CN110719046B - 一种用于老化电源装置的控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开的一种用于老化电源装置的控制方法，属于电力电子系统控制领域。本发明包括单相AC/DC变换器电路的控制方法、LLC谐振变换器采用开环控制方法、双向BUCK‑BOOST变换器电路控制方法三个部分。通过单相AC/DC变换器电路的控制方法使得直流母线电压保持恒定抑制电网频率的波动以及非基频处引起并网电流的畸变，减小对电网的谐波污染。采用开环控制的方法，使得串联LLC谐振变换器工作于断续模式，减小电路的开关损耗，同时也满足直流母线到BUCK‑BOOST变换器电路的输入之间的升压的要求。通过双向BUCK‑BOOST变换器电路控制方法实现主机和从机在恒流模式时的功率均分，同时将两个BUCK‑BOOST变换器的开关管驱动信号移相180度，实现交错并联，从而减小输出侧电流的纹波，提高输出电流质量。

Description

一种用于老化电源装置的控制方法
技术领域
本发明属于电力电子系统控制领域，涉及一种用于老化电源装置的控制方法。
背景技术
当前国家正大力实施节能减排，出台电动汽车国家标准，鼓励发展电动汽车，绿色出行，2015年是电动汽车高速发展的开始，市场将出现大量电动汽车，与其配套的充电器、充电桩需求量很大，为满足市场需求，特推出电动汽车充电机及其节能老化装置。
一方面满足汽车生产厂家对配置的充电机需求，另一方面解决其他充电机厂家老化的难题，因为电动汽车充电器功率较大，出厂老化时耗费大量电能，电能转化为热能，使环境温度很高，易发生火灾，还有老化时老化房的电线电流很大，发热严重，容易跳闸，节能老化装置很好的解决了这些问题，符合国家节能减排政策。
目前，老化电源装置的主要问题体现在：
(1)采用电阻或类似的假负载，将电能转化为热能加以消耗，这种最原始的放电方式，虽然简单、廉价，但造成了能量的巨大浪费，与今世界“节约能源、保护环境”的主题相违背。同时，电阻放电装置的散热很难处理，老化用电量大电流大，导线空开发热严重，容易引发火灾、电气短路等危险。另外电阻放电还很难实现放电电流的连续调节。
(2)采用恒压放电方式，用市面上常见的逆变器，放电电流略小于充电机恒流值，这种方式虽然也能将充电机能量回馈给电网，但由于是恒压方式，很难模拟充电机长期时间是处于恒流充电但输出电压略低于标称值的状态。
因此，为了减少能量损耗，节约成本，同时为了更好的模拟充电机电源老化的特性，目前亟需一种新的老化电源装置的控制方法，提高老化电源装置的性能指标和可靠性，从而推动老化电源装置的应用规模并进一步降低其应用成本。
发明内容
本发明公开的一种老化电源装置的控制方法要解决的技术问题是：提供一种能量双向流动的老化电源装置的控制方法，能够高效的将能量回馈于电网，且实现高功率因数，从而减少损耗和对电网的谐波污染；另外，能够提供恒压和恒流两种模式，更好地模拟充电机电源老化的特性，提高老化电源装置的可靠性和实用性。
本发明的目的是通过下述技术方案实现的。
本发明公开的一种老化电源装置的控制方法，包括单相AC/DC变换器电路的控制方法、LLC谐振变换器采用开环控制方法、双向BUCK-BOOST变换器电路控制方法三个部分：
部分一：单相AC/DC变换器电路的控制方法，包括如下步骤：
步骤1.1：单相AC/DC变换器电路采用电压外环电流内环的双闭环控制方法，首先利用采样电路得到的直流母线电压后经过陷波器得到滤波后的直流母线电压Udc1，并与参考值Udc1 *比较，经过PI控制器得到内部电流环的电流幅值的参考值Im *，将采样的电网电压信号us经过锁相环模块得到其相位信息cosθ，两者的乘积作为电流内环的电流参考值Is *。
步骤1.2：利用采样电路得到电网电流的实际值Is，将其作为反馈信号与电流内环的电流参考值Is *比较后经PR控制器得到单相AC/DC变换器电路的控制信号，将采样的电网电压信号us作为前馈，再经过PWM调制器得到单相AC/DC变换器电路的开关管的驱动信号。
所述PR控制器的传递函数如下式：
Figure BDA0002218201300000021
其中Kp、Kr分别是PR控制器的比例系数和谐振系数，ωc是PR控制器的截止频率，ω0是PR控制器的谐振频率。
部分二：LLC谐振变换器采用开环控制方法如下：
所述LLC谐振变换器采用开环控制，定义LLC谐振变换器由高压侧向低压侧传输能量为正向传输，将变压器高压侧的电路定义为原边，将变压器低压侧的电路定义为副边。规定能量正向流动是由原边流向副边；为了实现零电流开通和关断，谐振变换器工作于电流断续模式，设开关周期为Ts，谐振周期为Tr，满足Ts>Tr。
原边开关管正半周期和负半周期导通时间相同，为了防止开关误导通，需要插入合适的死区时间；以能量正向传输为例，单个周期内开关管的控制策略如下：
首先在正半周期，原边开关管动作，得到原边的电压为VHV，控制副边相应开关管动作，使得副边电压为VLV，谐振电容电压Vcr增加，谐振电流iLr增加，谐振电流iLr增加到峰值时，谐振电容电压Vcr由负电压增加到零，谐振电流iLr开始减小，谐振电容电压Vcr继续增加，谐振电流减小到零，谐振电容电压Vcr增加到峰值，此时关断副边开关管，实现副边开关管的零电流关断，至负半周期到来，原边开关管动作，得到原边的电压为-VHV，副边开关管动作得到相应的电压为-VLV，原边和副边同时开通，由于此时谐振电流为零，实现原边和副边开关管的零电流开通，在此期间产生谐振电流与正半周期极性相反，在谐振电流降为零之后，关断副边开关管，实现副边开关管零电流关断，至此完成单个周期内开关管的控制，下一个周期按照上述单个周期内开关管的控制策略控制；采用上述控制策略能够减少电路的损耗，同时也能满足升压的要求。
谐振变换器工作于断续模式时的功率如下式：
Figure BDA0002218201300000022
式中：
Figure BDA0002218201300000031
n为变压器变比，A为谐振电流峰值，Vdc2为副边电压，Ts为开关周期，ir(t)为谐振电流。
部分三：双向BUCK-BOOST变换器电路控制方法，包括如下步骤：
步骤3.1：恒压模式下，所述主机和所述从机的双向BUCK-BOOST变换器电路均采用电压外环和电流内环的双闭环控制，以期望的输出电压Uo *作为参考信号，双向BUCK-BOOST变换器电路的实际输出电压Uo作为反馈信号与参考信号比较经过PI控制器得到电流的参考值IL *，分别将两个BUCK-BOOST变换器电路的实际输出电流值IL1，IL2与电流参考值比较经过PI控制器得到控制信号，并将采样得到的实际输出电压Uo作为前馈，经过PWM调制模块得到开关管的驱动信号。
步骤3.2：恒流模式下，所述主机的双向BUCK-BOOST变换器电路采用单电流环控制，所述从机的双向BUCK-BOOST变换器电路采用电压外环和电流内环的双闭环控制。所述主机的双向BUCK-BOOST变换器电路采用单电流环控制为：将所述主机的输出电流Io1作为反馈信号，与电流参考值Io *比较经过PI控制器得到控制信号，将所述主机双向BUCK-BOOST变换器电路的实际输出电压Uo1作为前馈，经过PWM调制器得到所述主机的两路双向BUCK-BOOST变换器电路的开关管的驱动信号。所述从机的双向BUCK-BOOST变换器电路采用电压外环和电流内环的双闭环控制为：将所述主机的输出电压Uo1与所述从机的输出电压Uo2比较后经过PI控制器加上电流参考值为Io *的前馈信号，得到所述从机的电流环的给定值，分别反馈所述从机的两路双向BUCK-BOOST变换器电路的实际输出电流与电流环的给定值比较后，以所述从机的两路双向BUCK-BOOST变换器电路的实际输出电压为前馈信号，再经过PWM调制器得到所述从机的两路双向BUCK-BOOST变换器电路的开关管的驱动信号。
步骤3.3：将经过PWM调制模块得到的两个双向BUCK-BOOST变换器电路的开关管的驱动信号移相180度，实现交错并联。
作为优选，本发明公开的一种老化电源装置的控制方法用于控制一种并联输入串联输出的老化电源装置，所述一种并联输入串联输出的老化电源装置主要由主机、从机、供电模块、负载装置、显示板、控制板、第一风扇、第二风扇、第一热敏电阻和第二热敏电阻模块组成。所述主机与所述从机的输入端并联，主机与从机的输入端并联后并与供电模块的电网相连。所述主机的输出与所述从机的输出串联之后与所述负载装置相连，输出串联之后与所述负载装置相连作为所述一种并联输入串联输出的老化电源装置的输出端，从而实现输入并联输出串联。所述主机与从机的内部拓扑结构相同，即所述主机内部拓扑结构包括单相AC/DC变换器电路、隔离LLC谐振变换器电路、双向BUCK-BOOST变换器电路三个控制电路，所述从机内部拓扑结构包括单相AC/DC变换器电路、隔离LLC谐振变换器电路、双向BUCK-BOOST变换器电路三个控制电路。
作为进一步优选，所述主机通过与所述从机通过信号通信模块实现传输，所述主机与所述显示板的相连，所述显示板的通过通信协议与上位机相连，所述控制板通过产生控制信号对主机和从机进行对应控制。
作为进一步优选，所述第一风扇、第二风扇用于为主机、从机散热。另外，主机、从机分别通过第一热敏电阻和第二热敏电阻感应装置温度，然后将温度信号传递给主机从而实现温度控制，如果出现异常使温度过高，触发保护以避免更大损失。
作为进一步优选，由于所述主机与从机的内部拓扑结构相同，通过内部拓扑结构内的双向开关切换实现能量双向流动，即由于所述主机与从机组成能量双向流动的隔离AC-DC模块，进而使所述一种并联输入串联输出的老化电源装置能够高效的将能量回馈于电网。能量正向流动时，所述AC端为输入，所述DC端为输出，能量反向流动时，所述AC端为输出，所述DC端为输入，通过模块的双向性实现电压反灌时不影响模块性能。
作为进一步优选，所述DC端作为输出时，输出电压范围为直流200-400V时，输出电流0-20A，输出电压范围为400-850V时，输出功率0-8KW，所述一种并联输入串联输出的老化电源装置为恒流或恒压模式。
作为进一步优选，所述供电模块输入端连接于220V单相交流电，输出端连接于所述主机和所述从机的输入端。
作为进一步优选，所述单相AC/DC变换器电路包括原边直流母线电容、两组并联的DC/DC变换器电路，所述两组并联的DC/DC变换器电路分别为第一DC/DC变换器电路，第二DC/DC变换器电路。所述第一DC/DC变换器电路与所述第二DC/DC变换器电路拓扑结构相同。
所述DC/DC变换器电路包括隔离LLC谐振变换器电路，副边直流母线电容，双向BUCK-BOOST变换器电路和BUCK输出电容。
在所述主机中，所述单相AC/DC变换器电路的输入端连接于供电模块的输出端，所述单相AC/DC变换器电路的输出端与所述原边直流母线电容相连，所述第一DC/DC变换器电路与所述第二DC/DC变换器电路的输入端并联于所述原边直流母线电容。
所述单相AC/DC变换器电路为全桥整流电路，所述全桥整流电路包括第一IGBT、第二IGBT、第三IGBT和第四IGBT，所述第一IGBT、所述第二IGBT、所述第三IGBT和所述第四IGBT的两端均反并联一个二极管。
所述第一IGBT的集电极和所述第二IGBT的集电极相连，所述第三IGBT的发射极和所述第四IGBT的发射极相连，所述第一IGBT的发射极与所述第三IGBT的集电极相连，所述第二IGBT的发射极与所述第四IGBT的集电极相连。
所述单相AC/DC变换器电路输入电压为220V单相交流电，输出电压为直流电。
作为进一步优选，所述隔离LLC谐振变换器电路包括第一H桥电路，原边侧谐振电容，变压器和第二H桥电路。
所述第一H桥电路包括第一MOSFET、第二MOSFET、第三MOSFET和第四MOSFET，所述第一MOSFET的漏极和所述第二MOSFET的漏极相连，所述第三MOSFET的源极和所述第四MOSFET的源极相连，所述第一MOSFET的源极和所述第三MOSFET的漏极相连，所述第二MOSFET的源极和所述第四MOSFET的漏极相连。
所述第一H桥电路的输入端与原边直流母线电容相连，所述原边侧谐振电容串联于第一H桥电路的输出端与变压器原边之间，所述变压器的原边与副边的匝数比为25：30。
所述第二H桥电路包括第五MOSFET、第六MOSFET、第七MOSFET和第八MOSFET，所述第五MOSFET的漏极和所述第六MOSFET的漏极相连，所述第七MOSFET的源极和所述第八MOSFET的源极相连，所述第五MOSFET的源极和所述第七MOSFET的漏极相连，所述第六MOSFET的源极和所述第八MOSFET的漏极相连。
所述第二H桥电路的输入端与变压器副边相连，所述第二H桥电路的输出端与所述副边直流母线电容相连。
所述隔离LLC谐振变换器电路输入电压为375V直流电，输出电压为450V直流电，输出功率为2.5KW。
所述BUCK变换器电路包括第五IGBT，第六IGBT，BUCK电感，所述第五IGBT和所述第六IGBT的两端均反向并联一个二极管。
所述第五IGBT的集电极和所述第五MOSFET的漏极相连，所述第六IGBT的发射极和所述第八MOSFET的源极相连，所述第五IGBT的发射极与所述第六IGBT的集电极相连，所述BUCK电感与所述第五IGBT的发射极串联。
作为进一步优选，双向BUCK-BOOST变换器电路的输出端与BUCK输出电容相连，所述双向BUCK-BOOST变换器电路的输入电压为直流450V，输出电压在100-200V时，输出电流为10A，输出电压在200-425V时，输出功率为2KW，所述第一DC/DC变换器电路的双向BUCK-BOOST变换器电路与所述第二DC/DC变换器电路的双向BUCK-BOOST变换器电路的输出电流的相角是交错的，使输出电流纹波更小。
有益效果：
1、本发明公开的一种用于老化电源装置的控制方法，通过对连接电网和直流母线的单相AC/DC变换器电路进行双闭环控制，使得直流母线电压保持恒定，其中双闭环控制中电流环采用准PR控制器，能够实现对正弦参考电流信号无误差跟踪，因而在交流电网侧能够实现单位功率因数，同时在PR控制器中加入多次谐波补偿策略，抑制电网频率的波动以及非基频处引起并网电流的畸变，减小对电网的谐波污染。
2、本发明公开的一种用于老化电源装置的控制方法，采用开环控制的方法，使得串联LLC谐振变换器工作于断续模式，能够实现原边开关管的零电压开通和副边开关管的零电流关断，减小电路的开关损耗，同时也满足直流母线到双向BUCK-BOOST变换器电路的输入之间的升压的要求。
3、本发明公开的一种用于老化电源装置的控制方法，通过对双向BUCK-BOOST变换器工作于恒压模式时，主机和从机均采用电压外环和电流内环的双闭环控制来实现直流侧输出的宽范围调压，通过对双向BUCK-BOOST变换器工作于恒流模式时，主机采用单电流环控制，将主机的输出电压值作为从机的电压环的参考值，构造从机的双闭环控制，实现主机和从机在恒流模式时的功率均分，同时将两个双向BUCK-BOOST变换器的开关管驱动信号移相180度，实现交错并联，从而减小输出电流的纹波，提高输出电流质量。
附图说明
附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例共同用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：
图1显示了根据本发明的一个实施例的老化电源装置的系统结构框图；
图2显示了根据本发明的一个实施例的老化电源装置的系统的整体控制框图；
图3显示了两个双向BUCK-BOOST变换器交错180度的控制框图；
图4显示了在正向功率流动的条件下(电网向电池负载传递能量)整流器输入电网电压、输入电网电流和整流器输出直流电压的波形；
图5显示了在正向功率流动的条件下(电网向电池负载传递能量)双向BUCK-BOOST变换器1和双向BUCK-BOOST变换器2的输出电流和总输出电流波形；
图6显示了根据本发明的一个实施例的老化电源装置的整体硬件连接结构框图；
图7显示了根据本发明的一个实施例的老化电源装置的主机和从机并联输入串联输出的整体电路连接结构框图。
具体实施方式
为了更好的说明本发明的目的和优点，下面结合附图和实例对发明内容做进一步说明。
实施例1：
如图1所示，其中显示了根据本发明的一个实施例的老化电源装置的系统的结构框图。
能量正向流动时，单相交流电网电压为输入侧，经AC/DC变换器电路将交流电整流成直流电，得到原边直流母线电压为Udc1，Udc1作为下级LLC谐振变换器电路的输入电压，再经过谐振变换器的变压器生涯得到输出电压即为副边直流母线电压Udc2，Udc2作为下级BUCK变换器电路的输入电压，经过BUCK变换器电路升压之后得到最终的期望的电压Udc3；
当直流侧接电源时，能量反向流动，一方面，直流电源给BUCK电路的BUCK输出电容充电，另一方面，剩余的能量将经过LLC谐振变换器，AC/DC变换器电路回馈到电网；
所述DC端作为输出时，输出电压范围为直流200-400V时，输出电流可达20A，输出电压范围为400-850V时，输出功率可达8KW，可为恒流、恒压模式，负载大小及负载模式可手动/远程软件切换，能量可双向流动；
如图2所示，其中显示了本实施例公开的一种用于老化电源装置的系统的整体控制框图，包括单相AC/DC变换器电路的控制方法、LLC谐振变换器采用开环控制方法、双向BUCK-BOOST变换器电路控制方法三个部分：
部分一：单相AC/DC变换器电路的控制方法，包括如下步骤：
步骤1.1：单相AC/DC变换器电路采用电压外环电流内环的双闭环控制方法，首先利用采样电路得到的直流母线电压后经过陷波器得到滤波后的直流母线电压Udc1，并与参考值Udc1 *比较，经过PI控制器得到内部电流环的电流幅值的参考值Im *，将采样的电网电压信号us经过锁相环模块得到其相位信息cosθ，两者的乘积作为电流内环的电流参考值Is *。
步骤1.2：利用采样电路得到电网电流的实际值Is，将其作为反馈信号与电流内环的电流参考值Is *比较后经PR控制器得到单相AC/DC变换器电路的控制信号，将采样的电网电压信号us作为前馈，再经过PWM调制器得到单相AC/DC变换器电路的开关管的驱动信号。
所述PR控制器的传递函数如下式：
Figure BDA0002218201300000071
其中Kp、Kr分别是PR控制器的比例系数和谐振系数，ωc是PR控制器的截止频率，ω0是PR控制器的谐振频率。
部分二：LLC谐振变换器采用开环控制方法如下：
所述LLC谐振变换器采用开环控制，定义LLC谐振变换器由高压侧向低压侧传输能量为正向传输，将变压器高压侧的电路定义为原边，将变压器低压侧的电路定义为副边。规定能量正向流动是由原边流向副边；为了实现零电流开通和关断，谐振变换器工作于电流断续模式，设开关周期为Ts，谐振周期为Tr，满足Ts>Tr。
原边开关管正半周期和负半周期导通时间相同，为了防止开关误导通，需要插入合适的死区时间；以能量正向传输为例，单个周期内开关管的控制策略如下：
首先在正半周期，原边开关管动作，得到原边的电压为VHV，控制副边相应开关管动作，使得副边电压为VLV，谐振电容电压Vcr增加，谐振电流iLr增加，谐振电流iLr增加到峰值时，谐振电容电压Vcr由负电压增加到零，谐振电流iLr开始减小，谐振电容电压Vcr继续增加，谐振电流减小到零，谐振电容电压Vcr增加到峰值，此时关断副边开关管，实现副边开关管的零电流关断，至负半周期到来，原边开关管动作，得到原边的电压为-VHV，副边开关管动作得到相应的电压为-VLV，原边和副边同时开通，由于此时谐振电流为零，实现原边和副边开关管的零电流开通，在此期间产生谐振电流与正半周期极性相反，在谐振电流降为零之后，关断副边开关管，实现副边开关管零电流关断，至此完成单个周期内开关管的控制，下一个周期按照上述单个周期内开关管的控制策略控制；采用上述控制策略能够减少电路的损耗，同时也能满足升降压的要求。
谐振变换器工作于断续模式时的功率如下式：
Figure BDA0002218201300000081
式中：
Figure BDA0002218201300000082
n为变压器变比，A为谐振电流峰值，Vdc2为副边电压，Ts为开关周期，ir(t)为谐振电流。
部分三：双向BUCK-BOOST变换器电路控制方法，包括如下步骤：
步骤3.1：恒压模式下，所述主机和所述从机的双向BUCK-BOOST变换器电路均采用电压外环和电流内环的双闭环控制，以期望的输出电压Uo *作为参考信号，双向BUCK-BOOST变换器电路的实际输出电压Uo作为反馈信号与参考信号比较经过PI控制器得到电流的参考值IL *，分别将两个双向BUCK-BOOST变换器电路的实际输出电流值IL1，IL2与电流参考值比较经过PI控制器得到控制信号，并将采样得到的实际输出电压Uo作为前馈，经过PWM调制模块得到开关管的驱动信号。
步骤3.2：恒流模式下，所述主机的双向BUCK-BOOST变换器电路采用单电流环控制，所述从机的双向BUCK-BOOST变换器电路采用电压外环和电流内环的双闭环控制。所述主机的双向BUCK-BOOST变换器电路采用单电流环控制为：将所述主机的输出电流Io1作为反馈信号，与电流参考值Io *比较经过PI控制器得到控制信号，将所述主机双向BUCK-BOOST变换器电路的实际输出电压Uo1作为前馈，经过PWM调制器得到所述主机的两路双向BUCK-BOOST变换器电路的开关管的驱动信号。所述从机的双向BUCK-BOOST变换器电路采用电压外环和电流内环的双闭环控制为：将所述主机的输出电压Uo1与所述从机的输出电压Uo2比较后经过PI控制器加上电流参考值为Io *的前馈信号，得到所述从机的电流环的给定值，分别反馈所述从机的两路双向BUCK-BOOST变换器电路的实际输出电流与电流环的给定值比较后，以所述从机的两路双向BUCK-BOOST变换器电路的实际输出电压为前馈信号，再经过PWM调制器得到所述从机的两路双向BUCK-BOOST变换器电路的开关管的驱动信号。
如图3所示，步骤3.3：将经过PWM调制模块得到的两个双向BUCK-BOOST变换器电路的开关管的驱动信号移相180度，实现交错并联。
如图4所示，在正向功率流动的条件下(电网向电池负载传递能量)整流器输入电网电压Us幅值为311V，频率为50HZ的正弦信号，经过单相AC/DC变换器电路控制后得到电网侧输入电流Is和整流器输出直流电压Udc的波形，其中电网侧电流与整流器输入电网电压同相，输出直流母线电压恒定。
如图5所示，在正向功率流动的条件下(电网向电池负载传递能量)，双向BUCK-BOOST变换器1的输出电流波形iL1和双向BUCK-BOOST变换器2的输出电流iL2和总输出电流io波形。
如图6所示，本实施例公开的一种老化电源装置的控制方法用于控制一种并联输入串联输出的老化电源装置的整体硬件连接结构框图。包括主机，从机，供电模块，负载装置，显示板，控制板，风扇，热敏电阻模块组成。
所述并联输入串联输出的老化电源装置的主机与从机的内部拓扑结构相同，所述主机与所述从机的输入端并联与供电模块的电网相连，其输出端通过所述主机的输出与所述从机的输出串联之后与所述负载装置相连，从而实现输入并联输出串联。
所述主机通过CAN传输控制信号与所述从机实现通信，所述主机与所述显示板的相连，所述显示板的通过485与上位机相连,RS485可远程控制模块各设置、功能，并提供测试详细记录，报警及异常记录等,所属控制板通过产生控制信号对所述主机和所述从机进行对应控制，实现系统装置的各个功能。
所述主机与从机的散热通过所述主电路提供控制电源使风扇工作实现，另外，系统通过第一热敏电阻和第二热敏电阻感应装置温度，然后将温度信号传递给主机从而实现温度控制，如果出现异常使温度过高，装置便会保护以避免更大损失。
如图7所示，显示了根据本发明的一个实施例的老化电源装置的主机和从机并联输入串联输出的整体电路连接结构框图。
所述单相AC/DC变换器电路为全桥整流电路，所述全桥整流电路包括第一IGBT、第二IGBT、第三IGBT和第四IGBT，所述第一IGBT、所述第二IGBT、所述第三IGBT和所述第四IGBT的两端均反并联一个二极管；
所述第一IGBT的集电极和所述第二IGBT的集电极相连，所述第三IGBT的发射极和所述第四IGBT的发射极相连，所述第一IGBT的发射极与所述第三IGBT的集电极相连，所述第二IGBT的发射极与所述第四IGBT的集电极相连；
所述单相AC/DC变换器电路输入电压为220V单相交流电，输出电压为375V直流电，输出功率为5KW。
所述隔离LLC谐振变换器电路包括第一H桥电路，原边侧谐振电容，变压器和第二H桥电路；
所述第一H桥电路包括第一MOSFET、第二MOSFET、第三MOSFET和第四MOSFET，所述第一MOSFET的漏极和所述第二MOSFET的漏极相连，所述第三MOSFET的源极和所述第四MOSFET的源极相连，所述第一MOSFET的源极和所述第三MOSFET的漏极相连，所述第二MOSFET的源极和所述第四MOSFET的漏极相连；
所述第一H桥电路的输入端与原边直流母线电容相连，所述原边侧谐振电容串联于第一H桥电路的输出端与变压器原边之间，所述变压器的原边与副边的匝数比为25：30；
所述第二H桥电路包括第五MOSFET、第六MOSFET、第七MOSFET和第八MOSFET，所述第五MOSFET的漏极和所述第六MOSFET的漏极相连，所述第七MOSFET的源极和所述第八MOSFET的源极相连，所述第五MOSFET的源极和所述第七MOSFET的漏极相连，所述第六MOSFET的源极和所述第八MOSFET的漏极相连；
所述第二H桥电路的输入端与变压器副边相连，所述第二H桥电路的输出端与所述副边直流母线电容相连；
所述隔离LLC谐振变换器电路输入电压为375V直流电，输出电压为450V直流电，输出功率为2.5KW。
所述BUCK变换器电路包括第五IGBT，第六IGBT，BUCK电感，所述第五IGBT和所述第六IGBT的两端均反并联一个二极管；
所述第五IGBT的集电极和所述第五MOSFET的漏极相连，所述第六IGBT的发射极和所述第八MOSFET的源极相连，所述第五IGBT的发射极与所述第六IGBT的集电极相连，所述BUCK电感与所述第五IGBT的发射极串联；
所述BUCK变换器电路的输出端与BUCK输出电容相连，所述BUCK变换器电路的输入电压为直流450V，输出电压在100-200V时，输出电流为10A，输出电压在200-425V时，输出功率为2KW，所述第一DC/DC变换器电路的BUCK变换器电路与所述第二DC/DC变换器电路的BUCK变换器电路的输出电流的相角是交错的，使得输出电流纹波更小。
其中，“反并联”指IGBT功率器件的集电极与二极管负极相连，其发射极与二极管的正极相连。
以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种用于老化电源装置的控制方法，其特征在于：用于控制一种并联输入串联输出的老化电源装置，所述一种并联输入串联输出的老化电源装置主要由主机、从机、供电模块、负载装置、显示板、控制板、第一风扇、第二风扇、第一热敏电阻和第二热敏电阻模块组成；所述主机与所述从机的输入端并联，主机与从机的输入端并联后并与供电模块的电网相连；所述主机的输出与所述从机的输出串联之后与所述负载装置相连，输出串联之后与所述负载装置相连作为所述一种并联输入串联输出的老化电源装置的输出端，从而实现输入并联输出串联；所述主机与从机的内部拓扑结构相同，即所述主机内部拓扑结构包括依次连接的单相AC/DC变换器电路、隔离LLC谐振变换器电路、双向BUCK-BOOST变换器电路三个控制电路，所述从机内部拓扑结构包括依次连接的单相AC/DC变换器电路、隔离LLC谐振变换器电路、双向BUCK-BOOST变换器电路三个控制电路；
所述控制方法包括单相AC/DC变换器电路的控制方法、LLC谐振变换器采用开环控制方法、双向BUCK-BOOST变换器电路控制方法三个部分：
部分一：单相AC/DC变换器电路的控制方法，包括如下步骤：
步骤1.1：单相AC/DC变换器电路采用电压外环电流内环的双闭环控制方法，首先利用采样电路得到直流母线电压后经过陷波器得到滤波后的直流母线电压Udc1，并与参考值Udc1 *比较，经过PI控制器得到内部电流环的电流幅值的参考值Im *，将采样的电网电压信号us经过锁相环模块得到其相位信息cosθ，两者的乘积作为电流内环的电流参考值Is *；
步骤1.2：利用采样电路得到电网电流的实际值Is，将其作为反馈信号与电流内环的电流参考值Is *比较后经PR控制器得到单相AC/DC变换器电路的控制信号，将采样的电网电压信号us作为前馈，再经过PWM调制器得到单相AC/DC变换器电路的开关管的驱动信号；
所述PR控制器的传递函数如下式：
Figure FDA0002934019950000011
其中Kp、Kr分别是PR控制器的比例系数和谐振系数，ωc是PR控制器的截止频率，ω0是PR控制器的谐振频率；
部分二：LLC谐振变换器采用开环控制方法如下：
所述LLC谐振变换器采用开环控制，定义LLC谐振变换器由高压侧向低压侧传输能量为正向传输，将变压器高压侧的电路定义为原边，将变压器低压侧的电路定义为副边；规定能量正向流动是由原边流向副边；为了实现零电流开通和关断，谐振变换器工作于电流断续模式，设开关周期为Ts，谐振周期为Tr，满足Ts>Tr；
原边开关管正半周期和负半周期导通时间相同，为了防止开关误导通，需要插入合适的死区时间；以能量正向传输为例，单个周期内开关管的控制策略如下：
首先在正半周期，原边开关管动作，得到原边的电压为VHV，控制副边相应开关管动作，使得副边电压为VLV，谐振电容电压Vcr增加，谐振电流iLr增加，谐振电流iLr增加到峰值时，谐振电容电压Vcr由负电压增加到零，谐振电流iLr开始减小，谐振电容电压Vcr继续增加，谐振电流减小到零，谐振电容电压Vcr增加到峰值，此时关断副边开关管，实现副边开关管的零电流关断，至负半周期到来，原边开关管动作，得到原边的电压为-VHV，副边开关管动作得到相应的电压为-VLV，原边和副边同时开通，由于此时谐振电流为零，实现原边和副边开关管的零电流开通，在此期间产生谐振电流与正半周期极性相反，在谐振电流降为零之后，关断副边开关管，实现副边开关管零电流关断，至此完成单个周期内开关管的控制，下一个周期按照上述单个周期内开关管的控制策略控制；采用上述控制策略能够减少电路的损耗，同时也能满足升压的要求；
谐振变换器工作于断续模式时的功率如下式：
Figure FDA0002934019950000021
式中：
Figure FDA0002934019950000022
n为变压器变比，A为谐振电流峰值，Vdc2为副边电压，Ts为开关周期，ir(t)为谐振电流；
部分三：双向BUCK-BOOST变换器电路控制方法，包括如下步骤：
步骤3.1：恒压模式下，所述主机和所述从机的双向BUCK-BOOST变换器电路均采用电压外环和电流内环的双闭环控制，以期望的输出电压Uo *作为参考信号，双向BUCK-BOOST变换器电路的实际输出电压Uo作为反馈信号与参考信号比较经过PI控制器得到电流的参考值IL *，分别将两个双向BUCK-BOOST变换器电路的实际输出电流值IL1，IL2与电流参考值比较经过PI控制器得到控制信号，并将采样得到的实际输出电压Uo作为前馈，经过PWM调制模块得到开关管的驱动信号；
步骤3.2：恒流模式下，所述主机的双向BUCK-BOOST变换器电路采用单电流环控制，所述从机的双向BUCK-BOOST变换器电路采用电压外环和电流内环的双闭环控制；所述主机的双向BUCK-BOOST变换器电路采用单电流环控制为：将所述主机的输出电流Io1作为反馈信号，与电流参考值Io *比较经过PI控制器得到控制信号，将所述主机双向BUCK-BOOST变换器电路的实际输出电压Uo1作为前馈，经过PWM调制器得到所述主机的两路双向BUCK-BOOST变换器电路的开关管的驱动信号；所述从机的双向BUCK-BOOST变换器电路采用电压外环和电流内环的双闭环控制为：将所述主机的输出电压Uo1与所述从机的输出电压Uo2比较后经过PI控制器加上电流参考值为Io *的前馈信号，得到所述从机的电流环的给定值，分别反馈所述从机的两路双向BUCK-BOOST变换器电路的实际输出电流与电流环的给定值比较后，以所述从机的两路双向BUCK-BOOST变换器电路的实际输出电压为前馈信号，再经过PWM调制器得到所述从机的两路双向BUCK-BOOST变换器电路的开关管的驱动信号；
步骤3.3：将经过PWM调制模块得到的两个双向BUCK-BOOST变换器电路的开关管的驱动信号移相180度，实现交错并联。
2.如权利要求1所述的一种用于老化电源装置的控制方法，其特征在于：所述主机通过与所述从机通过信号通信模块实现传输，所述主机与所述显示板的相连，所述显示板的通过通信协议与上位机相连，所述控制板通过产生控制信号对主机和从机进行对应控制；
所述第一风扇、第二风扇用于为主机、从机散热；另外，主机、从机分别通过第一热敏电阻和第二热敏电阻感应装置温度，然后将温度信号传递给主机从而实现温度控制，如果出现异常使温度过高，触发保护以避免更大损失。
3.如权利要求2所述的一种用于老化电源装置的控制方法，其特征在于：由于所述主机与从机的内部拓扑结构相同，通过内部拓扑结构内的双向开关切换实现能量双向流动，即由于所述主机与从机组成能量双向流动的隔离AC-DC模块，进而使所述一种并联输入串联输出的老化电源装置能够高效的将能量回馈于电网；能量正向流动时，AC端为输入，DC端为输出，能量反向流动时，所述AC端为输出，所述DC端为输入，通过模块的双向性实现电压反灌时不影响模块性能。
4.如权利要求3所述的一种用于老化电源装置的控制方法，其特征在于：所述隔离AC-DC模块包括：单相AC/DC变换器电路、原边直流母线电容、两组并联的DC/DC变换器电路；所述两组并联的DC/DC变换器电路分别为第一DC/DC变换器电路，第二DC/DC变换器电路；所述第一DC/DC变换器电路与所述第二DC/DC变换器电路拓扑结构相同；
所述DC/DC变换器电路包括隔离LLC谐振变换器电路，副边直流母线电容，双向BUCK-BOOST变换器电路和BUCK输出电容；
在所述主机中，所述单相AC/DC变换器电路的输入端连接于供电模块的输出端，所述单相AC/DC变换器电路的输出端与所述原边直流母线电容相连，所述第一DC/DC变换器电路与所述第二DC/DC变换器电路的输入端并联于所述原边直流母线电容；
所述单相AC/DC变换器电路为全桥整流电路，所述全桥整流电路包括第一IGBT、第二IGBT、第三IGBT和第四IGBT，所述第一IGBT、所述第二IGBT、所述第三IGBT和所述第四IGBT的两端均反并联一个二极管；
所述第一IGBT的集电极和所述第二IGBT的集电极相连，所述第三IGBT的发射极和所述第四IGBT的发射极相连，所述第一IGBT的发射极与所述第三IGBT的集电极相连，所述第二IGBT的发射极与所述第四IGBT的集电极相连。
5.如权利要求4所述的一种用于老化电源装置的控制方法，其特征在于：所述隔离LLC谐振变换器电路包括第一H桥电路，原边侧谐振电容，变压器和第二H桥电路；
所述第一H桥电路包括第一MOSFET、第二MOSFET、第三MOSFET和第四MOSFET，所述第一MOSFET的漏极和所述第二MOSFET的漏极相连，所述第三MOSFET的源极和所述第四MOSFET的源极相连，所述第一MOSFET的源极和所述第三MOSFET的漏极相连，所述第二MOSFET的源极和所述第四MOSFET的漏极相连；
所述第一H桥电路的输入端与原边直流母线电容相连，所述原边侧谐振电容串联于第一H桥电路的输出端与变压器原边之间，所述变压器的原边与副边的匝数比为25：30；
所述第二H桥电路包括第五MOSFET、第六MOSFET、第七MOSFET和第八MOSFET，所述第五MOSFET的漏极和所述第六MOSFET的漏极相连，所述第七MOSFET的源极和所述第八MOSFET的源极相连，所述第五MOSFET的源极和所述第七MOSFET的漏极相连，所述第六MOSFET的源极和所述第八MOSFET的漏极相连；
所述第二H桥电路的输入端与变压器副边相连，所述第二H桥电路的输出端与所述副边直流母线电容相连。
6.如权利要求5所述的一种用于老化电源装置的控制方法，其特征在于：所述双向BUCK-BOOST变换器电路包括第五IGBT，第六IGBT，BUCK电感，所述第五IGBT和所述第六IGBT的两端均反向并联一个二极管；
所述第五IGBT的集电极和所述第五MOSFET的漏极相连，所述第六IGBT的发射极和所述第八MOSFET的源极相连，所述第五IGBT的发射极与所述第六IGBT的集电极相连，所述BUCK电感与所述第五IGBT的发射极串联。
7.如权利要求6所述的一种用于老化电源装置的控制方法，其特征在于：双向BUCK-BOOST变换器电路的输出端与BUCK输出电容相连，所述双向BUCK-BOOST变换器电路的输入电压为直流450V，输出电压在100-200V时，输出电流为10A，输出电压在200-425V时，输出功率为2KW，所述第一DC/DC变换器电路的双向BUCK-BOOST变换器电路与所述第二DC/DC变换器电路的双向BUCK-BOOST变换器电路的输出电流的相角是交错的，使输出电流纹波更小。
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