CN110855174B - 逆变器装置及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种逆变器装置及其控制方法，逆变器装置包含第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、负载检知单元及控制单元。第一开关与第四开关形成第一开关组，第二开关与第三开关形成第二开关组。控制单元选择控制模式为第一开关组的两开关皆无关断，且第二开关组的至少一开关为关断，或者第二开关组的两开关皆无关断，且第一开关组的至少一开关为关断，或者第一开关组的两开关及第二开关组的两开关皆无关断。

Description

逆变器装置及其控制方法
技术领域
本发明是有关一种逆变器装置及其控制方法，尤指一种可基于负载操作状态提供不同调变控制的逆变器装置及其控制方法。
背景技术
常见的逆变器(inverter)的驱动控制通常利用调变信号(modulating signal)与载波信号(carrier signal)所产生的脉冲宽度调变(pulse-width modulation,PWM)信号所实现。
虽然PWM的控制方式可以提升逆变器的效率，然而现有逆变器的驱动控制通常仅通过单一的PWM调变方式对逆变器的开关元件提供高频开关，若要因应不同的负载操作状态提供不同PWM调变方式的交互(转换)控制，则需要通过较佳复杂的PWM控制方式，甚至需要通过额外的回授控制才能提升逆变器的效率，因此，现有逆变器的驱动控制无法以较经济、更简单的方式达到全负载范围下维持高效率以及良好的总谐波失真(THD％)的要求。相对应地，开关元件将无法作降规格的选用，不仅使得电路设计缺乏弹性与自由度，也无法降低电路成本。
发明内容
本发明的目的在于提供一种逆变器装置，解决无法有效地降低开关的切换损失，使得整体效率无法提升的问题。
为达成前揭目的，本发明所提出的逆变器装置转换直流输入电压为交流输出电压对负载供电。逆变器装置包含第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、负载检知单元以及控制单元。第一开关与第四开关形成第一开关组，第二开关与第三开关形成第二开关组。负载检知单元检知负载的操作状态以提供负载信号。控制单元接收负载信号且提供多个控制信号对应地控制开关。控制单元根据负载信号选择控制模式为第一开关组的两开关皆非为关断，且第二开关组的至少一开关为关断，或者第二开关组的两开关皆非为关断，且第一开关组的至少一开关为关断，或者第一开关组的两开关及第二开关组的两开关皆无关断。
藉由所提出的逆变器装置，能够有效地降低开关的切换损失，使得整体效率提升，并且维持逆变装置的输出具有低总谐波失真的要求。
本发明的另一目的在于提供一种逆变器装置的控制方法，解决无法有效地降低开关的切换损失，使得整体效率无法提升的问题。
为达成前揭目的，本发明所提出的逆变器装置的控制方法转换直流输入电压为交流输出电压对负载供电。逆变器装置包含第一开关、第二开关、第三开关以及第四开关，其中第一开关与第四开关形成第一开关组，第二开关与第三开关形成第二开关组。逆变器装置的控制方法包含：(a)、检知负载的操作状态以提供负载信号；(b)、接收负载信号且提供多个控制信号对应地控制开关；(c)、根据负载信号选择控制模式为控制第一开关组的两开关皆无关断，且第二开关组的至少一开关为关断，或者控制第二开关组的两开关皆无关断，且第一开关组的至少一开关为关断，或者控制第一开关组的两开关及第二开关组的两开关皆无关断。
藉由所提出的逆变器装置的控制方法，能够有效地降低开关的切换损失，使得整体效率提升，并且维持逆变装置的输出具有低总谐波失真的要求。
为了能更进一步了解本发明为达成预定目的所采取的技术、手段及功效，请参阅以下有关本发明的详细说明与附图，相信本发明的目的、特征与特点，当可由此得一深入且具体的了解，然而所附图式仅提供参考与说明用，并非用来对本发明加以限制者。
附图说明
图1：为本发明逆变器装置的第一实施例的电路图。
图2：为本发明逆变器装置的开关控制的第一实施例的波形示意图。
图3A：为本发明逆变器装置的开关控制的第二实施例的波形示意图。
图3B：为本发明逆变器装置的开关控制的第三实施例的波形示意图。
图3C：为本发明逆变器装置的开关控制的第四实施例的波形示意图。
图3D：为本发明逆变器装置的开关控制的第五实施例的波形示意图。
图4A：为本发明逆变器装置的开关控制的第六实施例的波形示意图。
图4B：为本发明逆变器装置的开关控制的第七实施例的波形示意图。
图5：为本发明逆变器装置的开关控制的第八实施例的波形示意图。
图6：为本发明逆变器装置的开关控制的第九实施例的波形示意图。
图7A：为本发明逆变器装置的开关控制的第十实施例的波形示意图。
图7B：为本发明逆变器装置的开关控制的第十一实施例的波形示意图。
图8：为本发明三桥臂架构交流-交流转换器装置的电路图。
图9：为本发明逆变器装置的第三实施例的电路图。
图10：为本发明逆变器装置的第四实施例的电路图。
图11：为本发明逆变器装置的控制方法的流程图。
图12：为本发明逆变器装置效率控制模式的第一实施例的流程图。
图13：为本发明逆变器装置效率控制模式的第二实施例的流程图。
图14：为本发明逆变器装置效率控制模式的第三实施例的流程图。
图15：为本发明逆变器装置效率控制模式的第四实施例的流程图。
图16：为本发明逆变器装置效率控制模式的第五实施例的流程图。
其中，附图标记
Vi 直流输入电压
Vo 交流输出电压
20 负载检知单元
30 控制单元
40 滤波器
11 第一开关桥臂
12 第二开关桥臂
13 第三开关桥臂
Q1 第一开关
Q2 第二开关
Q3 第三开关
Q4 第四开关
S1 第一控制信号
S2 第二控制信号
S3 第三控制信号
S4 第四控制信号
21 第一开关桥臂
22 第二开关桥臂
23 二极管桥臂
31 第一开关桥臂
32 第二开关桥臂
Po 中性点
Sd 负载信号
90 负载
Vcon1 第一调变波
Vcon2 第二调变波
Vtri 载波
具体实施方式
兹有关本发明的技术内容及详细说明，配合图式说明如下。
请参见图1所示，本实施例的逆变器装置为全桥式逆变器装置，全桥式逆变器装置转换直流输入电压Vi为交流输出电压Vo，进而对负载90供电。此外，全桥式逆变器装置的输出侧提供输出滤波器40，用以对交流输出电压Vo滤波。在直流输入侧具有两输入电容，其接收直流输入电压Vi，两输入电容连接于中性点Po，以维持两电容的跨压分别等于直流输入电压Vi的一半。附带一提，输出侧提供的输出滤波器40不以图1所示的实施方式为限制，亦即可通过其他形式的滤波电路，例如LC滤波电路等所实现。
全桥式逆变器装置包含两开关桥臂11、12、负载检知单元20以及控制单元30。各开关桥臂11、12并联耦接，接收直流输入电压Vi，且包含开关Q1、Q2与开关Q3、Q4。
负载检知单元20耦接负载90，且检知负载90的操作状态以提供负载信号Sd。举例来说，负载检知单元20可为电流检测器(current sensor)，用以检知流经负载90的输出电流，进而判断负载90的操作状态，并根据此操作状态，决定控制单元30的控制模式，例如，以抽载为额定负载的30％作为控制模式切换的依据，但不以此为限制。然而对于不同的电路设计与应用，不以电流检测器为限制。附带一提，负载检知单元20设置的位置不以图1所示的实施方式为限制，亦即可通过将负载检知单元20设置于输出滤波器40的前端(相较于图1所示的后端)或设置于两开关桥臂11,12的任一者路径上，皆能够检知电流信息，并回授电流信息至控制单元30。
此外，除上述所举例以额定负载的30％作为控制模式切换的依据，亦可导入”负载磁滞区”的缓冲作为判断负载90的操作状态。假设负载磁滞区为2％的范围，因此以抽载为额定负载的31％以上开关模式为一种，而以抽载为额定负载的29％以下开关模式为另一种，换言之，在29％～31％的负载磁滞区即为缓冲范围，以降低抽载变动对于控制切换方式(由于负载状态发生变化)的灵敏度。
举例来说，当抽载由低于额定负载的29％持续增加至高于额定负载的29％但还未高于额定负载的31％时，控制单元30维持原来的控制模式；反之，当抽载由高于额定负载的31％持续减少至低于额定负载的31％但还未低于额定负载的29％时，控制单元30维持原来的控制模式，因此，相较于定值(例如上述的30％)的负载判断，能够降低抽载变动对于负载状态变化的灵敏度，尤以当抽载情况在上述的30％附近变动时，更可通过“负载磁滞区”的缓冲，大幅地降低因负载状态变化所对应控制切换方式的频繁转变。此外，非以上述负载磁滞区为2％为限制，可因应电路控制的实际需求调整其缓冲范围。综上，负载检知单元20检知负载90的操作状态后，所提供的负载信号Sd包含负载90操作状态的信息，亦即根据负载信号Sd则可知悉负载90的操作状态。
控制单元30接收负载信号Sd，且根据负载信号Sd判断负载90的操作状态，提供控制信号对应地控制开关，以控制全桥式逆变器装置。附带一提，控制模式的切换不限定只能以一个负载90的操作状态做为切换依据，也可以两个或更多负载90的操作状态作为切换依据，例如在抽载为额定负载的30％时切换一次控制模式，在抽载为额定负载的80％时再切换一次控制模式。至于上述的开关控制容后详述。
请参见图2所示，复配合图1所示，全桥式逆变器装置的两开关桥臂11,12为第一开关桥臂11与第二开关桥臂12。第一开关桥臂11包含第一开关Q1与第二开关Q2，第二开关桥臂12包含第三开关Q3与第四开关Q4。其中第一开关Q1与第四开关Q4形成第一开关组，第二开关Q2与第三开关Q3形成第二开关组。第一开关Q1、第二开关Q2的连接点与第三开关Q3、第四开关Q4的连接点之间提供交流输出电压Vo。控制单元30提供控制第一开关Q1的第一控制信号S1、控制第二开关Q2的第二控制信号S2、控制第三开关Q3的第三控制信号S3以及控制第四开关Q4的第四控制信号S4。
如图2所示，上述的控制信号(S1～S4)为脉冲宽度调变(PWM)信号，通过第一调变波Vcon1、第二调变波Vcon2与载波Vtri进行比较所产生，其中，第一调变波Vcon1与第二调变波Vcon2为正弦波，载波Vtri为三角波，然不以此为限制。具体地，第一控制信号S1通过比较第一调变波Vcon1与载波Vtri所得出：当第一调变波Vcon1大于载波Vtri时，第一控制信号S1为高准位；当第一调变波Vcon1小于载波Vtri时，第一控制信号S1为低准位，此比较得到的第一控制信号S1为第一高频切换信号。再者，第二控制信号S2为与第一高频切换信号准位互补的控制信号。同样地，第三控制信号S3通过比较第二调变波Vcon2与载波Vtri所得出：当第二调变波Vcon2大于载波Vtri时，第三控制信号S3为高准位；当第二调变波Vcon2小于载波Vtri时，第三控制信号S3为低准位，此比较得到的第三控制信号S3为第二高频切换信号。再者，第四控制信号S4为与第二高频切换信号准位互补的控制信号。另外，其调变波与载波比较后得到的控制信号准位高低也可以反向，例如，当调变波大于载波时，控制信号为低准位；当调变波小于载波时，控制信号为高准位。值得一提，图2为现有的单极性(Unipolar)电压切换的控制方式，以下的说明虽以单极性电压切换的控制方式为例，但不以此为限，控制信号的产生也可以使用双极性(Bipolar)电压切换的方式。
当控制单元30根据负载信号Sd判断控制模式无需进行效率优化控制(例如负载90的抽载低于额定负载的30％)时，控制单元30输出第一控制信号S1为第一高频切换信号、第三控制信号S3为第二高频切换信号、第二控制信号S2为与第一高频切换信号准位互补的切换信号以及第四控制信号S4为与第二高频切换信号准位互补的切换信号。藉此，于轻载操作状态时能够使输出波形维持正弦波，而具有较佳的总谐波失真(THD％)。
随着抽载增加，在能够维持输出波形的质量为可接受的基础上，进行效率优化控制，以减少逆变器的开关元件的高频开关，同时兼具逆变器效率的提升。
如图3A所示，相较于图2，在正半周操作时，使第二控制信号S2为关断信号；在负半周操作时，使第四控制信号S4为关断信号。如图3B所示，相较于图2，在正半周操作时，使第三控制信号S3为关断信号；在负半周操作时，使第一控制信号S1为关断信号。如图3C所示，相较于图2，在正半周操作时，使第二控制信号S2为关断信号；在负半周操作时，使第一控制信号S1为关断信号。如图3D所示，相较于图2，在正半周操作时，使第三控制信号S3为关断信号；在负半周操作时，使第四控制信号S4为关断信号。
综上所述，图3A～图3D所示的控制模式为效率优化控制，即第一开关组的两开关皆维持如图2的高频切换，且第二开关组的其中一开关为关断，另一开关为高频切换，或者第二开关组的两开关皆维持如图2的高频切换，且第一开关组的其中一开关为关断，另一开关为高频切换。再者，在图3A～图3D中，相较于图2所示的控制波形，其关断信号的生成，可藉由外部控制或韧体编程方式，将原本图2中的高频切换的控制信号，利用遮蔽或类似的方式使其输出为关断信号。
值得一提，在图3A～图3D与图4A、图4B(容后说明)所使用的开关控制中，可能因为脉冲宽度调变信号在当下的周期尚未结束就立即变更责任周期(duty cycle)进行开关，导致在输出波形的零交越处产生波形失真的情况。因此，可通过脉冲宽度调变信号在当下的周期结束时才变更责任周期进行开关，将能够有效地改善波形失真的情况。
请参见图4A所示，随着抽载再继续增加(例如，负载90的抽载大于额定负载的80％)，可通过减少更多逆变器的开关元件的高频开关，同样能够维持输出波形的质量以及提升逆变器的效率。
复配合图2的控制波形，为了减少更多开关的高频切换，在正半周操作时，第二控制信号S2与第三控制信号S3为关断信号(同样通过前述的外部控制或韧体编程方式，将其遮蔽或类似的方式设定，文后不再特别强调)，亦即控制第二开关Q2与第三开关Q3(即第二开关组)为关断(turned off)的状态。据此，在正半周操作下，仅通过高频开关第一开关Q1与第四开关Q4(即第一开关组)，以完成正半周的控制。在负半周操作时，控制单元30控制第一开关Q1与第四开关Q4(即第一开关组)为关断的状态，据此，负载90在负半周操作下，仅通过高频开关第二开关Q2与第三开关Q3(即第二开关组)，以完成负半周的控制。
请参见图4B所示，其为相应图4A的另一控制波形，控制单元30可在正半周操作时，输出第一控制信号S1与第四控制信号S4为关断信号，第二控制信号S2与第三控制信号S3则维持如图2的高频切换；在负半周操作时，输出第二控制信号S2与第三控制信号S3为关断信号，第一控制信号S1与第四控制信号S4则维持如图2的高频切换，以减少更多开关的高频切换。
综上，在正半周操作与负半周操作时，控制单元30仅高频开关两开关元件，藉此，减少更多逆变器的开关元件的高频开关。如此可转换直流输入电压Vi为交流输出电压Vo对负载90供电，并且兼具降低切换损失、提高效率的功效。
请参见图5所示，为另一种控制信号产生的方式，控制信号(S1～S4)为脉冲宽度调变(PWM)信号，同样地，通过第一调变波Vcon1、第二调变波Vcon2与载波Vtri进行比较所产生，可参见前述图2的说明，在此不再加以赘述。惟图5与图2最大的差异在于，前者(即图5)载波Vtri的最小值为零值，而后者(即图2)载波Vtri为对称于零值的正、负值。藉此，可经由第一调变波Vcon1、第二调变波Vcon2与载波Vtri的比较获得图5所示的控制信号(S1～S4)的波形。
复配合图1所示，当控制单元30根据负载信号Sd判断其无需进行效率优化控制时，在正半周操作中，第一控制信号S1为第一高频切换信号、第四控制信号S4为第一低频导通信号、第二控制信号S2为与第一高频切换信号准位互补的切换信号，以及第三控制信号S3为关断信号。在负半周操作中，第二控制信号S2为第二低频导通信号、第三控制信号S3为第二高频切换信号、第一控制信号S1为关断信号，以及第四控制信号S4为与第二高频切换信号准位互补的切换信号。值得一提，本发明所提到的“低频”大约为60Hz(或50Hz)的频率，然不以此为限制；而“高频”相对于“低频”且大约为20kHz或10kHz的频率，然不以此为限制。
随着抽载增加，可进行效率优化控制，以减少逆变器的开关元件的高频开关，同样能够维持输出波形的质量以及提升逆变器的效率。
请参见图6所示，相较于图5，为了减少更多开关的高频切换，在正半周操作时，第二控制信号S2为关断信号，亦即第二开关Q2与第三开关Q3(即第二开关组)为关断(turnedoff)的状态。据此，在正半周操作下，仅通过高频开关第一开关Q1与低频导通控制第四开关Q4，以完成正半周的控制。在负半周操作时，第四控制信号S4为关断信号，亦即控制第一开关Q1与第四开关Q4(即第一开关组)为关断的状态。据此，在负半周操作下，仅通过高频开关第三开关Q3与低频导通控制第二开关Q2，以完成负半周的控制。
请参见图7A所示，根据图5所示的信号控制波形，于正半周操作时，维持第一控制信号S1、第二控制信号S2、第三控制信号S3与第四控制信号S4的控制波形；于负半周操作时，进一步地将第一控制信号S1与第三控制信号S3互换，且将第二控制信号S2与第四控制信号S4互换，再将第三控制信号S3与第四控制信号S4的控制波形反向。藉此，在正、负半周操作时，控制第三控制信号S3与第四控制信号S4至少有一者为关断信号，也就是使在正半周操作时控制第三控制信号S3为关断信号，负半周操作时，控制第四控制信号S4为关断信号(如图7A所示)；或者另一控制波形的变形可为：承图7A，再将第一控制信号S1与第三控制信号S3互换，且第二控制信号S2第四控制信号S4互换(图未示)。
请参见图7B所示，相较于图7A为使效率优化的开关元件控制。于正半周操作时，再进一步地将第二控制信号S2由高频切换转变为关断信号，而在负半周操作时，再进一步地将第一控制信号S1由高频切换转变为关断信号，藉此减少开关元件的高频切换，达到效率优化的目的。
请参见图8所示，此为三桥臂架构交流-交流转换器装置，其包含由第三开关桥臂13与第一开关桥臂11组成的交流-直流转换级、第一开关桥臂11与第二开关桥臂12组成的直流-交流转换级(即逆变器装置)、负载检知单元20以及控制单元30。其中第一开关桥臂11为交流-直流转换级与逆变器装置的共同桥臂，交流输入电压的中性线(Neutral)与交流输出电压的中性线接在共同桥臂11中两开关的共同连接点。
根据负载90的操作状态，三桥臂架构交流-交流转换器装置中的逆变器装置可通过如图7A或图7B所示的开关控制，于共同桥臂(即第一开关桥臂11)皆为低频操作，且第一开关桥臂11的第三开关Q3与第四开关Q4分别在正、负半周各有一个开关为关断的控制模式下进行控制。详细说明如下：由于三桥臂架构交流-交流转换器装置中的第一开关桥臂11为交流-直流转换级与逆变器装置的共同桥臂，因此第一开关桥臂中的第三开关Q3与第四开关Q4的控制信号，必须配合输入端的交流电波形，使其输入端交流电为正半周(电压大于零)时，共同桥臂11的上开关(即第三开关Q3)需关断，而输入端交流电为负半周(电压小于零)时，共同桥臂11的下开关(即第四开关Q4)需关断。
如图9所示，为第三实施例的逆变器装置，为中性点箝位式(neutral pointclamped,NPC)逆变器装置，其包含第一开关桥臂21与第二开关桥臂22、二极管桥臂23、负载检知单元20以及控制单元30。第一开关桥臂21包含第一开关Q1与第二开关Q2，第二开关桥臂22包含第三开关Q3与第四开关Q4。二极管桥臂23的一端耦接第一开关Q1、第四开关Q4的连接点，二极管桥臂23的另一端耦接第二开关Q2、第三开关Q3的连接点。第二开关Q2、第四开关Q4的连接点与接地点之间提供交流输出电压Vo。
当控制单元30依据负载90的操作状态，判断其需进行效率优化控制时，其控制第一开关组的其中一开关为高频切换，另一开关为低频导通，且第二开关组的两开关皆为关断，或者第二开关组的其中一开关为高频切换，另一开关为低频导通，且第一开关组的两开关皆为关断，如图6所示。
如图10所示，为第四实施例的逆变器装置，为T型中性点箝位式(T-type neutralpoint clamped,T-type NPC)逆变器装置，其包含第一开关桥臂31、第二开关桥臂32、负载检知单元20以及控制单元30。第一开关桥臂31与第二开关桥臂32耦接。第一开关桥臂31包含第一开关Q1与第二开关Q2，第二开关桥臂32包含第三开关Q3与第四开关Q4。第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3的共同连接点与接地点之间提供交流输出电压Vo。
当控制单元30依据负载90的操作状态，判断其需进行效率优化控制时，其控制第一开关组的其中一开关为高频切换，另一开关为低频导通，且第二开关组的两开关皆为关断，或者第二开关组的其中一开关为高频切换，另一开关为低频导通，且第一开关组的两开关皆为关断，如图6所示。
值得一提，图2～图7B所示的开关控制策略可应用于图1所示的全桥式架构的逆变器装置；图5与图6所示的开关控制策略可应用于图9所示的中性点箝位式逆变器装置与图10所示的T型中性点箝位式逆变器装置；图3D、图4A、图6、图7A与图7B所示的开关控制策略可应用于图8所示的三桥臂架构交流-交流转换器装置中的逆变器装置。
综上，因应负载操作状态提供不同PWM调变方式的转换控制，使效率优化的开关元件控制的主要精神为：在正半周时，保持第一开关组原本该输出的控制信号，而第二开关组可选择性的关断其中之一控制信号或全关，在负半周时，则保持第二开关组原本该输出的控制信号，而第一开关组可选择性的关断其中之一控制信号或全关；或者，在正半周时，保持第二开关组原本该输出的控制信号，而第一开关组可选择性的关断其中之一控制信号或全关，在负半周时，则保持第一开关组原本该输出的控制信号，而第二开关组可选择性的关断其中之一控制信号或全关。
值得一提，针对同一种脉冲宽度调变信号的生成方式，图3A～图3D以及图4A、图4B为图2的优化控制，图6为图5的优化控制，图7B为图7A的优化控制，实际皆可根据负载操作状态，不限制三阶段控制(例如：图2→图3A～图3D→图4A、图4B)，或者两阶段控制(如：图2→图4A、图4B，或图3A～图3D→图4A、图4B，或图2→图3A～图3D，或图5→图6，或图7A→图7B)，或者仅使用单一种控制模式(图2～图7B任一种)。但不以此为限，也可使用不同的宽度调变信号的生成方式所产生之控制波形去做搭配(例如：在逆变器装置可以正常工作的情况下，使用图2～图7B的任一种或两种以上的控制波形去做搭配)，进而达到效率优化的目的。
另外，由图5的控制信号的波形，经过搬移所得到的图7A的控制信号波形，以及进一步优化的图7B的控制信号波形中的第一控制信号S1与第二控制信号S2在各种控制模式间切换时，都只有关断或低频导通两种状态，并不会出现高频切换，因此可以降低其相应开关的规格选用，进而降低电路成本。
请参见图11所示，所述控制方法可应用于全桥式逆变器装置、三桥臂架构交流-交流转换器装置中的逆变器装置、中性点箝位式逆变器装置以及T型中性点箝位式逆变器装置。
控制方法的步骤包含：首先，检知负载的操作状态以提供负载信号(S10)。然后，接收负载信号且提供多个控制信号对应地控制开关(S20)。最后，根据负载信号选择控制模式为控制第一开关组的两开关皆无关断，且第二开关组的至少一开关为关断，或者控制第二开关组的两开关皆无关断，且第一开关组的至少一开关为关断，或者控制第一开关组的两开关及第二开关组的两开关皆无关断(S30)。
如图12所示，步骤(S30)的控制模式之一可为：控制第一开关组的两开关皆为高频切换，且第二开关组的两开关皆为关断，或者控制第二开关组的两开关皆为高频切换，且第一开关组的两开关皆为关断(S31)，可配合参见图4A与图4B的说明。
如图13所示，步骤(S30)的控制模式之一可为：控制第一开关组的两开关皆为高频切换，且第二开关组的其中一开关为关断，另一开关为高频切换，或者控制第二开关组的两开关皆为高频切换，且第一开关组的其中一开关为关断，另一开关为高频切换(S32)，可配合参见图3A～图3D的说明。
如图14所示，步骤(S30)的控制模式之一可为：控制第一开关组的两开关与第二开关组的两开关皆为高频切换(S33)，可配合参见图2的说明。
如图15所示，步骤(S30)的控制模式之一可为：控制第一开关组的其中一开关为高频切换，另一开关为低频导通，且第二开关组的两开关皆为关断，或者控制第二开关组的其中一开关为高频切换，另一开关为低频导通，且第一开关组的两开关皆为关断(S34)，可配合参见图6与图7B的说明。
如图16所示，步骤(S30)的控制模式之一可为：控制第一开关组的其中一开关为高频切换，另一开关为低频导通，且第二开关组的其中一开关为关断，另一开关为高频切换导通，或者控制第二开关组的其中一开关为高频切换，另一开关为低频导通，且第一开关组的其中一开关为关断，另一开关为高频切换(S35)，可配合参见图5及图7A的说明。综上，本发明所提出的逆变器装置及其控制方法，可达到有效地降低开关的切换损失，使得整体效率提升，并且维持逆变装置的输出具有低总谐波失真的要求。
以上所述，仅为本发明较佳具体实施例的详细说明与图式，惟本发明的特征并不局限于此，并非用以限制本发明，本发明的所有范围应以下述的申请专利范围为准，凡合于本发明申请专利范围的精神与其类似变化的实施例，皆应包含于本发明的范畴中，任何熟悉本领域的相关技术人员在本发明的领域内，可轻易思及的变化或修饰皆可涵盖在以下本申请所附权利要求的保护范围。

Claims (13)

1.一种逆变器装置，其特征在于，转换一直流输入电压为一交流输出电压对一负载供电，该逆变器装置包含：
一第一开关、一第二开关、一第三开关以及一第四开关，其中该第一开关与该第四开关形成一第一开关组，该第二开关与该第三开关形成一第二开关组；
一负载检知单元，检知该负载的操作状态以提供关联于该负载大小的一负载信号；及
一控制单元，接收该负载信号且提供多个控制信号对应地控制该等开关；
其中该控制单元根据该负载信号选择一控制模式，该控制模式包含：当该控制单元根据该负载信号判断该负载大于或等于一阈值时，该第一开关组的两开关皆为高频切换，且该第二开关组的至少一开关为不切换并关断，或者该第二开关组的两开关皆为高频切换，且该第一开关组的至少一开关为不切换并关断；及当该控制单元根据该负载信号判断该负载小于该阈值时，该第一开关组的两开关及该第二开关组的两开关皆为高频切换。
2.如权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于，该控制模式之一为该第一开关组的两开关皆为高频切换，且该第二开关组的两开关皆为不切换并关断，或者该第二开关组的两开关皆为高频切换，且该第一开关组的两开关皆为不切换并关断。
3.如权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于，该控制模式之一为该第一开关组的两开关皆为高频切换，且该第二开关组的其中一开关为不切换并关断，另一开关为高频切换，或者该第二开关组的两开关皆为高频切换，且该第一开关组的其中一开关为不切换并关断，另一开关为高频切换。
4.如权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于，该控制模式之一为该第一开关组的其中一开关为高频切换，另一开关为低频导通，且该第二开关组的两开关皆为不切换并关断，或者该第二开关组的其中一开关为高频切换，另一开关为低频导通，且该第一开关组的两开关皆为不切换并关断。
5.如权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于，该控制模式之一为该第一开关组的其中一开关为高频切换，另一开关为低频导通，且该第二开关组的其中一开关为不切换并关断，另一开关为高频切换，或者该第二开关组的其中一开关为高频切换，另一开关为低频导通，且该第一开关组的其中一开关为不切换并关断，另一开关为高频切换。
6.如权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于，该第一开关与该第二开关形成一第一开关桥臂，该第三开关与该第四开关形成一第二开关桥臂；该第一开关桥臂与该第二开关桥臂并联耦接；该第一开关、该第二开关的连接点与该第三开关、该第四开关的连接点之间提供该交流输出电压。
7.如权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于，更包含：
一二极管桥臂，该二极管桥臂的一端耦接该第一开关、该第四开关的连接点，该二极管桥臂的另一端耦接该第二开关、该第三开关的连接点；
该第二开关、该第四开关的连接点与一接地点之间提供该交流输出电压。
8.如权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于，该第一开关与该第二开关形成一第一开关桥臂，该第三开关与该第四开关形成一第二开关桥臂；该第一开关桥臂与该第二开关桥臂耦接；该第一开关、该第二开关、该第三开关的连接点与一接地点之间提供该交流输出电压。
9.一种逆变器装置的控制方法，其特征在于，该逆变器装置转换一直流输入电压为一交流输出电压对一负载供电，该逆变器装置包含一第一开关、一第二开关、一第三开关以及一第四开关，其中该第一开关与该第四开关形成一第一开关组，该第二开关与该第三开关形成一第二开关组，该逆变器装置的控制方法包含：
(a)、检知该负载的操作状态以提供关联于该负载大小的一负载信号；
(b)、接收该负载信号且提供多个控制信号对应地控制该等开关；及
(c)、根据该负载信号选择一控制模式，该控制模式包含：当根据该负载信号判断该负载大于或等于一阈值时，控制该第一开关组的两开关皆为高频切换，且该第二开关组的至少一开关为不切换并关断，或者控制该第二开关组的两开关皆为高频切换，且该第一开关组的至少一开关为不切换并关断；及当根据该负载信号判断该负载小于该阈值时，控制该第一开关组的两开关及该第二开关组的两开关皆为高频切换。
10.如权利要求9所述的逆变器装置的控制方法，其特征在于，步骤(c)的该控制模式之一包含：
控制该第一开关组的两开关皆为高频切换，且该第二开关组的两开关皆为不切换并关断，或者控制该第二开关组的两开关皆为高频切换，且该第一开关组的两开关皆为不切换并关断。
11.如权利要求9所述的逆变器装置的控制方法，其特征在于，步骤(c)的该控制模式之一包含：
控制该第一开关组的两开关皆为高频切换，且该第二开关组的其中一开关为不切换并关断，另一开关为高频切换，或者控制该第二开关组的两开关皆为高频切换，且该第一开关组的其中一开关为不切换并关断，另一开关为高频切换。
12.如权利要求9所述的逆变器装置的控制方法，其特征在于，步骤(c)的该控制模式之一包含：
控制该第一开关组的其中一开关为高频切换，另一开关为低频导通，且该第二开关组的两开关皆为不切换并关断，或者控制该第二开关组的其中一开关为高频切换，另一开关为低频导通，且该第一开关组的两开关皆为不切换并关断。
13.如权利要求9所述的逆变器装置的控制方法，其特征在于，步骤(c)的该控制模式之一包含：
控制该第一开关组的其中一开关为高频切换，另一开关为低频导通，且该第二开关组的其中一开关为不切换并关断，另一开关为高频切换，或者控制该第二开关组的其中一开关为高频切换，另一开关为低频导通，且该第一开关组的其中一开关为不切换并关断，另一开关为高频切换。
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