CN100440712C - 直流-交流电源转换器及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种直流-交流电源转换器，用以将一直流输入源转换成一交流输出源，该直流-交流电源转换器包括：一变压器，其一次侧与该直流输入源的间连接一开关网络，该开关网络具有至少一第一开关，该变压器的二次侧具有至少一绕组；一电流双向传递模块，耦合于该变压器的二次侧；以及至少一可控导通电路，并联于该变压器的二次侧的至少一绕组之间；其中，在该电流双向传递模块将电量由该变压器的一次侧传递至二次侧的情况下，该可控导通电路在该变压器的一次侧上的电流开始减小时导通，以降低该开关网络中各开关上的一电压应力。
Description
技术领域
本发明涉及一种直流-交流电源转换器及其控制方法，尤其涉及一种使用诸如金氧半场效晶体管(MOSFET)、绝缘闸双极性晶体管(IGBT)等半导体开关组件的直流-交流电源转换器及其控制方法。
背景技术
请参阅图1a及图1b，其分别为二种常用的直流-交流电源转换器的系统方块图。
在图1a中，直流-交流电源转换器10由正弦波脉宽调变换流器(SPWMInverter)101、电源频率变压器(Line-Frequency Transformer)102以及电感电容滤波器(LC Filter)103所构成；由于将直流电转换成交流电的控制方法是采用电源频率变压器102，因此这种方案的制造成本很高、直流-交流电源转换器10的体积也较为笨重。
在图1b中，直流-交流电源转换器11由高频换流器111、高频变压器112、周波变换器(Cycloconverter)113以及电感电容滤波器114所构成；由于将直流电转换成交流电的控制方法采用高频变压器112及周波变换器113，因此相对于图a1的直流-交流电源转换器10，图1b的直流-交流电源转换器11在制造上成本较低、重量较轻，而缺点则是控制电路较为复杂，运作效率不高。
请参阅图2，其为一种常用的电流源模式控制的换流器的电路图，其中，换流器20由电池Vin、变压器Tr、电容C、负载R以及五个半导体开关组件S0～S5所构成。
其中，位于变压器Tr一次侧的半导体开关组件S0在正弦波脉宽调变(SPWM)模式下工作，半导体开关组件S0开启时可将电池Vin中的能量传递至负载R。
变压器Tr是一个高频变压器，其具有储存及传递能量的能力。位于变压器Tr二次侧的四个半导体开关组件S1-S4中，半导体开关组件S1及S3在工作频率下工作，其根据输出电压的极性进行切换。半导体开关组件S2及S4则当将负载R的能量回馈到电池Vin时工作于高频模式。半导体开关组件S1～S4的切换共同促使换流器20具有双向传递的功能。
尽管换流器20的电路拓扑具有简单的控制方式、较小的体积以及较低的制造成本，在小功率的应用下应该会有较好的发展前景；然而，图2的统模型在本质上仍是属于升-降压(Buck-Boost)型态的电路拓扑。其主要缺点是，为了降低半导体开关组件S0上的电流应力以及提高换流器20的工作效率而选择令变压器Tr工作于连续导通(CCM)模式时，又会为整个系统带来动态响应表现不够优异的问题。因此，图2的电流源模式控制的换流器20无法完美地应用于功率较大的应用场合。
因此，申请人鉴于现有技术中所产生的缺失，乃经悉心试验与研究，并本着锲而不舍的精神，终构思出本发明「直流-交流电源转换器及其控制方法」，以下为本发明的简要说明。
发明内容
本发明提出了一种直流-交流电源转换器，也为一种工作在连续导通模式下的电流源模式控制的转换器；是在既有的转换器电路结构上增加一电流可控导通电路，实施例中的电流可控导通电路由一半导体开关组件和一二极管所构成。通过电流可控导通电路的适当切换控制，使得转换器在连续导通模式下运作时仍然具有良好的动态响应，同时也能够减小变压器一次侧上的半导体开关组件的电流应力。
根据本发明的构想，提出一种直流-交流电源转换器，用以将一直流输入源转换成一交流输出源，该直流-交流电源转换器包括： 一变压器，其一次侧与该直流输入源之间连接一开关网络，该开关网络具有至少一第一开关，该变压器的二次侧具有至少一绕组；一电流双向传递模块，耦合于该变压器的二次侧；以及至少一可控导通电路，并联于该变压器的二次侧的至少一绕组之间；其中，在该电流双向传递模块将电量由该变压器的一次侧传递至二次侧的情况下，该可控导通电路于该变压器的一次侧上的电流开始减小时导通，以降低该开关网络中各开关上的一电压应力。
根据所述的直流-交流电源转换器，该开关网络为一返驰式(Flyback)电路或一双返驰式(Dual Flyback)电路。
根据所述的直流-交流电源转换器，该电流双向传递模块包括一第二开关、一第三开关、一第四开关、一第五开关、一电容以及一电阻，该第二开关及该第三开关彼此串联后跨接于该变压器的二次侧的二绕组之间的一侧，该第四开关及该第五开关彼此串联后跨接于该变压器的二次侧的二绕组之间的另一侧，该电容及该电阻彼此并联后桥接于该第二开关及该第三开关的连接与该第四开关及该第五开关的连接之间；该可控导通电路为一单向电路，该单向电路包括彼此串联的一二极管及一第六开关，当该第一开关的该电压应力等于该直流输入源的电压时，该二极管及该第六开关同时导通，使得该电流双向传递模块短路，以降低该第一开关的该电压应力；及/或该变压器的放电时间为一固定值，且该交流输出源相对于该直流输入源的一动态响应正比于该第一开关的导通时间。
根据所述的直流-交流电源转换器，该开关网络为以下电路其中之一：一全桥式电路；一半桥式电路；或一推挽式电路。
根据所述的直流-交流电源转换器，该电流双向传递模块包括一第七开关、一第八开关、一电容以及一电阻，该电容及该电阻彼此并联后、再串联于该第七开关与该第八开关之间；该可控导通电路由两组单向电路彼此反向并联所构成，每一单向电路包括彼此串联的一二极管及一第六开关；及/或该可控导通电路由彼此反向串联的一第九开关与一第十开关所构成。
根据所述的直流-交流电源转换器，上述开关包括金氧半场效晶体管(MOSFET)或绝缘闸双极性晶体管(IGBT)。
根据上述构想，提出一种直流-交流电源转换器的控制方法，包括步骤如下： 在该电流双向传递模块将电量由该变压器的一次侧传递至二次侧的情况下，于该变压器的一次侧上的电流开始减小时导通该可控导通电路，以降低该开关网络中各开关上的一电压应力；以及固定该变压器的放电时间，使得该直流-交流电源转换器的一交流输出源相对于一直流输入源的一动态响应正比于该第一开关的导通时间。
该方法具体为该直流-交流电源转换器包括一变压器、一电流双向传递模块以及至少一可控导通电路，该变压器的一次侧连接于一开关网络，该开关网络具有至少一第一开关，该电流双向传递模块耦合于该变压器的二次侧，该可控导通电路并联于该变压器的二次侧的至少一绕组之间，该控制方法包括步骤如下：
(a)在该电流双向传递模块将电量由该变压器的一次侧传递至二次侧的情况下，于该变压器的一次侧上的电流开始减小时导通该可控导通电路，以降低该开关网络中各开关上的一电压应力；以及
(b)固定该变压器的放电时间，使得该直流-交流电源转换器的一交流输出源相对于一直流输入源的一动态响应正比于该第一开关的导通时间。
根据所述的控制方法，该电流双向传递模块包括一第二开关、一第三开关、一第四开关、一第五开关、一电容以及一电阻，该第二开关及该第三开关彼此串联后跨接于该变压器的二次侧的二绕组之间的一侧，该第四开关及该第五开关彼此串联后跨接于该变压器的二次侧的二绕组之间的另一侧，该电容及该电阻彼此并联后桥接于该第二开关及该第三开关的连接与该第四开关及该第五开关的连接之间；该可控导通电路为一单向电路，该单向电路包括彼此串联的一二极管及一第六开关；及/或该步骤(a)更包括步骤如下：在该电流双向传递模块将电量由该变压器的一次侧传递至二次侧的情况下，在该第一开关的该电压应力等于该直流输入源的电压时，导通该二极管及该第六开关，使得该电流双向传递模块短路，以降低该第一开关的该电压应力。
根据所述的控制方法，该电流双向传递模块包括一第七开关、一第八开关、一电容以及一电阻，该电容及该电阻彼此并联后、再串联于该第七开关与该第八开关之间；该可控导通电路由两组单向电路彼此反向并联所构成，每一单向电路包括彼此串联的一二极管及一第六开关；及/或该步骤(a)更包括步骤如下：在该电流双向传递模块将电量由该变压器的一次侧传递至二次侧的情况下，在该第一开关的该电压应力等于该直流输入源的电压时，导通其中一组单向电路，使得该电流双向传递模块短路，以降低该第一开关的该电压应力。
根据所述的控制方法，该可控导通电路由彼此反向串联的一第九开关与一第十开关所构成；及/或该步骤(a)更包括步骤如下：在该电流双向传递模块将电量由该变压器的一次侧传递至二次侧的情况下，于该第一开关的该电压应力等于该直流输入源的电压时，导通该第九开关及该第十开关其中之一，使得该电流双向传递模块短路，以降低该第一开关的该电压应力。
本发明得通过下列图式及详细说明，能得更深入的了解。
附图说明
图1a及1b：二种常用的直流-交流电源转换器的统方块图；
图2：常用的电流源模式控制的换流器的电路图；
图3：本发明直流-交流电源转换器一第一较佳实施例的电路图；
图4a～4c：本发明具有电流双向传递功能的直流-交流电源转换器在四个象限工作时、负载端的电压电流示意图；
图5：本发明直流-交流电源转换器在换流模式和充电模式下的等效电路示意图；
图6a：本发明直流-交流电源转换器的第一开关S0的驱动波形、第六开关Sa的驱动波形、第一开关S0上的电压应力(Vds)、变压器Tr1一次侧的电流峰值(Ip)、变压器Tr1的激磁电流(Im)以及变压器Tr1二次侧的瞬时电流(Id)的时序图；
图6b：本发明直流-交流电源转换器搭配图6a的各时序的等效电路图；
图7：常用技术的直流-交流电源转换器动态响应不佳的示意图；
图8：本发明直流-交流电源转换器一第二较佳实施例的电路图；
图9：本发明直流-交流电源转换器一第三较佳实施例的电路图；
图10：本发明直流-交流电源转换器一第四较佳实施例的电路图；以及
图11：本发明直流-交流电源转换器一第五较佳实施例的电路图。
其中，附图标记说明如下：
10直流-交流电源转换器
101正弦波脉宽调变换流器
102电源频率变压器
103电感电容滤波器
11直流-交流电源转换器
111高频换流器
112高频变压器
113周波变换器
114电感电容滤波器
20换流器
30直流-交流电源转换器
31电流双向传递模块
32可控导通电路
Vin电池(直流输入源)
Vout交流输出源(电压)
Iout负载输出电流
Tr、Tr1变压器
C、C1、C2电容
R、Z电阻(负载)
Da二极管
S0第一开关
S1第二开关
S2第三开关
S3第四开关
S4第五开关
Sa第六开关
S1′第七开关
S2′第八开关
Sa1第九开关
Sa2第十开关
SO1、SO2、SO3、SO4开关
DO1、DO2二极管
Vds第一开关的电压应力
Ip变压器一次侧的电流峰值
Im变压器的激磁电流
Id变压器二次侧的瞬时电流
具体实施方式
请参阅图3，其为本发明直流-交流电源转换器一第一较佳实施例的电路图，其中直流-交流电源转换器30由变压器Tr1、电流双向传递模块31以及可控导通电路32所构成。直流-交流电源转换器30的主要功能是将直流输入源Vin转换成一交流输出源Vout。
变压器Tr1的一次侧先串联于由第一开关S0所构成的一开关网络、再与该开关网络共同并联于直流输入源Vin，变压器Tr1的二次侧的二绕组之间耦接着电流双向传递模块31以及可控导通电路32。
电流双向传递模块31由第二开关S1、第三开关S2、第四开关S3、第五开关S4、电容C以及电阻(负载)R所构成。第二开关S1及第三开关S2彼此串联后跨接于变压器Tr1的二次侧的二绕组之间的一侧，第四开关S3及第五开关S4彼此串联后跨接于变压器Tr1的二次侧的二绕组之间的另一侧。电容C及电阻R彼此并联后桥接于第二开关S1及第三开关S2的连接与第四开关S3及第五开关S4的连接之间。
在本实施例中，可控导通电路32是一种单向电路，其由二极管Da及第六开关Sa所构成，但作为本发明技术特征所加入的可控导通电路32并不仅限于此，只要是单向的可控制组件皆可适用。此外，实施例中所使用的金氧半场效晶体管(MOSFET)以及绝缘闸双极性晶体管(IGBT)也是根据不同的应用场合而定，开关组件的种类与型态并无法用以回避本发明所主张的申请专利范围。
本发明的主要电路结构如上所述，以下陈述本发明直流-交流电源转换器的运作方式。
请参阅图4a～4c，其为本发明具有电流双向传递功能的直流-交流电源转换器在四个象限工作时、负载端的电压电流示意图，其中，Vout代表负载端的输出电压，而Iout代表负载端的输出电流。而图4b及图4c则分别为直流-交流电源转换器工作在换流模式(Inverter Mode)和充电模式(Charger Mode)下、负载端的电压电流示意图。
图5为本发明直流-交流电源转换器30在换流模式和充电模式下的等效电路示意图；其中，模式A(Mode A)及模式C(Mode C)为直流-交流电源转换器30在能量回馈模式下的等效电路示意图，而模式B(Mode B)及模式D(Mode D)则为直流-交流电源转换器30在能量传递模式下的等效电路示意图。兹配合图5详述如下：
(a)能量回馈模式(电流双向传递模块31将电量由变压器Tr1的二次侧回馈至一次侧)；
(a1)当Vout＞0且Iout＜0，如Mode A所示。此时，第五开关S4工作在高频模式，第二开关S1长时间导通，第一开关S0及第四开关S3都关断。能量回馈的时候作为一个返驰(Flyback)转换器；
(a2)当Vout＜0且Iout＞0，如Mode C所示。此时，第三开关S2工作在高频模式，第四开关S3长时间导通，第一开关S0及第二开关S1都关断。此时转换器把多余的能量回授到变压器Tr1的一次侧。
(b)能量传递模式(电流双向传递模块31将电量由变压器Tr1的一次侧传递至二次侧)；
(b1)当Vout＞0且Iout＞0，如Mode B所示。此时，第一开关S0工作在高频模式，第二开关S1长时间导通，第四开关S3关断，第五开关S4虽也关断但输出电流会经过第五开关S4的体二极管(Bodydiode)。因此能量传递的时候仍作为一返驰转换器；
(b2)当Vout＜0且Iout＞0，如Mode D所示。此时，第一开关S0工作在高频模式，第二开关S1关断，第四开关S3长时间导通，第三开关S2虽也关断但输出电流会经过第三开关S2的体二极管。
前面阐述了本发明图3的直流-交流电源转换器30的电路拓扑工作于能量回馈和能量传递两种模式的情形，以下将说明可控导通电路32结合电路拓扑30的工作原理。
图6a为可控导通电路32结合电路拓扑30时，第一开关S0的驱动波形、第六开关Sa的驱动波形、第一开关S0上的电压应力(Vds)、变压器Tr1一次侧的电流峰值(Ip)、变压器Tr1的激磁电流(Im)以及变压器Tr1二次侧的瞬时电流(Id)的时序图。图6b则为电路拓扑30搭配图6a的各时序的等效电路图。以下的工作原理说明请同时参阅图6a及6b以获得一更清楚的了解。
前面已提过，图2的现有技术的换流器20的主要问题在于：半导体开关组件S0的电压应力过大和动态响应不佳。然而，本发明可控导通电路32的引入却能够同时解决这两个问题。由于直流-交流电源转换器30在能量回馈模式下、可控导通电路32并不会参与工作，因此以下仅针对能量传递模式下的Mode B及ModeD为例进行分析：
(A)时序[t0-t1]：
在t0时刻，第一开关S0导通，经过一段延迟时间的后第六开关Sa被导通。此时，由于与第六开关Sa串联的二极管Da处于反向偏压，因此第六开关Sa上没有电流流过；变压器Tr1作为用以储能的一电感。
(B)时序[t1-t2]：
在t1时刻，第一开关S0被关断。在第一开关S0上的电压应力到达输入电压值(Vin)之前，变压器Tr1上的激磁电流Im会继续上升，此时二极管Da仍处于反向偏压。只有当第一开关S0上的电压应力等于输入电压值Vin的时候，与第六开关Sa串联的二极管Da才开始导通，由于此时第六开关Sa已经在t1之前被导通，所以变压器二次侧被第六开关Sa及二极管Da所形成的可控导通电路32短路，这时变压器二次侧上的输出端电压Vout为0，同时储存在一次侧漏感上的能量开始与第一开关S0的寄生电容谐振。
在此期间，第一开关S0上的电压应力(波形如图6a所示)可以下式表示：
Vds＝NVout+Vin+V谐振＝Vin+V谐振；其中N为变压器Tr1的一/二次匝数比。
由于传统的返驰转换器不具有没有二次侧的可控导通电路32钳位一次侧的第一开关S0上的电压，所以第一开关S0上的电压应力要比本发明多了NVo的量。这个量在低电压的直流输入源(一般为48V左右)到高电压低频(220V、50Hz)输出的高频链应用场合中将对一次侧开关的电压应力造成很大的影响。
(C)时序[t2-t3]：
在t2时刻，第六开关Sa被关断，储存在变压器Tr1中的能量开始传递到负载R。假设一次侧的第一开关S0的导通时间(t3-t5)为D、变压器Tr1释放电能的时间(t2-t3)为K，则t1-t2＝1-D-K。因此，常用的返驰转换器的输出电压/输入电压的关系为：
Vout＝Vin×D/(1-D)
而在本发明的电路中，上式便可转化为：
Vout＝Vin×D/K
在释放能量的时候，如果时间是固定的(K是固定的)，则上式为：
Vout＝Vin×D
由此可知，交流输出源Vout相对于直流输入源Vin的动态响应稳定地正比于第一开关S0的导通时间D。这样，本发明经过这样的控制方法便可简化为降压型(Buck)电路拓扑，也就不会在象限图中出现右半平面零点(right-half-plane-zero)的现象，也不会有图7般动态响应不佳的情形；因此，本发明的直流-交流转换器即使在电流连续的模式下仍然可以获得较好的动态响应。
(D)时序[t3-t4]：
在t3时刻，第一开关S0被开通，此时第五开关S4的体二极管处于反向偏压。变压器Tr1开始储能，在此期间转换器的工作模式与传统的返驰转换器完全相同。
值得一提的是，在本发明第一实施例的图3中，连接于变压器Tr1的一次侧及直流输入源Vin之间的该开关网络虽然以返驰式(FlyBack)电路的第一开关S0为例以进行说明，但也可以使用双返驰式(Dual FlyBack)电路进行配置。除此的外，也可使用全桥式(Full-Bridge)电路、半桥式(Half-Bridge)电路或是推挽式(Push-Pull)电路作为该开关网络的配置方式，以下进行详细说明。
请参阅图9，其为本发明直流-交流电源转换器一第三较佳实施例的电路图。图9与第一较佳实施例的图3不同之处在于，连接于变压器Tr的一次侧及直流输入源Vin之间的该开关网络以全桥式电路进行配置；在图9中，全桥式电路由SO1、SO2、SO3及SO4等四个开关所构成，需要注意的是，由于全桥式的开关网络可以实现变压器Tr的一次侧输入电压的极性反向，因此其二次侧仅须配置一个线圈即可。此外，为了达成电流的双向流动，可控导通电路可以由两个图3中的单向电路反向并联所构成，也可以是如图9所示的第九开关Sa1与第十开关Sa2彼此反向串联所构成。
图10及图11则依序是将图3中连接于变压器Tr1的一次侧及直流输入源Vin之间的该开关网络分别以半桥式电路及推挽式电路进行配置所得的电路示意图，二者同样适用于前段所述对于图9中可控导通电路的变化配置方式。
综上所述，本发明提出一种工作在连续导通模式下的电流源模式控制的转换器，是在既有的转换器电路结构上增加一电流可控导通电路，通过电流可控导通电路的适当切换控制，使得转换器在连续导通模式下运作时仍然具有良好的动态响应，同时也能够减小变压器一次侧上的半导体开关组件的电流应力。此外，由于在直流-交流之间仅有单一级的转换，因此本发明的直流-交流转换器具有高功率密度及低成本的优点，不但可以用作各类交流不间断电源、交流应急电源之用，也具有更高的运作效率。
Claims (10)
1.一种直流-交流电源转换器，用以将一直流输入源转换成一交流输出源，该直流-交流电源转换器包括：
一变压器，其一次侧与该直流输入源之间连接一开关网络，该开关网络具有至少一第一开关，该变压器的二次侧具有至少一绕组；
一电流双向传递模块，耦合于该变压器的二次侧；以及
至少一可控导通电路，并联于该变压器的二次侧的至少一绕组之间；
其中，在该电流双向传递模块将电量由该变压器的一次侧传递至二次侧的情况下，该可控导通电路于该变压器的一次侧上的电流开始减小时导通，以降低该开关网络中各开关上的一电压应力。
2.根据权利要求1所述的直流-交流电源转换器，其特征在于，该开关网络为一返驰式电路或一双返驰式电路。
3.根据权利要求2所述的直流-交流电源转换器，其特征在于，该电流双向传递模块包括一第二开关、一第三开关、一第四开关、一第五开关、一电容以及一电阻，该第二开关及该第三开关彼此串联后跨接于该变压器的二次侧的二绕组之间的一侧，该第四开关及该第五开关彼此串联后跨接于该变压器的二次侧的二绕组之间的另一侧，该电容及该电阻彼此并联后桥接于该第二开关及该第三开关的连接与该第四开关及该第五开关的连接之间；
该可控导通电路为一单向电路，该单向电路包括彼此串联的一二极管及一第六开关，当该第一开关的该电压应力等于该直流输入源的电压时，该二极管及该第六开关同时导通，使得该电流双向传递模块短路，以降低该第一开关的该电压应力；及/或
该变压器的放电时间为一固定值，且该交流输出源相对于该直流输入源的一动态响应正比于该第一开关的导通时间。
4.根据权利要求1所述的直流-交流电源转换器，其特征在于，该开关网络为以下电路其中之一：
一全桥式电路；
一半桥式电路；及
一推挽式电路。
5.根据权利要求4所述的直流-交流电源转换器，其特征在于，该电流双向传递模块包括一第七开关、一第八开关、一电容以及一电阻，该电容及该电阻彼此并联后、再串联于该第七开关与该第八开关之间；
该可控导通电路由两组单向电路彼此反向并联所构成，每一单向电路包括彼此串联的一二极管及一第六开关；及/或该可控导通电路由彼此反向串联的一第九开关与一第十开关所构成。
6.根据权利要求1-5任一所述的直流-交流电源转换器，其特征在于，上述开关包括金氧半场效晶体管或绝缘闸双极性晶体管。
7.一种直流-交流电源转换器的控制方法，其中该直流-交流电源转换器包括一变压器、一电流双向传递模块以及至少一可控导通电路，该变压器的一次侧连接于一开关网络，该开关网络具有至少一第一开关，该电流双向传递模块耦合于该变压器的二次侧，该可控导通电路并联于该变压器的二次侧的至少一绕组之间，该控制方法包括步骤如下：
步骤a，在该电流双向传递模块将电量由该变压器的一次侧传递至二次侧的情况下，于该变压器的一次侧上的电流开始减小时导通该可控导通电路，以降低该开关网络中各开关上的一电压应力；以及
步骤b，固定该变压器的放电时间，使得该直流-交流电源转换器的一交流输出源相对于一直流输入源的一动态响应正比于该第一开关的导通时间。
8.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，
该电流双向传递模块包括一第二开关、一第三开关、一第四开关、一第五开关、一电容以及一电阻，该第二开关及该第三开关彼此串联后跨接于该变压器的二次侧的二绕组之间的一侧，该第四开关及该第五开关彼此串联后跨接于该变压器的二次侧的二绕组之间的另一侧，该电容及该电阻彼此并联后桥接于该第二开关及该第三开关的连接与该第四开关及该第五开关的连接之间；
该可控导通电路为一单向电路，该单向电路包括彼此串联的一二极管及一第六开关；及/或该步骤a更包括步骤如下：
在该电流双向传递模块将电量由该变压器的一次侧传递至二次侧的情况下，在该第一开关的该电压应力等于该直流输入源的电压时，导通该二极管及该第六开关，使得该电流双向传递模块短路，以降低该第一开关的该电压应力。
9.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，
该电流双向传递模块包括一第七开关、一第八开关、一电容以及一电阻，该电容及该电阻彼此并联后、再串联于该第七开关与该第八开关之间；
该可控导通电路由两组单向电路彼此反向并联所构成，每一单向电路包括彼此串联的一二极管及一第六开关；及/或该步骤a更包括步骤如下：
在该电流双向传递模块将电量由该变压器的一次侧传递至二次侧的情况下，在该第一开关的该电压应力等于该直流输入源的电压时，导通其中一组单向电路，使得该电流双向传递模块短路，以降低该第一开关的该电压应力。
10.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，
该可控导通电路由彼此反向串联的一第九开关与一第十开关所构成；及/或该步骤a更包括步骤如下：
在该电流双向传递模块将电量由该变压器的一次侧传递至二次侧的情况下，于该第一开关的该电压应力等于该直流输入源的电压时，导通该第九开关及该第十开关其中之一，使得该电流双向传递模块短路，以降低该第一开关的该电压应力。
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Applications Claiming Priority (1)
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN1897437A CN1897437A (zh) | 2007-01-17 |
| CN100440712C true CN100440712C (zh) | 2008-12-03 |
Family
ID=37609846
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN100440712C (zh) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1538609A (zh) * | 2003-04-17 | 2004-10-20 | 尼克森微电子股份有限公司 | 返驰式电源供应器及其控制方法 |
| CN1585253A (zh) * | 2004-06-02 | 2005-02-23 | 燕山大学 | 串联谐振高频链正弦波逆变电源电路 |
-
2005
- 2005-07-13 CN CNB2005100833745A patent/CN100440712C/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN1538609A (zh) * | 2003-04-17 | 2004-10-20 | 尼克森微电子股份有限公司 | 返驰式电源供应器及其控制方法 |
| CN1585253A (zh) * | 2004-06-02 | 2005-02-23 | 燕山大学 | 串联谐振高频链正弦波逆变电源电路 |
Non-Patent Citations (2)
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|---|
| 双极性移相控制高频脉冲交流环节逆变器研究. 李磊，陈道炼，张友军，潘海朗，胡育文.电工技术学报，第17卷第6期. 2002 |
| 双极性移相控制高频脉冲交流环节逆变器研究. 李磊，陈道炼，张友军，潘海朗，胡育文.电工技术学报，第17卷第6期. 2002 * |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1897437A (zh) | 2007-01-17 |
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