CN103956930A - 一种用于全桥逆变电路的频率调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电子电路技术，具体的说是涉及一种用于全桥逆变电路的频率调制方法。本发明的电路采用逆导型IGBT开关管S1、S2、S3、S4构成全桥逆变电路，全桥逆变电路输出功率为56％～100时采用全桥调制模式，全桥逆变电路输出功率为25％～56％时采用非对称频率调制模式，全桥逆变电路输出功率为小于25％时采用半桥调制模式。本发明的有益效果为，通过分段调功的方式，极大的提高了设备的功率因数和效率。本发明尤其适用于全桥逆变电路频率调制。

Description

一种用于全桥逆变电路的频率调制方法

技术领域

本发明属于电子电路技术，具体的说是涉及一种用于全桥逆变电路的频率调制方法。

背景技术

在感应加热电源的应用中，传统的电压型全桥逆变调功的做法是对称调频调功，当逆变的开关频率从设备固有谐振频率增加时，设备的输出功率会减小。调频调功具有简单易操作的优点，但是其缺点也很明显，当加在固定负载上的功率越低时，逆变电路开关频率就需要越高，功率因数和效率也就越低。现有的解决方法如移相调功和脉冲密度调功等控制方法的操作相当复杂，移相调功在输出较低功率时滞后臂的效率较差，脉冲密度调功具有噪音大，加热不均匀的问题。斩波调功可以解决各负载下的功率输出问题，但是斩波调功需要增加很多额外的设备，使控制变得更为复杂，增加了成本的同时，也降低了系统的效率。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于全桥逆变电路的控制方法，对逆变电路不同的输出功率段进行分段调节。

本发明解决上述技术问题所采用的技术方案是：一种用于全桥逆变电路的频率调制方法，其具体方法如下：

采用逆导型IGBT开关管S1、S2、S3、S4构成全桥逆变电路，其中S1和S2相连构成左桥臂，S3和S4相连构成右桥臂，S1和S3的集电极接电源电压V_d的正极；S1的发射极接S2的集电极；S1的发射极依次通过电感L、电阻R和电容C接S3的发射极；S3的发射极接S4的集电极；S2的发射极和S4的发射极接电源电压V_d的负极，开关管S1、S2、S3、S4的驱动信号分别为V_g1、V_g2、V_g3、V_g4；

全桥逆变电路的最大输出功率为R是负载电阻，随着开关频率的增加，电路的输出功率逐渐减小。当电路输出功率为最大输出功率的56％～100％时采用对称全桥调制模式，所述对称全桥调制模式具体为：开关管S1的驱动信号V_g1和开关管S2的驱动信号V_g2为互补信号，开关管S3的驱动信号V_g3和开关管S4的驱动信号V_g4为互补信号，同时开关管S1的驱动信号V_g1和开关管S4的驱动信号V_g4为同步信号，开关管S2的驱动信号V_g2和开关管S3的驱动信号V_g3为同步信号；在一个信号周期内，所述驱动信号V_g1、V_g2、V_g3、V_g4均为高电平占空比50％的方波信号；

全桥逆变电路输出功率为最大输出功率的25％～56％时采用非对称频率调制模式，所述非对称频率调制模式具体为：开关管S1的驱动信号V_g1和开关管S2的驱动信号V_g2为互补信号，开关管S3的驱动信号V_g3和开关管S4的驱动信号V_g4为互补信号；在一个信号周期内，所述驱动信号V_g1和V_g2为高电平占空比50％的方波信号，所述驱动信号V_g3为低电平占空比75％的方波信号，所述驱动信号V_g4为高电平占空比75％的方波信号，V_g4和V_g1的上升沿同步。

全桥逆变电路的输出功率小于最大功率的25％时采用半桥调制模式，所述半桥调制模式具体为：开关管S1的驱动信号V_g1和开关管S2的驱动信号V_g2为互补信号，所述驱动信号V_g1和V_g2为高电平占空比50％的方波信号；开关管S3的驱动信号V_g3为0；开关管S4的驱动信号V_g4为1。

本发明的有益效果为，通过分段调功的方式，极大的提高了设备的功率因数和效率。

附图说明

图1为全桥逆变电路的电路结构图；

图2为对称全桥调制模式的驱动信号和输出电压波形；

图3为非对称频率调制模式的驱动信号和输出电压波形；

图4为半桥调制模式的驱动信号和输出电压波形；

图5为分段调功方式的组合路线图；

图6为本发明的分段调功和传统的调频调功的效率对比示意图。

具体实施方式

下面结合附图，详细描述本发明的技术方案

如图1所示，本发明采用逆导型IGBT开关管S1、S2、S3、S4构成全桥逆变电路，全桥逆变电路接电源电压V_d，其中S1和S2相连构成左桥臂，S3和S4相连构成右桥臂，左桥臂依次通过电感L、电阻R和电容C与右桥臂连接；具体为：S1和S3的集电极接电源电压V_d的正极；S1的发射极接S2的集电极；S1的发射极依次通过电感L、电阻R和电容C接S3的发射极；S3的发射极接S4的集电极；S2的发射极和S4的发射极接电源电压V_d的负极。

如图2所示，当需要的输出功率为56％～100％的最大输出功率时采用对称全桥调制模式，在这种模式下，功率的增减和增大是通过减小和增大开关频率来实现的：

开关管S1的驱动信号V_g1和开关管S2的驱动信号V_g2为互补信号且占空比为50％，开关管S3的驱动信号V_g3和开关管S4的驱动信号V_g4为互补信号且占空比为50％，同时开关管S1的驱动信号V_g1和开关管S4的驱动信号V_g4为同步信号，开关管S2的驱动信号V_g2和开关管S3的驱动信号V_g3为同步信号.

对称全桥模式的输出功率可表示为：

其中ω_n＝f_s/f₀.f_s是开关频率，f₀是系统RLC的固有谐振频率，Q是串联电路的品质因数。R是负载电阻，当开关频率等于系统的谐振频率时全桥模式输出最大功率

当需要的输出功率为25％～56％的最大输出功率时采用非对称频率调功模式，这种模式下随着输出功率从56％P_max减小到25％P_max，开关频率从f_s逐渐增加：

开关管S1的驱动信号V_g1和开关管S2的驱动信号V_g2为互补信号，开关管S3的驱动信号V_g3和开关管S4的驱动信号V_g4为互补信号；在一个信号周期内，所述驱动信号V_g1和V_g2为高电平占空比50％的方波信号，所述驱动信号V_g3为低电平占空比75％的方波信号，所述驱动信号V_g4为高电平占空比75％的方波信号。V_g4和V_g1的上升沿同步。

非对称模式的输出功率可用如下表达式给出：当Q较大时，P₂≈0.56P₁。

当输出功率下降到最大输出功率的25％以下时，调功模式转为半桥模式，此时随着需要的功率逐渐减小，半桥模式开关频率仍从谐振频率开始增加：

开关管S1的驱动信号V_g1和开关管S2的驱动信号V_g2为互补信号，所述驱动信号V_g1和V_g2为高电平占空比50％的方波信号；开关管S3的驱动信号V_g3为0；开关管S4的驱动信号V_g4为1。

半桥模式的输出功率可用如下表达式给出：

图5代表本发明的调功路线，P_n是实际输出功率与最大输出功率的比值。可得在全桥调制模式(FBM)、非对称频率调制模式(AFM)、半桥调制模式(HBM)这三种模式下随着输出功率的减小，开关频率逐渐增加。在整个调功的过程中，开关频率并未远离谐振频率，因此设备的功率因数和效率都很高。

如图6所示，线条中带空心五角星的为传统对称调频调功在10％～56％最大输出功率下的效率示意图，线条中带实心菱形的为本发明的半桥模式调功效率示意图，线条中带实心正方形的为本发明的非对称频率调制效率示意图，线条中带实心圆形的为本发明的对称全桥模式调功效率示意图，可见本发明的多种调制模式相结合的方式极大的提高了效率。

Claims (1)

1.一种用于全桥逆变电路的频率调制方法，其具体方法如下：

采用逆导型IGBT开关管S1、S2、S3、S4构成全桥逆变电路，全桥逆变电路接电源电压V_d；S1和S2相连构成左桥臂，S3和S4相连构成右桥臂，左桥臂依次通过电感L、电阻R和电容C与右桥臂连接，具体为：S1和S3的集电极接电源电压V_d的正极；S1的发射极接S2的集电极；S1的发射极依次通过电感L、电阻R和电容C接S3的发射极；S3的发射极接S4的集电极；S2的发射极和S4的发射极接电源电压V_d的负极，开关管S1、S2、S3、S4的驱动信号分别为V_g1、V_g2、V_g3、V_g4；

全桥逆变电路输出功率为最大功率的56％～100％时采用全桥调制模式，所述全桥调制模式具体为：开关管S1的驱动信号V_g1和开关管S2的驱动信号V_g2为互补信号，开关管S3的驱动信号V_g3和开关管S4的驱动信号V_g4为互补信号，开关管S1的驱动信号V_g1和开关管S4的驱动信号V_g4为同步信号，开关管S2的驱动信号V_g2和开关管S3的驱动信号V_g3为同步信号；在一个信号周期内，所述驱动信号V_g1、V_g2、V_g3、V_g4均为高电平占空比50％的方波信号；

全桥逆变电路输出功率为最大功率的25％～56％时采用非对称频率调制模式，所述非对称频率调制模式具体为：开关管S1的驱动信号V_g1和开关管S2的驱动信号V_g2为互补信号，开关管S3的驱动信号V_g3和开关管S4的驱动信号V_g4为互补信号；在一个信号周期内，所述驱动信号V_g1和V_g2为高电平占空比50％的方波信号，所述驱动信号V_g3为低电平占空比75％的方波信号，所述驱动信号V_g4为高电平占空比75％的方波信号；V_g3和V_g1的上升沿同步；

全桥逆变电路的输出功率小于最大功率的25％时采用半桥调制模式，所述半桥调制模式具体为：开关管S1的驱动信号V_g1和开关管S2的驱动信号V_g2为互补信号，所述驱动信号V_g1和V_g2为高电平占空比50％的方波信号；开关管S3的驱动信号V_g3为0；开关管S4的驱动信号V_g4为1。