MXPA03000973A

MXPA03000973A - Convertidor de energia de resonancia de topologia alexandre y circuito de inversion.

Info

Publication number: MXPA03000973A
Application number: MXPA03000973A
Authority: MX
Inventors: Alexander Cook
Original assignee: Vanner Inc
Priority date: 2000-07-31
Filing date: 2001-07-09
Publication date: 2005-02-25
Also published as: US6483731B1; WO2002011274A1; CA2417771C; CA2417771A1

Abstract

Un circuito (100-1100) que comprende una seccion primaria y una seccion secundaria de voltaje multiple. La seccion secundaria de voltaje multiple incluye una seccion de resonancia de voltaje multiple (x20), una seccion de filtro (x140, x44), y una seccion de acoplamiento de carga (x42). El circuito (100-1100) tambien incluye un transformador, el cual esta operativamente configurado para acoplar las secciones primaria y secundaria. La seccion de resonancia de voltaje multiple (x20) incluye una capacitancia (x28, x30), es decir una Topologia Alexander. Esta capacitancia (x28, x30), la cual de preferencia se basa en capacitores en serie (x28, x30), operativamente genera un voltaje predeterminado, de manera que una relacion de giro (N) del transformador (x16) es menor que una seccion de resonancia de voltaje no multiple para generar el voltaje predeterminado. Asi, esta configuracion reduce la perdida de energia del transformador (x16), incrementando asi la eficiencia.

Description

CONVERTIDOR DE ENERGIA DE RESONANCIA DE TOPOLOGIA ALEXANDER Y CIRCUITO DE INVERSION Antecedentes de la Invención La presente invención se refiere a circuitos de conversión y/o inversión de energía resonantes. De una manera más particular, a circuitos de voltaje de establecimiento de DC a DC ó AC/DC a DC/AC (corriente directa a corriente directa ó corriente alterna/corriente directa a corriente directa/corriente alterna) con una alta eficiencia. Los convertidores de corriente directa a corriente directa se utilizan ampliamente en el establecimiento de impulsores de motores de corriente alterna, suministros de energía de corriente directa de modo de conmutador regulados, inversores, e impulsores de motores de corriente directa. Con frecuencia, la entrada hacia estos convertidores de corriente directa a corriente directa es un voltaje de corriente directa no regulado, que se obtiene mediante la rectificación de un voltaje de línea. Por consiguiente, el voltaje de entrada de corriente directa normalmente fluctúa debido a los cambios en la magnitud del voltaje de línea. Los convertidores de corriente directa a corriente directa de modo de conmutador se utilizan para convertir el voltaje de entrada de corriente directa no regulado en un voltaje de salida de corriente directa controlado en un nivel de voltaje deseado. Los convertidores se utilizan con frecuencia en un transformador de aislamiento eléctrico en los suministros de energía de corriente directa de modo de conmutador, y casi siempre sin un transformador de aislamiento en el caso de los impulsores de motores de corriente directa. En los convertidores de corriente directa a corriente directa, se debe controlar un voltaje de salida de corriente directa promedio para que sea igual a un nivel deseado, aunque el voltaje de entrada y la impedancia de carga de salida pueden fluctuar. Los convertidores de corriente directa a corriente directa de modo de conmutador utilizan uno o más conmutadores para transformar el voltaje de corriente directa desde un nivel de voltaje hasta otro. El voltaje de salida promedio en un convertidor de corriente directa a corriente directa con un voltaje de entrada dado se controla mediante el control de una duración de activado/desactivado de un conmutador, en donde este valor promedio del voltaje de salida depende de la duración en activado y de la duración en desactivado de la señal de conmutación. Una topología para controlar el voltaje de salida promedio utiliza la conmutación a una frecuencia constante, y el ajuste de la duración de activado del conmutador. Cuando se utiliza esta topología, se varía la denominada conmutación de Modulación de Amplitud de Impulso (PWM) , una relación de trabajo de conmutación D (definida como una relación del tiempo de duración activado al periodo de tiempo de conmutación) . Cuando la conmutación de modulación de amplitud de impulso está a una frecuencia de conmutación constante, se genera la señal de control de conmutación, que controla el estado (activado o desactivado) del conmutador, en una de dos maneras: 1) derivando la señal de modulación de amplitud de impulso directamente a través de un cálculo conocido en un microprocesador, ó 2) comparando un voltaje de control del nivel de señal con una forma de onda repetitiva. La señal del voltaje de control generalmente se obtiene mediante la amplificación de un valor de error, que es la diferencia entre un voltaje de salida real y su valor deseado. La frecuencia de la forma de onda repetitiva con un pico constante, por ejemplo un diente de sierra o una onda cuadrada, establece la frecuencia de conmutación. Esta frecuencia se mantiene constante en el control de modulación de amplitud de impulso, y se selecciona para quedar en un rango de unos cuantos kilohertz hasta unos cuantos cientos de kilohertz. Cuando la señal de error amplificada, que varia muy lentamente con el tiempo en relación con la señal de conmutación, es mayor que la forma de onda que se está utilizando, la señal de control de conmutación se hace alta, haciendo que se active el conmutador. De otra manera, el conmutador está desactivado.

Los convertidores de establecimiento se utilizan en los suministros de energía de corriente directa regulados y en el frenado regenerativo de los motores de corriente directa, en donde el voltaje de salida siempre es mayor que el voltaje de entrada. Cuando un conmutador está en una posición de ACTIVADO, se invierte un diodo en una etapa de entrada aislando de esta manera una etapa de salida. La etapa de entrada se utiliza para suministrar energía a un inductor. Cuando el conmutador está en la posición de DESACTIVADO, la etapa de salida recibe la energía desde el inductor así como desde la etapa de entrada. En el estado continuo, una capacitancia del filtro de salida teóricamente llega a ser muy grande, lo cual asegura un voltaje de salida constante. El convertidor de establecimiento transfiere la energía solamente en una dirección, que es una consecuencia directa de poder producir solamente voltaje y corriente unidireccionales . Un inversor en contrafase requiere de un transformador con un primario de centro adelgazado. Este tipo de inversor puede operar en una modulación de amplitud de impulso o en un modo de onda cuadrada. La ventaja principal del inversor a contrafase es que no más de un conmutador en serie conduce en cualquier instante del tiempo. Esto es importante si la entrada de corriente directa al inversor es desde una fuente de bajo voltaje, tal como una batería, en donde la caída de voltaje a través de más de un conmutador en serie daría como resultado una reducción significativa en la eficiencia de la energía. Se requieren diodos de retroalimentación conectados anti-paralelos a los conmutadores para llevar la corriente reactiva, en donde su intervalo de conducción dependa inversamente del factor de energía de una carga de salida. Estos diodos de retroalimentación se necesitan para proporcionar una trayectoria para la alta corriente requerida debido al flujo de las fugas del transformador. En esta configuración, hay una ligera diferencia en los tiempos de conmutación de los dos conmutadores. Por consiguiente, siempre hay un desequilibrio entre los valores pico de las dos corrientes de conmutación. Esto se puede controlar a través del control de modo de corriente del inversor. En general, en un convertidor con aislamiento eléctrico, hay un lado primario y uno secundario acoplados por un transformador. En una configuración convencional, mostrada en la Figura 1, el lado secundario tiene una sección resonante cargada en paralelo de puente completo (PLR) , que incluye los diodos 24, 26, 32, y 34, y una sección de filtro. En la operación, asumiendo que el transformador sea ideal, cuando se conmuta un conmutador hasta la posición de ACTIVADO sobre el lado primario, los diodos 24 y 32 se fuerzan hacia adelante, y los diodos 26 y 32 se fuerzan en reversa.

Entonces, cuando el conmutador se conmuta hasta una posición de DESACTIVADO, la corriente inductora circula a través de los diodos 32 y 34, lo cual hace que la corriente inductora se reduzca linealmente . Tradicionalmente, existen tres configuraciones de convertidores de conmutador resonante, que son dispositivos alternativos utilizados en lugar de los conmutadores controlables de modo de conmutador. Primero, hay una topología de conmutación de cero corriente (ZCS) , en donde el conmutador se activa y se desactiva en cero corriente. La corriente resonante pico fluye a través del conmutador, pero el voltaje de conmutación pico sigue siendo el mismo que en la contraparte del modo de conmutación. Segundo, hay una topología de conmutación de cero voltaje (ZVS) , en donde el conmutador se activa y se desactiva en cero voltaje. El voltaje resonante aparece a través del conmutador, pero la corriente de conmutación pico sigue siendo la misma que en la contraparte del modo de conmutación. Tercero, hay una topología de voltaje sujetado de conmutación en cero voltaje (ZVS-CV) , en donde el conmutador se activa y se desactiva en cero voltaje. Sin embargo, un convertidor de esta topología consiste en cuando menos una pata del convertidor hecha de dos de estos convertidores. En esta tercera topología, el voltaje de conmutación pico sigue siendo el mismo que en la contraparte del modo de conmutación, pero la corriente de conmutación pico es en general más alta. Usualmente, para conmutar . con software un convertidor de modo de conmutación, se necesita un circuito de conmutación para desactivar el dispositivo conmutador. Estos circuitos de conmutación circulan una corriente a través de un dispositivo conmutador conductor en una dirección en reversa, y por lo tanto, fuerzan a que la corriente total del dispositivo de conmutación vaya a cero, lo cual desactiva el conmutador. Estos circuitos con frecuencia consisten en alguna forma de un circuito resonante L-C impulsado por una frecuencia de conmutación. Desafortunadamente, la eficiencia de estos circuitos convencionales anteriormente mencionados es más bien baja, por ejemplo del 80 por ciento. También, normalmente es un diseño muy complejo, por ejemplo, la conexión en paralelo del convertidor de baja potencia, si se quiere incrementar la eficiencia con el objeto de alcanzar saiida entrada > 10 con Energía > 2kW. Por consiguiente, lo que se necesita es un circuito de conversión de resonancia que tenga una topología de circuito simple con una alta eficiencia, que pueda alcanzar la relación de voltaje de entrada/salida anterior y los parámetros de potencia deseados .

Compendio de la Invención La presente invención supera todos estos inconvenientes anteriormente mencionados de los dispositivos de la técnica anterior a través del uso de una sección de resonancia en un circuito convertidor de corriente directa a corriente directa que se configura operativamente para producir voltaje múltiple, es decir, el circuito de topología Alexander . La presente invención incluye un circuito que comprende una sección primaria y una sección secundaria de voltaje múltiple. La sección secundaria de voltaje múltiple incluye una sección de resonancia de voltaje múltiple, una sección de filtro, y una sección de acoplamiento de carga. El circuito también incluye un transformador, que se configura operativamente para acoplar las secciones primaria y secundaria. La sección de resonancia de voltaje múltiple incluye una capacitancia equivalente, .es decir, el circuito de topología Alexander. Esta capacitancia equivalente, que de preferencia es de dos capacitores en serie, genera operativamente un voltaje previamente determinado, de tal manera que una relación de giro del transformador es menor que una sección de resonancia de voltaje no múltiple para generar el voltaje previamente determinado. Por consiguiente, esta configuración reduce la pérdida de energía desde el transformador, incrementando de esta forma la eficiencia.

Una ventaja de la presente invención es que, mediante la utilización de esta topología, un circuito con una configuración simple opera con una alta eficiencia, es decir, arriba del 90 por ciento. Otra ventaja de la presente invención es que, a través del uso de la conversión de energía de voltaje múltiple, la relación de giros de un transformador es de la mitad comparándose con las topologías convencionales, mientras que los parámetros de energía de entrada y salida siguen siendo los mismos. Por consiguiente, esta topología produce una eficiencia más alta. Una ventaja todavía adicional de la presente invención es que, debido a que el voltaje en los componentes reactivos es más bajo que en las topologías convencionales, se puede reducir el tamaño de estos componentes. Por consiguiente, el circuito global es más pequeño y los costos son menores . Otra ventaja todavía adicional de la presente invención es que, mediante la reducción de la variable en la entrada del filtro de salida, esta topología permite hacer la reducción de la potencia de referencia del filtro de salida. En las modalidades alternativas, se puede eliminar totalmente un filtro de salida.

Breve Descripción de los Dibujos Otras características de la presente invención llegarán a quedar más claras para los expertos en la materia a la que se refiere la presente invención, a partir de la lectura de la siguiente memoria descriptiva con referencia a los dibujos acompañantes, en los cuales: La Figura 1 es un esquema de un circuito de conversión de energía de resonancia convencional. La Figura 2 es un esquema de un circuito de conversión de energía de resonancia de conformidad con una primera modalidad de la presente invención. La Figura 3 es un esquema de un circuito de conversión de energía de resonancia de conformidad con una segunda modalidad de la presente invención. La Figura 4 es un esquema de un circuito de conversión de energía de resonancia de conformidad con una tercera modalidad de la presente invención. La Figura 5 es un esquema de un circuito de conversión de energía de resonancia de conformidad con una cuarta modalidad de la presente invención. La Figura 6? es un esquema de un circuito de conversión de energía de resonancia de conformidad con una quinta modalidad de la presente invención. La Figura 6B es una gráfica del voltaje a través de los conmutadores de la Figura 6A durante diferentes modos, sobre un periodo de tiempo previamente determinado. La Figura 7 es un esquema de un circuito de conversión de energía de resonancia de conformidad con una sexta modalidad de la presente invención. La Figura 8? es un esquema de un circuito de conversión de energía de resonancia de conformidad con una séptima modalidad de la presente invención. La Figura 8B es una gráfica que muestra el voltaje y la corriente a través de los conmutadores del circuito de la Figura 8A durante diferentes modos sobre un período de tiempo previamente determinado . Las Figuras 8C-8F son circuitos esquemáticos que muestran la configuración del circuito de la Figura 8A durante diferentes modos sobre un período de tiempo previamente determinado. La Figura 9 es un esquema de un circuito de inversión de energía de resonancia de conformidad con una octava modalidad de la presente invención. La Figura 10 es un esquema de un circuito de inversión de energía de resonancia de conformidad con una novena modalidad de la presente invención. La Figura 10B es una gráfica que muestra la forma de onda en los nodos "a" y "b" cuando se opera desde la batería de la Figura 10? sobre un período de tiempo previamente determinado.

La Figura 11A es un esquema de un circuito de inversión de energía de resonancia de conformidad con una décima modalidad de la presente invención. La Figura 11B es un esquema de los conmutadores de la Figura 11A. Las Figuras 12A-D son diagramas esquemáticos que muestran la configuración del circuito de la Figura 11 durante diferentes modos sobre un periodo de tiempo previamente determinado. La Figura 12E es una gráfica que muestra la corriente desde la fuente de corriente alterna que pasa a través de los conmutadores y DI en el circuito de la Figura 11 cuando L es grande y teóricamente no está operando. Las Figuras 13A-D son diagramas esquemáticos que muestran la configuración del circuito de la Figura 11 durante diferentes modos sobre un periodo de tiempo previamente determinado. La Figura 13E es una gráfica que muestra la corriente desde la fuente de corriente' alterna que pasa a través de los conmutadores y DI en el circuito de la Figura 11 cuando L está operando. La Figura 14 es un esquema de un circuito convertidor de energía de resonancia de conformidad con una décimo primera modalidad de la presente invención.

Descripción Detallada de las Modalidades Preferidas Con referencia nuevamente a la Figura 1, se muestra un circuito de conversión de energía de resonancia 10 que exhibe los problemas descritos anteriormente. Este circuito 10 tiene un lado primario con una fuente de potencia Vdc = enteada- El lado primario incluye además un inductor del lado primario 12 que se acopla con un inductor del lado secundario 14, en donde los inductores 12 y 14 forman un transformador 16. El lado secundario incluye además una sección de resonancia con un inductor 22, un primer diodo de resonancia 24, y un segundo diodo de resonancia 26. Esta sección de resonancia incluye además un capacitor 28 y diodos rectificadores 32 y 34. Conectado a la sección de resonancia está un filtro y una sección de carga que tiene un inductor 40 y un elemento resistivo 42. En el circuito 10, el elemento resistivo 42 es integral con la sección de carga, a través de la cual está Vsaiida- En esta configuración, el circuito 10 opera como un inversor unidireccional. Esto significa que la energía teóricamente se mueve solamente en una dirección en el circuito 10, que es hacia la sección de carga 42, después de que la energía ha pasado a través de la sección de resonancia. Como un ejemplo, cuando el transformador 16 tiene una relación de giro, N, de 1:10, un voltaje de entrada de 10 voltios produce un voltaje de salida 100 voltios, y por lo tanto Vsaiida/ entrada = 10. También, la potencia P (determinada por P=IV) es de lkW (100 V * 10 ?) si la resistencia de carga 42 es de 10 Ohms con el voltaje de salida anterior de 100 voltios. Desafortunadamente, este circuito tiene una baja eficiencia, normalmente un máximo de aproximadamente el 80 por ciento. Esta baja eficiencia resulta de la gran relación de giro requerida, N, en el transformador 16, necesaria para producir el gran voltaje de salida, en donde esta gran relación de giro da como resultado una gran cantidad de fugas. De conformidad con lo anterior, hay una pérdida en la cantidad de potencia que se puede generar a partir de un voltaje de entrada especifico debido a esta gran fuga. De allí la baja eficiencia del circuito 10. Continuando con la referencia a la Figura 1, el circuito 10 es impulsado por una topología de conmutación de cero corriente (ZCS) , en donde el conmutador (no mostrado) se activa y se desactiva en cero corriente, en donde se muestra la señal de conmutación a través de las figuras como una onda cuadrada. Este conmutador tiene una frecuencia operativa, o frecuencia de conmutación, que es variable. ? través de las figuras restantes, al hacer referencia a elementos similares (excepto los conmutadores) que se encuentran en el circuito de la técnica anterior 10, se utilizarán números de elementos similares, es decir, xl2 (en donde x es el número del elemento del circuito de corriente) es un dispositivo correspondiente a un elemento similar 12 en el circuito 10. Además, a menos que se especifique de otra manera, todos los circuitos tienen topologías de conmutación de cero corriente con una frecuencia de conmutación variable. Pasando ahora a la Figura 2, se muestra un circuito convertidor 100 de conformidad con una primera modalidad de la presente invención. Se debe apreciar que este circuito 100, y todos los circuitos que siguen, pueden tener diferentes configuraciones de circuitos laterales primarios, como se conoce en la materia. Un transformador 116, que se utiliza para acoplar los lados primario y secundario, está comprendido de los inductores 112 y 114. Sobre el lado secundario hay una sección de resonancia 120 con un inductor 122, los diodos de resonancia 124 y 126, y una sección de voltaje múltiple que incluye los capacitores 128 y 130. Esta configuración de la sección de voltaje múltiple define la configuración de la topología Alexander (circuito Alex) para los circuitos convertidor e inversor. La sección de resonancia 120 incluye además los diodos de bloqueo 132 y 134. Una sección de filtro/carga del circuito 100 incluye un inductor 140, un dispositivo resistivo 142, y un capacitor 144. Se produce un voltaje de salida Vsaiida a través del dispositivo resistivo 142, que de preferencia es un resistor. En la operación, a través del uso de la sección de voltaje múltiple, y de los capacitores 128 y 130, se reduce la relación de giro, N, del transformador 116 hasta cuando menos la mitad (1:5) de la que era necesaria en el circuito de la técnica anterior 10 (1:10), para generar el mismo voltaje de salida para el mismo voltaje de entrada. Esto se realiza mediante un efecto de multiplicación de los capacitores en serie 128 y 130. Por consiguiente, se produce el doble del voltaje en la sección de resonancia 120, y se pasa a la sección de carga. Esto produce un voltaje de salida en la presente invención que es el doble el valor de la técnica anterior cuando se utiliza el mismo voltaje de entrada e impedancia de carga. Por consiguiente, para obtener el mismo voltaje de salida de 100 voltios, solamente se necesita que haya una relación de giro de 1:5 en el transformador 116. Esta reducción de giros requeridos en el transformador 116 reduce la inductancia de fuga. También, se reduce el tamaño de las impedancias reactivas a través del circuito 100. Mediante la reducción de la inductancia de fuga, se satisfacen los mismos parámetros de voltaje y energia del circuito de la técnica anterior 10 con una eficiencia más alta dentro del circuito 100 de la presente invención. En esta configuración preferida, el circuito 100 de la presente invención tiene una eficiencia del 90 por ciento o más con Vsaiida/ entrada = 10, y una potencia de P = IkW.

Con referencia a la Figura 3, se muestra un circuito convertidor 200 de conformidad con una segunda modalidad de la presente invención. Este circuito 200 se configura para operar de una manera similar al circuito de la técnica anterior 10, pero incluye la sección de voltaje múltiple, los capacitores 228 y 230, que también se encuentran en el circuito 100 en 128 y 130. Por consiguiente, el circuito 200 tiene una relación de giro más baja que la técnica anterior, mientras que todavía tiene los mismos parámetros de voltaje de salida y voltaje de entrada que la técnica anterior. Una alteración entre este circuito 200 y el circuito 100, es que este circuito utiliza un capacitor de filtro 244 en lugar del inductor de filtro 140. Se debe apreciar que alternativamente existen otras diferentes topologías de filtro de salida que se pueden utilizar en adición a las topologías Alexander preferidas mostradas en las Figuras 2 y 3. En la Figura 4 se muestra un circuito convertidor 300, que es una tercera modalidad de la presente invención. En este circuito 300, los dos capacitores de resonancia 128 y 130 son reemplazados por un solo capacitor de resonancia más grande 330, que es de un tamaño casi equivalente a los dos capacitores correspondientes x28 y x30 previamente utilizados en los circuitos 100 y 200. El circuito de filtro también incluye los capacitores en serie 344A y 344B que sustituyen al único capacitor 244 en el circuito 200, y no hay ningún inductor, como se encontró en el circuito 100. Con referencia a la Figura 5, se muestra un circuito convertidor 400 de conformidad con una cuarta modalidad de la presente invención. La configuración de este circuito 400 permite tener más carga dinámica y/o una carga más grande, debido a que se remueven los diodos de bloqueo 432 y 434 (mostrados en fantasma) que normalmente bloquean a los capacitores de resonancia 428 y 430 en la sección de resonancia 420. En la operación, inclusive con una condición de sobrecarga de Ventrada/ el voltaje de salida sigue siendo el mismo. Esto contrasta con la configuración de las modalidades alternativas, en donde los diodos de bloqueo x32 y x34 están en paralelo con los capacitores de resonancia x28 y x30. En estas modalidades alternativas, los voltajes caen en las salidas si hay una sobrecarga de Venteada- En la operación, la-frecuencia de conmutación utilizada para impulsar este circuito 400 se mantiene constante. También, la sección primaria del circuito 400 se configura tanto como un conmutador de cero corriente como un circuito de conmutación de cero voltaje. En esta configuración, no puede haber control de frecuencia o control de modulación de amplitud de impulso de la salida, y hay una condición óptima para conmutar la pérdida y un pequeño valor de ruido, de modo que la eficiencia del circuito 400 es todavía más alta que la de los circuitos de otras modalidades alternativas. Pasando a la Figura 6A, se muestra un circuito convertidor 500 de conformidad con la quinta modalidad de la presente invención. Este circuito 500 es otra topología de circuito Alexander alternativa, comparándose con los circuitos 100-400. En esta configuración alternativa, hay una sección de conmutación 502, que incluye los conmutadores SI y S2, sobre el lado primario, pero que no tiene inductor en la sección del filtro. La sección de conmutación 502 incluye además los diodos 504' y 504" y los capacitores 506' y 506", que se conectan en paralelo con los conmutadores Si y S2, respectivamente. En la operación, tanto la frecuencia de conmutación como el ciclo de trabajo D de la conmutación se mantienen constantes. La Figura 6B muestra el voltaje a través de los conmutadores SI y S2 durante diferentes modos operativos sobre un período de tiempo previamente determinado . Con referencia a la Figura 7, se muestra un circuito convertidor 600 de conformidad con la sexta modalidad de la presente invención. Como está claro, este circuito 600 se configura para permitir dos secciones de carga, y por consiguiente, dos voltajes de salida. En esta configuración, las dos secciones de filtro tienen los inductores 640A y 640B, y los dispositivos resistivos 642A y 642B, respectivamente.

Pasando ahora a la Figura 8A, se muestra un circuito convertidor 700 de conformidad con la séptima modalidad de la presente invención. La configuración de este circuito 700 es similar a la combinación de circuitos 10 y 500 mostrados en las Figuras 1 y 6?, respectivamente. El circuito 700 opera teniendo una frecuencia de conmutación constante para los conmutadores SI y S2 sobre el lado primario, que operan ambos con conmutación de cero corriente y conmutación de cero voltaje. El lado secundario se controla a través del uso de los conmutadores S3 y S4 que son impulsados por modulación de amplitud de impulso. Estos conmutadores se desactivan con cero voltaje, y se activan en cero voltaje y cero corriente. Mediante la utilización de los conmutadores S3 y S4, el circuito 700 puede funcionar operativamente, durante diferentes tiempos de conmutación, teniendo ya sea una relación de giro de 1:5, similar al circuito 10 de la Figura 1, o bien una relación de giro de 1:10, similar al circuito 500 de la Figura 6A. Esto se hace teniendo los valores preferidos de: C1=C2, C3 » Cl, y C3 = C4, manteniendo la frecuencia de conmutación constante, y variando el ciclo de trabajo, D, de los conmutadores S3 y S4. Con referencia a la Figura 8B, se muestran las gráficas -que ilustran el voltaje y la corriente a través de los conmutadores SI y S2 durante diferentes modos del circuito 700 sobre un periodo de tiempo previamente determinado. Esta figura también muestra las gráficas que ilustran el voltaje a través de los conmutadores S3 y S4 durante los diferentes modos operativos del circuito 700 sobre el mismo periodo de tiempo previamente determinado anterior. En las Figuras 8C-F se muestran las conexiones de circuito teóricas variables del circuito 700 durante los diferentes modos sobre el periodo de tiempo previamente determinado . Como se puede ver en la Figura 9, se muestra un circuito de conversión/inversión de energía de resonancia 800 de conformidad con una octava modalidad de la presente invención. El circuito 800 está comprendido de una primera sección de circuito 800A, que se configura para operar como un circuito inversor de puente completo de una sola fase, conectada a una segunda sección de circuito 800B, que se configura para operar como un circuito de resonancia de voltaje múltiple. De preferencia, el circuito 800 funciona como un inversor bidireccional, es decir, la unidad funciona como un inversor (batería-carga-corriente directa-corriente alterna) o como un cargador (corriente alterna-corriente directa) . Mediante la utilización de esta modalidad de la topología Alexander, el circuito 800 también puede operar como un inversor de establecimiento de corriente directa-corriente alterna con un enlace de corriente directa débil (en donde no hay capacitores electrolíticos en el enlace de corriente directa) . En esta configuración, la energía reactiva fluye directamente desde y hacia la batería Vdc . El voltaje de salida se controla cambiando la frecuencia de conmutación, en donde la modulación de amplitud de impulso también controla el voltaje de salida. La energía reactiva se regresa a la batería durante las pausas en el proceso de enviar la conversión de energía. Las modalidades alternativas de los circuitos 900 y 1000, mostrados en las Figuras 10A y 11A, como se describen con mayor detalle más adelante, operan de una manera similar. En la sección del circuito inversor 800A, la fuente de potencia de corriente alterna, Vac, se conecta a una configuración de circuito inversor de puente completo a través de un capacitor 880 y a través de los inductores 882 y 884, en donde los inductores 882 y 884 forman un transformador. Esta sección de circuito inversor 800A incluye además los conmutadores S10, S12, S14, y S16, y los diodos 886, 888, 890, y 892. La sección de circuito inversor 800A se conecta a la sección de circuito convertidor 800B, en donde el circuito combinado 800 se configura para operar de conformidad con la funcionalidad de la otra modalidad de la presente invención, es decir, como el circuito de topología Alexander. En la sección de circuito 800B, los conmutadores S1-S4 son todos conmutadores bidireccionales, por ejemplo, MOSFETs ó IGBTs, y la fuente de potencia Vdc es una batería. En esta configuración, se reduce la capacitancia de los capacitores 828 y 830 en comparación con las modalidades alternativas de la presente invención, por ejemplo, se puede reducir la capacitancia desde 10,000 µ? hasta 3 µ? . Esta reducción en la capacitancia da como resultado un ahorro de espacio, debido a que la capacitancia más pequeña da como resultado capacitores comparativamente más pequeños, y más bajo costo del sistema global. En una configuración alternativa del circuito 800 como se muestra en la Figura 9, la Figura 10? muestra un circuito 900, en donde no se muestran números de elementos para mayor facilidad de discusión, que también incorpora la tecnología y las ventajas del circuito 700 de la Figura 8A, de conformidad con una novena modalidad de la presente invención. Todos los conmutadores del circuito 900 son bidireccionales, similares a los elementos del circuito 800 de la Figura 9. Desde la batería Vdc, la frecuencia de conmutación es variable basándose en una frecuencia de 50 Hz ó 60 Hz, y SI y S2 son ambos de modulación de amplitud de impulso. Desde la fuente de corriente alterna, Vac entrada/salida, la frecuencia es constante y máxima con la corrección del factor de potencia. La Figura 10B ilustra la energía producida en los nodos "a" y "b", cuando se suministra potencia mediante la batería. Pasando ahora a la Figura HA, se muestra un circuito de inversión/carga 1000 de conformidad con una décima modalidad de la presente invención. En el circuito 1000, los conmutadores SI, S2, y S3 se configuran como se muestran en la Figura 11B. A través de esta configuración, cada conmutador SI, S2, y S3 tiene un control independiente de la dirección del circuito 1000. En las Figuras 12A-12D se muestra el flujo de corriente producida por Vac entrada/salida en el circuito 1000. El flujo de corriente es en una dirección, y se muestra como configuraciones teóricas dependientes del tiempo de la sección de resonancia del circuito 1000 cuando L" es grande. Por consiguiente, ciertos elementos no operan teóricamente en la sección de resonancia del circuito 1000 durante diferentes tiempos en el ciclo de conmutación. La Figura 12E muestra una gráfica de la corriente que pasa a través de los conmutadores SI, S2, y S3 y DI durante puntos del tiempo separados, mostrados en las Figuras 12A-D. En las Figuras 12A-12D, se muestra el flujo de la corriente producida por Vac entrada/salida en el circuito 1000. El flujo de corriente es una dirección, y se muestra como configuraciones teóricas dependientes del tiempo de la sección de resonancia del circuito 1000 cuando L" es pequeño. Por consiguiente, algunos elementos no operan teóricamente en la sección de resonancia del circuito 1000 durante diferentes tiempos en el ciclo de conmutación. La Figura 13E muestra una gráfica de la corriente que pasa a través de los conmutadores SI, S2, y S3, y Di durante puntos del tiempo separados mostrados en las Figuras 13A-D. Pasando a la Figura 14, se muestra un circuito convertidor 1100 de conformidad con una décimo primera modalidad de la presente invención. Este circuito 1100 se configura para operar como un convertidor de puente completo, sin inductor en la sección del filtro. En esta configuración, el circuito 1100 tiene funciones y ventajas similares a las descritas para el circuito 200 de la Figura 3. La tabla para diferentes parámetros resultantes de la operación del circuito 1100 se muestra en la siguiente Tabla 1.

TABLA 1 Ventrada (Vdc) Vsalida (Vdc) Pw ? (Eficiencia) 10.4 341 1340 .90 10.8 368 1008 .93 13.5 457 1559 .93 13.7 466 1063 .94 Por consiguiente, los resultados de la Tabla 1 muestran que el transformador 1114, con una relación de giro más pequeña comparada con un convertidor convencional (en una modalidad real, N=l:18), y por consiguiente una inductancia y fuga más pequeña, puede dar como resultado el mismo Vsaiida deseado, mientras que exhibe niveles de eficiencia mayores al 90 por ciento. Esto se realiza a través del uso de la sección de voltaje múltiple, los capacitores 1128 y 1130, es decir, la topología Alexander de la presente invención. ? partir de la descripción anterior de la invención, los expertos en la técnica percibirán mejoras, cambios, y modificaciones en la invención. Se pretende que estas mejoras, cambios y modificaciones dentro de la experiencia de la técnica, sean cubiertos por las reivindicaciones adjuntas.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un circuito (100-1100), el cual comprende: una sección primaria; y - una sección secundaria que incluye una sección de resonancia de voltaje múltiple.

2. El circuito (100-1100) de acuerdo con la reivindicación 1, en donde la sección secundaria incluye además : una sección de resonancia de voltaje múltiple capacitiva (x20) ; una sección de filtro (x40, x44); y una sección de acoplamiento de carga (x42) .

3. El circuito (600) de acuerdo con la reivindicación 2 r el cual además comprende una segunda sección de filtro y una segunda sección de acoplamiento de carga .

4. - El circuito (100-1100) de acuerdo con la reivindicación 2, el cual incluye además un transformador (xl6) que se configura operativamente para acoplar las secciones primaria (xl2) y secundaria (xl4), en donde la sección de resonancia de voltaje múltiple capacitiva (x20) incluye capacitores de resonancia en serie (x28, x30) , en donde los capacitores de resonancia en serie generan operativamente un voltaje previamente determinado, de tal manera que la relación de giro del transformador (xl6) es menor que una sección de resonancia de voltaje no múltiple para generar el voltaje previamente determinado, mediante lo cual, se reduce la pérdida de energía desde el transformador (xl6) , incrementando de esta manera la eficiencia.

5. El circuito (100-1100) de acuerdo con la reivindicación 1, en donde la sección primaria se configura para operar como una sección de conmutación de cero corriente (ZCS) .

6. El circuito (100-1100) de acuerdo con la reivindicación 5, en donde la sección de conmutación de cero corriente tiene una frecuencia de conmutación variable.

7. El circuito (100-1100) de acuerdo con la reivindicación 5, en donde la sección de conmutación de cero corriente tiene una frecuencia de conmutación constante.

8. El circuito (100-1100) de acuerdo con la reivindicación 1, en donde la sección primaria se configura para operar como una sección de conmutación de cero voltaje (ZVS) y de conmutación de cero corriente. ,

9. El circuito (100-1100) de- acuerdo con la reivindicación 8, en donde la sección primaria tiene una frecuencia de conmutación variable.

10. El circuito (100-1100) de acuerdo con la reivindicación 8, en donde la sección primaria tiene una frecuencia de conmutación constante.

11. El circuito (500, 700-1000) de acuerdo con la reivindicación 1, en donde el circuito se configura para operar como un circuito a contrafase.

12. El circuito (100-1100) de acuerdo con la reivindicación 1, en donde el circuito se configura para operar como un circuito de establecimiento.

13. El circuito (100-1100) de acuerdo con la reivindicación 1, en donde la sección de resonancia de voltaje múltiple se configura operativamente para ser una sección capacitiva.

14. El circuito (800, 1000) de acuerdo con la reivindicación 1, en donde el circuito se configura operativamente para operar como un circuito inversor bidireccional .

15. El circuito (500, 700-1000) de acuerdo con la reivindicación 1, en donde el circuito se configura operativamente para operar como un circuito convertidor a contrafase hacia adelante.

16. El circuito (100-1100) de acuerdo con la reivindicación 1, en donde el circuito se configura operativamente para operar como un circuito inversor de una dirección .

17. El circuito (800-1000) de acuerdo con la reivindicación 1, en donde el circuito se configura operativamente para operar como un circuito inversor.

18. El circuito (100-400, 600, 1100) de acuerdo con la reivindicación 1, en donde el circuito se configura operativamente para operar como un circuito hacia adelante de puente completo.

19. Un método, el cual comprende los pasos de: recibir un valor de voltaje de entrada; transformar este valor de voltaje de entrada para producir un valor de voltaje transformado; generar un valor de voltaje múltiple de resonancia a partir del valor de voltaje transformado; generar un valor de voltaje previamente determinado a partir del valor de voltaje múltiple; y producir el valor de voltaje previamente determinado .

20. El método de acuerdo con la reivindicación 19, en donde el valor de voltaje múltiple de resonancia generado se genera operativamente en una sección de resonancia de voltaje múltiple de un circuito.

21. El método de acuerdo con la reivindicación 19, en donde el valor de voltaje múltiple de resonancia generado se genera operativamente en una sección de resonancia de voltaje múltiple capacitiva de un circuito.