CN1585253A - 串联谐振高频链正弦波逆变电源电路 - Google Patents

串联谐振高频链正弦波逆变电源电路 Download PDF

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Abstract

一种高频链正弦波逆变电源电路，采用全桥LC串联谐振和周波变换结构实现功率的电流源型高频链隔离传输。全桥LC串联谐振将直流电源转换成谐振电流源，利用电流过零点实现功率管的零电流开关；单原边双副边结构的高频变压器实现功率传递和电气隔离，变压器原边输入电压为输出端的电压折算，变压器的设计时可适当降低绕组匝数；双副边与四个功率单管的合理连接实现谐振电流源向工频电压源的周波变换，电路结构简单，且无需检测输出电流方向就能实现功率双向流动；无论在功率的正向传输或反向传输时，功率管或其体内反并联二极管都在谐振电流的过零点换流，变压器漏感不存储能量，根本上消除变压器漏感造成的电压过冲；输出电容滤波，易实现多模块的并联。

Description

串联谐振高频链正弦波逆变电源电路
技术领域
本发明涉及一种正弦波逆变电源电路，采用串联谐振实现功率的电流源型高频链隔离传输的正弦波逆变电源电路。
背景技术
目前，正弦波逆变电源广泛应用于UPS系统、交流电机电源、感应加热以及可再生能源系统，而高频链逆变技术以其高性能、高可靠性、小型轻量等优点正逐渐替代传统的逆变技术。根据不同的电路结构，高频链逆变器主要可以分为电压源型、电流源型及差频模式等。
单向电压源正弦波逆变器由于主电路中含有二极管整流部分，能量只能单向传输；又由于含有两级低频滤波，逆变器的体积相对较大、系统响应迟缓；以及它的两级功率传输，电路中功率元件多、传输损耗较大、效率低；在其基础上发展的准单级正弦波逆变器实现能量的双向传输、减少滤波级数、加快系统响应。
双向周波变换电压源型正弦波逆变器采用双向开关，在换流期间，变压器副边漏感、滤波电感及感性负载电流没有续流回路，产生电压过冲导致电路可靠性差，电磁干扰严重；采用后级有源钳位和软开关技术实现过压抑止，但不可避免的增加了电路和控制的复杂性，同时也降低了电路工作的可靠性。
双向反激型电流源逆变器相对电压源逆变器，其电路结构相对简单，在控制上由于开关器件较少也比较简单；同时还解决了电压源逆变器固有的电压过冲问题。但由于逆变器以反激式DC/DC的功率变换工作原理为理论基础，所有开关工作在电流断续状态，主开关器件承受较大的电流应力；反激型变压器的利用效率也比较低，开关的占空比一般不超过0.45，电源的利用率也不高，一般只适合于小功率应用范围。
双向差频式逆变器，根据差频原理，利用两组高频变压器隔离和波形组合，得到具有双向电压源特性的差频电压波形，经过双向开关的同步调制以及LC滤波，输出为基频的正弦波。逆变器原边侧需要两组高频逆变桥，电路结构复杂、开关数目众多、逆变器的传输效率不高；为了实现差频工作，还需要两个具有两组副边的变压器，这同时加大了变压器的设计难度和电路的工作复杂性。
发明内容
为了克服现有技术中存在的上述问题，本发明提供一种串联谐振高频链正弦波逆变电源电路，本发明可实现逆变器的双向功率传输，所有功率开关管工作于全程零电流条件，克服电压源高频链逆变器固有的电压过冲，实现电流源型逆变器的中、大功率容量传输，以及提高电源运行的可靠性。
本发明解决其技术问题采用的技术方案是：
前级全桥逆变电路采用具有体内反并联二极管的四开关全桥结构，谐振电感和谐振电容的串联谐振实现直流输入电源向谐振电流源的转化，并在谐振电流源的过零点实现所有功率管的开关切换；
采用单原边、双副边的高频变压器实现谐振电流源的耦合传输，两个副边绕组N2和N3为匝数相等的反极性绕制；
高频变压器的双副边和具有体内反并联二极管的四个功率管的组合可以实现四个功率管的共发射极或共阴极、半桥模式及共极电极或共阳极的连接；也可以实现变压器的同名端的同向连接，所用开关也可用体内无二极管的开关器件与二极管组合而成；
在省略输出滤波电感的同时解决了由于滤波电感没有续流回路时造成的电压过冲；并且由于采用电容滤波，在实现多模块并联扩展系统的功率容量时，可以等效成滤波电容的并联；
后级周波变换及滤波电路是：高频变压器一副边N2的同名端与后级功率管S1的集电极相连；异名端与后级功率管S3的集电极相连；高频变压器另一副边N3的异名端与后级功率管S2的集电极相连；同名端与后级功率管S4的集电极相连；输出滤波电容Co的一端与后级功率管S1、S2的发射极、及负载一端相连；另一端与后级功率管S3、S4的发射极、及负载另一端相连。
本发明的有益效果是：四开关的全桥结构、谐振电感和谐振电容将输入直流电压源转换成高频谐振电流源，并利用谐振电流的过零点实现所有功率管的全程零电流开关，在电路设计时无需考虑功率管的开关吸收电路。单原边双副边高频变压器实现功率传递和电气隔离；高频变压器的原边电压为输出端负载电压折算值，而不是直流电流电压，因而在变压器的设计中可以降低绕组匝数，也就相应降低了变压器的杂散参数对电路运行的影响。高频变压器的双副边及四个功率单管的合理连接实现谐振电流源向工频电压源的周波变换，不仅简化了电路结构，而且在控制上无需检测输出电流方向就能实现功率的双向流动，控制逻辑简单。周波变换部分在实现功率正向传输时，由功率管的体内二极管实现自然高频换流，无需功率管的交替驱动，从而减少功率管的开关损耗。无论在功率的正向传输或反向传输时，功率管或其体内二极管都在谐振电流的过零点实现换流，所以变压器漏感不存储能量，从根本上消除了由于变压器漏感造成的电压过冲问题。输出端采用电容滤波，因此不存在由于滤波电感没有续流回路造成的过压问题；多模块的并联在实质上就是输出电容的并联，从而容易采用多模块的热插拔并联实现系统的功率容量扩展。
附图说明
下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。
图1是本发明的第一个实施例的电气连接图；
图2是本发明的第二个实施例的电气连接图；
图3是本发明的第三个实施例的电气连接图；
图4是本发明的第四个实施例的电气连接图；
图5是本发明的第五个实施例的电气连接图；
图6是本发明的第六个实施例的电气连接图。
在上述附图中，VDC为直流输入电源，M1、M2、M3、M4为带有体内反并联二极管的前级功率管，Lr为串联谐振电感，Cr为串联谐振电容，N1为高频变压器原边，N2为高频变压器一副边，N3为高频变压器另一副边，S1、S2、S3、S4为带有体内反并联二极管的后级功率管，Co为输出滤波电容，RL为逆变器负载，iLr为谐振电流；Io为输出电流，Vo为输出正弦波电压。
具体实施方式
实施例1
在图1中，直流输入电源VDC的正极与前级功率管M1、M3的漏极相连，负极与前级功率管M2、M4的源极相连；串联谐振电感Lr一端与前级功率管M1的源极和前级功率管M2的漏极相连；另一端与串联谐振电容Cr的一端相连；高频变压器原边N1同名端与谐振电容Cr的另一端相连，异名端与前级功率管M3的源极和前级功率管M4的漏极相连，这样就构成了串联谐振高频链正弦波逆变电源的前级全桥LC串联谐振逆变电路。高频变压器一副边N2的同名端与后级功率管S1的集电极相连；异名端与后级功率管S3的集电极相连；高频变压器另一副边N3的异名端与后级功率管S2的集电极相连；同名端与后级功率管S4的集电极相连；输出滤波电容Co的一端与后级功率管S1、S2的发射极、及负载一端相连；另一端与后级功率管S3、S4的发射极、及负载另一端相连，这样就构成了串联谐振高频链正弦波逆变电源的后级周波变换及滤波电路。
实施例2
在图2中，串联谐振高频链正弦波逆变电源的前级全桥LC串联谐振逆变电路与图1所示的实施例1相同，后级周波变换及滤波电路构成如下：后级功率管S2、S4交换位置，并且将后级功率管S1、S4及后级功率管S2、S3接成半桥模式。
实施例3
在图3中，串联谐振高频链正弦波逆变电源的前级全桥LC串联谐振逆变电路与图1所示的实施例1相同。后级周波变换及滤波电路构成如下：后级功率管S1、S3交换位置，后级功率管S2、S4交换位置，并且将后级功率管S3、S4及后级功率管S1、S2都接成共极电极模式。
实施例4
在图4中，串联谐振高频链正弦波逆变电源的前级全桥LC串联谐振逆变电路与图1所示的实施例1相同，后级周波变换及滤波电路构成如下：两个副边绕组N2和N3为同极性绕制，高频变压器双副边同名端同向连接，后级功率管S2、S4交换位置，并且将后级功率管S1、S4及后级功率管S2、S3都接成共发射极模式。
实施例5
在图5中，串联谐振高频链正弦波逆变电源的前级全桥LC串联谐振逆变电路与图1所示的实施例1相同，后级周波变换及滤波电路构成如下：两个副边绕组N2和N3为同极性绕制，并且将后级功率管S1、S2及后级功率管S3、S4接成半桥模式。
实施例6
在图6中，串联谐振高频链正弦波逆变电源的前级全桥LC串联谐振逆变电路与图1所示的实施例1相同，后级周波变换及滤波电路构成如下：两个副边绕组N2和N3为同极性绕制，后级功率管S1、S3交换位置，并且将后级功率管S1、S4及后级功率管S2、S3都接成共极电极模式。
在上述实施例中，所有标号相同的功率管的驱动信号保持一致。

Claims (6)

1、一种串联谐振高频链正弦波逆变电源电路，其特征是：
前级全桥逆变电路采用具有体内反并联二极管的四开关的全桥结构，谐振电感和谐振电容的串联谐振实现直流输入电源向谐振电流源的转化，并在谐振电流源的过零点实现所有功率管的开关切换；
采用单原边、双副边的高频变压器实现谐振电流源的耦合传输，两个副边绕组N2和N3为反极性绕制；
高频变压器的双副边和具有体内反并联二极管的四个功率单管的组合可以实现四个功率单管的共发射极或共阴极、半桥模式及共集电极或共阳极的连接；也可以实现变压器的同名端的同向连接，所用开关也可用体内无二极管的开关器件与二极管组合而成；
在省略输出滤波电感的同时解决了由于滤波电感没有续流回路时造成的电压过冲，并且由于采用电容滤波，在实现多模块并联扩展系统的功率容量时，可以等效成滤波电容的并联；
后级周波变换及滤波电路是：高频变压器一副边N2的同名端与后级功率管S1的集电极相连；异名端与后级功率管S3的集电极相连；高频变压器另一副边N3的异名端与后级功率管S2的集电极相连；同名端与后级功率管S4的集电极相连；输出滤波电容Co的一端与后级功率管S1、S2的发射极、及负载一端相连；另一端与后级功率管S3、S4的发射极、及负载另一端相连。
2、根据权利要求1所述的串联谐振高频链正弦波逆变电源电路，其特征是：后级功率管S2、S4交换位置，并且将后级功率管S1、S4及后级功率管S2、S3接成半桥模式。
3、根据权利要求1所述的串联谐振高频链正弦波逆变电源电路，其特征是：后级功率管S1、S3交换位置，后级功率管S2、S4交换位置，并且将后级功率管S3、S4及后级功率管S1、S2都接成共极电极模式。
4、根据权利要求1所述的串联谐振高频链正弦波逆变电源电路，其特征是：两个副边绕组N2和N3为同极性绕制，高频变压器双副边同名端同向连接，后级功率管S2、S4交换位置，并且将后级功率管S1、S4及后级功率管S2、S3都接成共发射极模式。
5、根据权利要求1所述的串联谐振高频链正弦波逆变电源电路，其特征是：两个副边绕组N2和N3为同极性绕制，并且将后级功率管S1、S2及后级功率管S3、S4接成半桥模式。
6、根据权利要求1所述的串联谐振高频链正弦波逆变电源电路，其特征是：两个副边绕组N2和N3为同极性绕制，后级功率管S1、S3交换位置，并且将后级功率管S1、S4及后级功率管S2、S3都接成共极电极模式。
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