
图3为本发明中各路输出整流管的局部电路图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参阅图1-2，本发明提供一种技术方案：一种12W反激电源变换器的变压器的其设计方法，包括以下步骤：
S1、初始化系统参数：输入电压范围，最小44V，最大52V，电路工作频率150KHz，输出功率11.5255W，设计为3路输出，输出电压分别为Vout1、Vout2、Vout3，计算输出功率70％，对于变换器效率进行初步预估，对于各路输出功率占比进行计算为0.392、0.340 与0.269；
S2、确定最大占空比Dmax：DCM(电感电流断续模式)模式反激变换器，由于输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM模式的电路设计变得更复杂，因此在DCM模式与CCM (电感电流连续模式)模式的临界处(BCM模式)、输入电压最低Vinmin、满载条件下，设计DCM模式反激变换器，所述反激变换器工作于CCM模式与DCM模式，均能够按照CCM模式进行设计；
S3、工作在断续模式DCM，取最大占空比0.45，计算反射电压为 36V；
S4、确定变压器初级电感：计算DCM模式电流纹波系数1，计算变压器初级电感79uH，计算初级电流峰值1.67A，计算初级电流RMS (均方根值)为0.416A，计算MOS管的导通损耗(选择IRF540)为 0.009W；
S5、选择合适磁芯，计算初级绕组匝数：确定磁通摆幅△B为0.2T，次级线圈匝数为34.5匝；
S6、确定各路输出的匝数：设各路输出整流管的正向导通压降相同，得出主路1、主路2与辅路的匝数为15.4匝、15.4匝与6匝；
S7、确定各路绕组的线径：根据流过每个绕组电流的RMS决定导线线径，通常，当绕组线圈的比较长时(>1m),线圈电流密度取5A/mm2，导线电流密度取5A/mm2，分别计算得初级线径、次级主路1、次级主路2与次级辅路线径分别为0.32mm、0.33mm、0.30mm与0.34mm。
关于上述过程涉及到的一些计算公式及信息如下：
S1、初始化系统参数(均为已知的参数和目标参数)：
输入电压范围：最小Vinmin＝44V、最大Vinmax＝52V
电路工作频率：fs＝150KHz
输出功率(等于各路输出功率之和)：
本设计为3路输出，输出电压分别为Vout1、Vout2、Vout3
Vout1＝+15.05V Iout1＝0.3A
Vout2＝-15.05V Iout2＝0.26A
Vout3＝+5.25V Iout3＝0.59A
输出功率经计算得：
Po＝Vout1·Iout1+Vout2·Iout2+Vout3·Iout3＝11.5255W
初步变换器效率预估：
低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85，
此处取0.7。
η＝70％
根据预估效率，电路估算输入功率：
Pin＝Po/η＝16.465W
各路输出功率占比：
对多路输出，定义KL(n)为第n路输出功率与输出总功率的比值：
Figure BDA0002594329520000061
Figure BDA0002594329520000062
Figure BDA0002594329520000063
S2、确定最大占空比Dmax：DCM(电感电流断续模式)模式反激变换器，由于输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM模式的电路设计变得更复杂，因此在DCM模式与CCM (电感电流连续模式)模式的临界处(BCM模式)、输入电压最低Vinmin、满载条件下，设计DCM模式反激变换器，所述反激变换器工作于CCM模式与DCM模式，均能够按照CCM模式进行设计；
S3、工作在断续模式DCM，取最大占空比，计算反射电压；
工作在断续模式DCM，最大占空比取：
Dmax＝0.45
计算反射电压：
Figure BDA0002594329520000071
S4、确定变压器初级电感：计算DCM模式电流纹波系数，计算变压器初级电感，计算初级电流峰值，计算初级电流RMS(均方根值)，计算MOS管的导通损耗(选择IRF540)；
DCM模式电流纹波系数：
对于DCM模式变换器，设计时KRF＝1。
KRF＝1
计算变压器初级电感Lm：
对于CCM模式反激，当输入电压变化时，变换器可能会从CCM 模式过渡到DCM模式，对于两种模式，均在最恶劣条件下(最低输入电压、满载)设计变压器的初级电感Lm。由下式决定：
Figure BDA0002594329520000081
计算初级电流峰值：
一旦Lm确定，流过MOS管的电流峰值Idspeak和均方根值Idsrms亦随之确定。
Figure BDA0002594329520000082
Figure BDA0002594329520000083
Figure BDA0002594329520000084
计算初级电流RMS(均方根值)：
Figure BDA0002594329520000085
计算MOS管的导通损耗：(选择IRF540)
设计中，需保证Idspeak不超过选用MOS管最大电流值80％，Idsrms用来计算MOS管的导通损耗Pcond，Rdson为MOS管的导通电阻。
Rdson＝0.05Ω
Figure BDA0002594329520000086
S5、选择合适磁芯，计算初级绕组匝数：确定磁通摆幅△B，次级线圈匝数；
磁芯选择C055121A2，根据磁芯手册可知：
Figure BDA0002594329520000087
Ae＝19.2mm2
选定磁芯后，通过Ae值及磁化曲线，确定磁通摆幅△B，次级线圈匝数：
DCM模式磁通摆幅ΔB：
ΔB＝0.2T
次级线圈匝数由下式确定：
Figure BDA0002594329520000091
S6、确定各路输出的匝数：设各路输出整流管的正向导通压降相同，得出匝数值；
设各路输出整流管的正向导通压降相同：
VF＝1V
主路1：
Figure BDA0002594329520000093
匝
主路2：
Figure BDA0002594329520000094
匝
辅路：
Figure BDA0002594329520000095
匝
S7、确定各路绕组的线径：根据流过每个绕组电流的RMS决定导线线径，通常，当绕组线圈的比较长时(>1m),线圈电流密度取5A/mm2，导线电流密度取5A/mm2，分别计算初级线径、次级主路1、次级主路 2与次级辅路线径
初级Lm线径：
初级电感绕组电流RMS：Iprms＝Idsrms
Figure BDA0002594329520000101
次级主路1：
次级绕组电流RMS：
Figure BDA0002594329520000102
Figure BDA0002594329520000103
对应28AWG号线。
次级主路2：
Figure BDA0002594329520000104
Figure BDA0002594329520000105
对应29AWG号线。
次级辅路：
Figure BDA0002594329520000106
Figure BDA0002594329520000107
对应28AWG号线，至此，12w反激变换器的变压器部分设计完成。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。

Claims (9)

1.一种12W反激电源变换器的变压器的设计方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、初始化系统参数：输入电压范围，电路工作频率，输出功率，设计为3路输出，输出电压分别为Vout1、Vout2、Vout3，计算输出功率，对于变换器效率进行初步预估，对于各路输出功率占比进行计算；
S2、确定最大占空比Dmax：DCM(电感电流断续模式)模式反激变换器，由于输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM模式的电路设计变得更复杂，因此在DCM模式与CCM(电感电流连续模式)模式的临界处(BCM模式)、输入电压最低Vinmin、满载条件下，设计DCM模式反激变换器；
S3、工作在断续模式DCM，取最大占空比，计算反射电压；
S4、确定变压器初级电感：计算DCM模式电流纹波系数，计算变压器初级电感，计算初级电流峰值，计算初级电流RMS(均方根值)，计算MOS管的导通损耗(选择IRF540)；
S5、选择合适磁芯，计算初级绕组匝数：确定磁通摆幅△B，次级线圈匝数；
S6、确定各路输出的匝数：设各路输出整流管的正向导通压降相同，得出匝数值；
S7、确定各路绕组的线径：根据流过每个绕组电流的RMS决定导线线径，通常，当绕组线圈的比较长时(>1m),线圈电流密度取5A/mm2，导线电流密度取5A/mm2，分别计算初级线径、次级主路1、次级主路2与次级辅路线径。
2.根据权利要求1所述的一种12W反激电源变换器的变压器的设计方法，其特征在于：所述S1中，输入电压范围：最小44V，最大52V，电路工作频率为150KHz，输出功率经计算得11.5255W，初步变换器效率预估为70％，三路输出功率占比为0.392、0.340与0.269。
3.根据权利要求1所述的一种12W反激电源变换器的变压器的设计方法，其特征在于：所述S3中，最大占空比取0.45，反射电压通过计算为36V。
4.根据权利要求1所述的一种12W反激电源变换器的变压器的设计方法，其特征在于：所述S4中，DCM模式电流纹波系数为1，变压器初级电感79uH，初级电流峰值为1.67A，初级电流RMS为0.416A，MOS管的导通损耗为0.009W。
5.根据权利要求1所述的一种12W反激电源变换器的变压器的设计方法，其特征在于：所述S5中，确定磁通摆幅△B为0.2T，次级线圈匝数为34.5匝。
6.根据权利要求1所述的一种12W反激电源变换器的变压器的设计方法，其特征在于：所述S6中，在各路输出整流管的正向导通压降相同的情况下，计算得：主路1、主路2与辅路的匝数为15.4匝、15.4匝与6匝。
7.根据权利要求1所述的一种12W反激电源变换器的变压器的设计方法，其特征在于：所述S7中，计算得初级线径、次级主路1、次级主路2与次级辅路线径分别为0.32mm、0.33mm、0.30mm与0.34mm。
8.一种根据权利要求1-7任意一项所述的12W反激电源变换器的变压器的设计方法中的变压器，其特征在于，所述反激变换器工作于CCM模式与DCM模式，均能够按照CCM模式进行设计。
9.一种根据权利要求1-7任意一项所述的12W反激电源变换器的变压器的设计方法中的变压器，其特征在于，所述变压器内各路输出整流管的正向导通压降相同。
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