CN110703591A - 一种转阀驱动电机自抗扰控制器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种转阀驱动电机自抗扰控制器的控制方法，包括以下步骤：(1)构造了连续光滑的hui函数；(2)跟踪微分器(TD)对输入的信号安排过渡过程；(3)利用扩张状态观测器(ESO)估计系统状态和作用于对象的“总和扰动”；(4)非线性状态误差反馈控制律(NLSEF)对反馈信号进行非线性计算；(5)形成扰动补偿控制量。本发明的有益之处在于：转阀驱动电机自抗扰控制器的控制方法能够实时给予补偿来提高驱动电机动态性能；利用本发明的方法改良的新型自抗扰控制器具有更优异的控制效果和鲁棒性。

Description

一种转阀驱动电机自抗扰控制器的控制方法

技术领域

本发明涉及一种控制方法，具体涉及一种转阀驱动电机自抗扰控制器的控制方法，属于电机控制技术领域。

背景技术

转阀驱动电机转子在旋转过程中，会受到钻井液的变阻力矩作用，而钻井液变阻力矩大小受流量、转阀开度等多种因素影响，没有有效的测量手段能够获得转子旋转速度的瞬时大小。因此，需要通过控制器消除对转阀电机动态性能和泥浆压力信号的不利影响。

然而，传统PID控制器的被控输出y是动态环节的输出，有一定的惯性，其变化不可能跳变，但设定值v是系统外部给定的，可以跳变，直接采用它们之间的误差信息e＝v—y来消除这个误差，就意味着让不可能跳变的物理量y来跟踪可以跳变的物理量v，这在实际应用中很难实现。其次，PID控制中要用误差的微分信号

由于没有提取微分信号的合理办法和合理装置，因此不能充分发扬误差微分的反馈作用。并且在PID中的误差反馈律是误差的现在(P)、过去(I)、将来(D)的加权(线性组合)，这些量的线性组合不一定是最合适的组合形式，在非线性范围内还存在更合适、更有效的组合形式。另外PID控制中的误差积分反馈的应用，对抑制常值扰动的作用是显著的，然而常常使闭环系统的反应迟钝，容易产生振荡和控制量饱和等负作用。所以，通过传统的PID控制进行难以消除对转阀电机动态性能、泥浆压力信号的不利影响，因此导致驱动电机动态性能受到影响，导致传输信号质量不佳。

自抗扰控制器(ADRC)由跟踪微分器(TD)，扩张状态观测器(ESO)，和非线性状态误差反馈控制律(NLSEF)构成。在早期自抗扰控制器的设计中，使用扩张状态观测器中的非线性函数如下：

han(e,a)＝|e|^asign(e)

在扩张状态观测器中，此函数可以很好地估计其状态变量，但在e的取值很小时，会产生高频颤振，因此在当今设计的自抗扰控制器中，会把han函数改造成原点周围线性段的连续的幂次函数fal(e,a,δ)。自抗扰控制器吸收经典控制理论思想的精华并结合现代控制理论，通过扩张状态观测器(ESO)实时对总扰动进行估计，并加以消除，同时不依赖于系统模型，使得控制系统的设计更为简单、直观。经典自抗扰控制器应用的函数fal函数，形式如下：

但fal函数是分段函数，虽然连续但并不光滑可导，函数的非光滑性会容易导致高频颤振现象，当误差较小的时候，小到需要在|e|≤δ内取值的时候，有时系统参数也需要将δ参数调整的非常小，这就导致了系统在分段点±δ处导数的突变最终导致系统性能变差，产生高频颤振，增大了自抗扰控制器的设计难度，不便应用。

发明内容

为解决现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种转阀驱动电机自抗扰控制器的控制方法。采用先进的自抗扰控制策略，以其不依赖于对象与扰动模型的优势，实时估计补偿作用在驱动电机上的所有扰动，克服变阻力矩等不利影响，来提高驱动电机动态性能，提高连续波泥浆脉冲器的信号传输质量。

为了实现上述目标，本发明采用如下的技术方案：

一种转阀驱动电机自抗扰控制器的控制方法，包括以下步骤：

步骤一：构造连续光滑的hui函数；

hui函数在|e|＞δ时，表达式为：

hui(e，a，δ)＝|e|^asign(e)

在|e|≤δ时，令hui函数为以下形式，进行插值拟合：

hui(e，a，δ)＝pe+qsine+rsin²e

为满足函数光滑连续条件需满足：

反代入求解得：

q＝0

可得最终hui函数为：

步骤二：跟踪微分器(TD)对输入的信号安排过渡过程，算法如下：

步骤三：利用扩张状态观测器(ESO)估计系统状态和作用于对象的“总和扰动”，算法如下：

步骤四：非线性状态误差反馈控制律(NLSEF)对反馈信号进行非线性计算，算法如下：

步骤五：形成扰动补偿控制量，算法如下：

其中，k为调节参数；

x₁、x₂为状态变量；

v为输入信号；v₁为输入信号v的跟踪信号；v₂为v₁的微分信号；

y为输出信号；

z₁为x₁状态变量的观测量；z₂为x₂状态变量的观测量；z₃为总和扰动的观测量；

r₀为速度因子，决定跟踪速度，根据过渡过程快慢的需要和系统的承受能力决定，参数越大，越快的到达设定值；

β₀₁、β₀₂、β₀₃为系统所用采样步长；

h为采样周期；h₀为采样周期h的整数倍；

h₁为精度因子；

r为控制量增益；

c为阻尼因子，用于一个状态的反馈，c越大，最速状态反馈控制律曲线越贴近横轴；

b为扰动实际值；b₀为扰动估计值，应接近扰动实际值b；

本发明的有益之处在于：

(1)本发明转阀驱动电机自抗扰控制器的控制方法能够实时给予补偿来提高驱动电机动态性能。

(2)利用本发明的方法改良的新型自抗扰控制器具有更优异的控制效果和鲁棒性。

附图说明

图1是hui(e，a，δ)、fal(e，a，δ)、han(e，a)的函数输出图形；

图2是ADRC控制器控制过程图；

图3是三种控制策略下的电机转速响应对比图；

图4是转阀驱动电机控制系统仿真图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明作具体的介绍。

在fal函数的基础上构造连续光滑的hui函数，代替经典自抗扰控制器中非光滑fal函数，设计得到了连续光滑ESO实时估计系统总扰动并动态补偿再利用连续光滑NLSEF给出系统控制律。

hui函数在|e|＞δ时，表达式为：

hui(e，a，δ)＝|e|^asign(e)

在|e|≤δ时，令hui函数为以下形式，进行插值拟合：

hui(e，a，δ)＝pe+qsine+rsin²e

为满足函数光滑连续条件需满足：

反代入求解得：

q＝0

可得最终hui函数为：

令a＝0.25，δ＝0.1。在Matlab/simulink中编写程序插值拟合所得到的hui(e，a，δ)、fal(e，a，δ)与han(e，a)的函数输出图像如图1所示。其中，hui函数各点连续，且较原fal函数更为光滑，当δ取值非常小甚至接近0时，即误差在很小的范围内波动，hui函数的输出变化较fal函数和han函数更不敏感即导数不会突变。因此能够避免自抗扰控制器的高频颤振现象。

ADRC控制器控制过程如图2所示。首先，为了避免由系统输出信号跟踪跳变的输入信号的本身不合理性，解决超调量与快速性的矛盾，根据系统所承受的能力，被控量变化的合理性和系统提供控制力的能力跟踪微分器(TD)由设定值v对输入的信号安排过渡过程；其次，利用扩张状态观测器(ESO)提取误差的微分信号，估计系统状态和作用于对象的“总和扰动”，并给与补偿的办法替代误差积分反馈作用；最后，非线性状态误差反馈控制律(NLSEF)对反馈信号进行非线性计算，在非线性领域寻找更合适的组合形式来形成误差反馈。

ADRC控制器控制过程的完整算法如下：

(1)微分跟踪及安排过渡过程：

(2)扩张状态观测：

(3)非线性组合：

(4)形成扰动补偿控制量：

其中，

k为调节参数；

x₁、x₂为状态变量；

v为输入信号；v₁为输入信号v的跟踪信号；v₂为v₁的微分信号；

y为输出信号；

z₁为x₁状态变量的观测量；z₂为x₂状态变量的观测量；z₃为总和扰动的观测量；

r₀为速度因子，决定跟踪速度，根据过渡过程快慢的需要和系统的承受能力决定，参数越大，越快的到达设定值；

β₀₁、β₀₂、β₀₃为系统所用采样步长；

h为采样周期；h₀为采样周期h的整数倍；

h₁为精度因子；

r为控制量增益；

c为阻尼因子，用于一个状态的反馈，c越大，最速状态反馈控制律曲线越贴近横轴；

b为扰动实际值；b₀为扰动估计值，应接近扰动实际值b；

根据上述算法在MATLAB中编程如下：

将PID、经典ADRC、本发明的改良ADRC三种控制策略下的电机转速响应进行对比，如图3所示。其中，三种控制策略下电机转速都能很快速的达到稳定状态，但是在PID控制下的电机转速超调量为σ％＝23％，超调量较大，而当TD的跟踪速度接近的时候，经典ADRC控制器控制下的转速超调量为σ％＝4.8％，较小，而改良的ADRC控制器则接近无超调，具有有着更好的控制效果和鲁棒性。

如图4为转阀驱动电机控制系统仿真图。在实际应用中，给定电机的额定转速与检测反馈的转速的差值经过ADRC控制器进行误差反馈，得到电机q轴的电流，同时采用i_d＝0的控制方法，得到d轴的电流，再经过坐标变换得到α、β轴的电压，通过SVPWM模块得到PWM波，控制IGBT的通断得到三相电压输入给电机进行运转，采用光电编码器与电流传感器测得转速与三相电流的值再反馈给控制电路形成闭环控制。

需要说明的是，上述实施例不以任何形式限制本发明，凡采用等同替换或等效变换的方式所获得的技术方案，均落在本发明的保护范围内。

Claims (1)

1.一种转阀驱动电机自抗扰控制器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤一：构造连续光滑的hui函数；

hui函数在|e|＞δ时，表达式为：

hui(e，a，δ)＝|e|^asign(e)

在|e|≤δ时，令hui函数为以下形式，进行插值拟合：

hui(e，a，δ)＝pe+qsine+rsin²e

为满足函数光滑连续条件需满足：

反代入求解得：

q＝0

可得最终hui函数为：

步骤二：跟踪微分器(TD)对输入的信号安排过渡过程，算法如下：

步骤三：利用扩张状态观测器(ESO)估计系统状态和作用于对象的“总和扰动”，算法如下：

步骤四：非线性状态误差反馈控制律(NLSEF)对反馈信号进行非线性计算，算法如下：

步骤五：形成扰动补偿控制量，算法如下：

其中，k为调节参数；

x₁、x₂为状态变量；

v为输入信号；v₁为输入信号v的跟踪信号；v₂为v₁的微分信号；

y为输出信号；

z₁为x₁状态变量的观测量；z₂为x₂状态变量的观测量；z₃为总和扰动的观测量；

r₀为速度因子，决定跟踪速度，根据过渡过程快慢的需要和系统的承受能力决定，参数越大，越快的到达设定值；

β₀₁、β₀₂、β₀₃为系统所用采样步长；

h为采样周期；h₀为采样周期h的整数倍；

h₁为精度因子；

r为控制量增益；

c为阻尼因子，用于一个状态的反馈，c越大，最速状态反馈控制律曲线越贴近横轴；

b为扰动实际值；b₀为扰动估计值，应接近扰动实际值b。

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