CN110494797A - 液晶调光装置及液晶调光方法 - Google Patents

Abstract

一种液晶调光装置，对晶体面板进行调光驱动，具备：电压限制单元(27～28)，对向上述液晶面板施加的来自工业交流电源(21)的电源电压进行限制；以及控制单元(22～26)，根据上述工业交流电源(21)的电源电压的相位，控制经由上述电压限制单元(27～28)向上述液晶面板施加的电压。

Description

液晶调光装置及液晶调光方法

技术领域

本发明特别涉及对于使用高分子分散型液晶的调光玻璃等适合的液晶调光装置及液晶调光方法。

背景技术

提出了一种技术，与将来自工业电源的交流电压直接施加于透明电极的情况相比，降低高分子分散型液晶的非动作状态相对于动作状态的比例，能够得到高透明度(例如，专利文献1)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2013-072895号公报

发明内容

发明所要解决的课题

图8A及图8B是示例将高分子分散型液晶面板应用于具有简易百叶窗功能的调光玻璃10的一般构成的图。图8A示出了电源断开时的状态。即，通过作为平行配置的2张基板的板状玻璃11、12的各内表面侧的透明电极13、14及间隔件15、16，在内部封入、填充高分子分散液晶17。在透明电极13、14连接有工业电源18及开关19。

在此，由于开关19处于断开，因此透明电极13、14间的高分子分散液晶17未被施加来自工业电源18的电压。在高分子分散液晶17中，如图示那样，内部的沿着网眼状高分子纤维的多个液晶分子分别在不规则的方向上排列，由此在2张板状玻璃11、12之间光无法透射而散射。在该调光玻璃10的状态下，光散射为磨砂玻璃状，几乎全部的光无法透射，因此，从室内侧观察时整体成为白色状，即使在调光玻璃10的外部存在例如树木的情况下，也只是能模糊看到该树木的轮廓而已。

图8B示出了将上述开关19接通的状态。透明电极13、14间的高分子分散液晶17被施加电压而形成电场，高分子分散液晶17中的液晶分子分别在与玻璃面正交的方向上对齐长轴而排列，在2张板状玻璃11、12之间光透射而成为透明。在该调光玻璃10的状态下，从室内侧观察时整个面透明，能够清晰地看到存在于调光玻璃10的外部的树木。

在上述图8A及图8B中示出了断开状态、接通状态下的调光玻璃10的样态，在这种调光玻璃10中，通过进行中间调驱动，来进行无级地调整散射与透射之间的半透射状态这样的调光驱动。

图9示例了在家庭、公司使用的、作为一般的工业电源的交流100V的电压波形。该图示出了有效电压为100[V]且频率为60[Hz]的同电压波形，在有效电压为100[V]的情况下，波高值为大致141[V]。该波高值大大超过作为调光玻璃10而使用的液晶元件的一般耐压，无法将电源电压直接作为驱动电压而施加。

因此，通常考虑使用也称为SLIDAC(注册商标)等的可变单绕变压器进行变压的方法、或者使用电阻或电容器来分割施加电压的方法，但是，如变压器为大型且重量也大、在电阻及电容器等元件内部产生电力损失而消耗电力变大这样，在每个方法中都产生了不良。

此外，在调光玻璃10中，在房屋等的设置构造上，需要在平板构造的一端、多数在角部附近设置与透明电极13、14双方连接的端子部，作为调光元件而具有的电阻及电容会导致产生电压下降。

图10示出了将调光玻璃10的左端侧作为端子侧、将其与工业电源18连接的状态，该图中的右端为末端侧。因此，根据调光玻璃10的尺寸不同，可能会出现如下情形：即使在端子侧从工业电源18施加了耐压标准上成为最大值的电压，在与端子部相反侧的末端部也无法达到对构成调光玻璃10的液晶进行驱动的电压的阈值，结果，无法使整个面均匀地转移到透射模式。

图11是简化表示电气地考虑调光玻璃10的等效电路的构成的图。如该图所示，示出了夹着左端的端子侧及右端的末端侧而将电阻R1～R22、以及电容C1～C4以梯子状配置并连接的构成。

图12示出了向调光玻璃10施加了峰值电压值70[V](有效电压值约50[V])的正弦波交流电源时的端子侧电压TV及末端侧电压EV的各波形。如图示那样，末端侧电压EV以峰值电压值成为大约35[V](有效电压值大约为25[V])的方式，与端子侧电压TV相比波高值较低。

在调光玻璃10的面积变大的情况、因材料或构造的不同而电阻值及电容变大的情况下，由于上述电压下降，产生了虽然在端子侧被驱动成为透明、但在末端侧却未完全变成透明的驱动状态的可能性，作为调光玻璃10会产生面不均。这一点在上述的专利文献所记载的技术中也没有考虑。

本发明是鉴于上述那样的实际情况而完成的，其目的在于提供一种液晶调光装置及液晶调光方法，能够以更低的消耗电力进行驱动的同时不产生面不均等地实现均质的调光控制。

用于解决课题的手段

根据本发明的一个方式，提供一种液晶调光装置，对液晶面板进行调光驱动，具备：电压限制单元，对向上述液晶面板施加的来自工业交流电源的电源电压进行限制；以及控制单元，根据上述工业交流电源的电源电压的相位，对经由上述电压限制单元向上述液晶面板施加的电压进行控制。

发明效果

根据本发明，能够以更低的消耗电力进行驱动的同时不产生面不均等地实现均质的调光控制。

附图说明

图1是表示本发明的一实施方式的液晶调光装置的电路构成的图。

图2是表示该实施方式的将来自工业电源的交流电压直接施加到调光元件的情况下的电压波形的图。

图3是表示该实施方式的第1动作例中的全灰度驱动时的各信号波形的时序图。

图4是表示该实施方式的第1动作例中的中间灰度驱动时的各信号波形的时序图。

图5是表示该实施方式的第1动作例中的端子侧电压及末端侧电压的各波形的图。

图6是表示该实施方式的第1动作例中的端子侧电压及末端侧电压的各波形的图。

图7是表示该实施方式的第2动作例中的驱动时的各信号波形的时序图。

图8A是表示使用了一般的高分子分散液晶的调光玻璃的构造及调光状态(电源断开时的状态)的图。

图8B是表示使用了一般的高分子分散液晶的调光玻璃的构造及调光状态(电源接通时的状态)的图。

图9是表示对图8A及图8B的液晶调光元件施加的工业电源的正弦波形的图。

图10是表示图8A及图8B的调光玻璃中的电压端子侧与末端侧的位置关系的图。

图11是示例电观察图8A及图8B的调光玻璃的等效电路的构成的图。

图12是示例图8A及图8B的调光玻璃的端子侧电压TV及末端侧电压EV的各波形的图。

具体实施方式

[构成]

图1是表示本实施方式的液晶调光装置20的电路构成的框图。在该图中，21是AC100[V]的工业电源，其一端接地，并且来自另一端的电源电压经由开关电路27、28被提供给调光元件29。

开关电路27、28是对施加于作为调光元件29的液晶面板的来自工业交流电源21的电源电压进行限制的电压限制单元。另外，在液晶调光装置20中具备根据工业交流电源21的电源电压的相位，对由开关电路27、28施加给调光元件29的电压进行控制的、包含比较器部22、零交叉比较器部23、定时产生电路24及栅极驱动器25、26的控制系统(控制单元)。

调光元件29表示成为该液晶调光装置20的驱动控制对象的调光玻璃，具有上述图11所示那样的等效电路构成，在本图中表示为将电阻RL9与静电电容CL9串联连接的构成。在此，将静电电容CL9的未与电阻RL9连接的另一端侧接地。

开关电路27具有N沟道的MOSFET27a及其寄生二极管(D+)27b，将来自工业电源21的交流电源提供给MOSFET27a的漏极及寄生二极管27b的阴极。

同样地，开关电路28具有N沟道的MOSFET28a及其寄生二极管(D-)28b，将上述开关电路27的MOSFET27a的源极及寄生二极管27b的阳极与MOSFET28a的源极及寄生二极管28b的阳极连接。将MOSFET28a的漏极及寄生二极管28b的阴极与调光元件29的上述电阻RL9的一端连接。

在使用双极晶体管代替MOSFET来构成上述开关电路27、28的情况下，通过一并连接整流用的外置二极管，能够实现同等的功能。

另外，将来自上述工业电源21的交流电源提供给由电阻R31及电阻R32构成的电阻分压部的电阻R31的一端。电阻R32的未与电阻R31连接的另一端侧接地。

电阻R31及电阻R32例如通过190[kΩ]及10[kΩ]的电阻值，将来自工业电源21的工业电源电压分压为1/20。在来自工业电源21的工业电源电压为有效值100[V]、即峰值为±141[V]的情况下，电阻R31与电阻R32的连接中点处的电位在±7.05[V]的范围内变化。该连接中点处的电位分别被提供给构成比较器部22的比较器22a、22b的各正(+)输入及比较器22c的负(-)输入、以及构成零交叉比较器部23的比较器23a的正(+)输入。

另外，设置有电阻R33及电阻R34以构成具有与由上述电阻R31、R32构成的电阻分压部相等的分压比的电阻分压部，将上述开关电路28与调光元件29间的电位提供给电阻R33的一端。电阻R34的未与电阻R33连接的另一端侧接地。

电阻R33和电阻R34也通过例如190[kΩ]及10[kΩ]的电阻值，将供给至调光元件29的电压分压为1/20，其连接中点处的电位被提供给构成上述比较器部22的比较器22a的负(-)输入。

来自可变直流电源22d的直流电压值被提供给上述比较器部22的比较器22b的负(-)输入。如果将调光元件29中的耐压限度设为例如±70[V]，则上述可变直流电源22d将其正侧的耐压限度+70[V]设为最高值，在根据上述电阻R31、R32的分压比而设为1/20的0[V]～+3.5[V]的范围内产生任意的电压，作为相当于上述电压+Vc的基准电压，提供给上述比较器22b的负(-)输入。

另外，来自可变直流电源22e的直流电压值被提供给比较器部22的比较器22c的正(+)输入。如果将调光元件29中的耐压限度设为例如±70[V]，则上述可变直流电源22e将其负侧的耐压限度-70[V]设为最低值，在根据上述电阻R31、R32的分压比而设为1/20的-3.5[V]～0[V]的范围内产生任意的电压，作为相当于上述电压-Vc的基准电压，提供给上述比较器22c的正(+)输入。

上述零交叉比较器部23的比较器23a的负(-)输入被提供接地电平的0[V]。

并且，构成上述比较器部22的比较器22a～22c及构成零交叉比较器部23的比较器23a的各比较输出被输入至定时产生电路24。

定时产生电路24根据比较器22a～22c、23a的各输出，判断对于电源电压的控制定时，并基于其判断结果向栅极驱动器25、26分别输出用于指示接通/断开的控制信号。栅极驱动器25、26基于来自定时产生电路24的控制信号，对上述开关电路27、28的MOSFET27a、28a的栅极进行开闭控制。通过该开关电路27、28中的基于MOSFET27a、28a的开闭的开关动作，使得施加到调光元件29的电压的值被控制。

[第1动作例]

说明上述实施方式的第1动作例。

图2示出了将上述工业电源21供给的交流电压直接施加到调光元件29时的电压波形。在工业电源21的有效值为100[V]的情况下，其峰值为±141[V]，因此该图中，+V0＝+141[V]、-V0＝-141[V]。如上所述，若将上述调光元件29的耐压限度设为例如±70[V]，则同图中，+Vc＝+70[V]、-Vc＝-70[V]，因此，不会将图中箭头所示的电压范围、即最高至+70[V]以上、最低至-70[V]以下的电压施加至调光元件29。

在上述图1所示的电路构成中，在通过电阻分压部将来自工业电源21的交流电压分压为1/20的基础上，通过控制而进行判断，具体而言，被提供给比较器部22的比较器22b的负输入的、来自可变直流电源22d的0[V]～+3.5[V]的范围内的直流电压成为相当于上述+Vc的正侧的基准电压。

同样地，被提供给比较器部22的比较器22c的正输入的、来自可变直流电源22e的-3.5[V]～0[V]的范围内的直流电压成为相当于上述-Vc的负侧的基准电压。

在此，被提供给比较器22b、22c的基准电压不是作为固定值的+3.5[V]、3.5[V]的目的在于，不仅是按照扩散和全灰度的透明的两个阶段对调光元件29进行接通/断开驱动控制，还以从扩散至作为全灰度的透明为止的中间调、能够无级调整地对调光元件29进行驱动控制。

图3是表示上述液晶调光装置20执行的、特别是以全灰度来驱动调光元件29的情况下的各信号波形的时序图。

图3的(A)的(A-1)中的波形中，虚线所示的部分表示从工业电源21供给的交流电源的波形。

在零交叉比较器部23中，比较器23a比较将该交流电源的电压分压为1/20而得的值与作为接地电平的0[V]，从而如图3的(A-2)所示，将原来的交流电压的前半1/2周期的正部分为“1”电平、后半1/2周期的负部分为“0”电平的比较结果，向定时产生电路24输出。

此外，在来自工业电源21的电压从零交叉点上升的前半的1/4周期中，在来自工业电源21的电压从0[V]至+Vc[V]的期间，如图3的(A-3)所示，比较器22b的输出为“0”电平。

在此期间，基于来自定时产生电路24的控制信号，如图3的(A-5)所示栅极驱动器25使开关电路27的MOSFET27a进行接通动作而设为开状态，另一方面，如图3的(A-6)所示栅极驱动器26使开关电路28的MOSFET28a依然进行断开动作而设为闭状态。

因此，来自工业电源21的电压在从零交叉点上升至+Vc[V]的期间，经由MOSFET27a及寄生二极管28b而被供给至调光元件29，在图3的(A-1)中如剖面线所示那样通过施加电压而充电。

并且，在来自工业电源21的电压达到+Vc[V]的时刻，如图3的(A-3)所示，比较器22b的输出成为“1”电平。定时产生电路24根据其比较器22b的输出，经由栅极驱动器25使开关电路27的MOSFET27a进行断开动作而设为闭状态。

因此，在图3的(A-1)中如期间IIIa所示，从工业电源21向调光元件29的电压施加被断开，虽然紧接着由于端子侧与末端侧的面电位的差异而向末端侧流动电荷，从而产生少许的电压下降，然而调光元件29自身为电容性负载，蓄积在调光元件29中的电荷不会流向电源侧，能够保持电位。

这样，在工业电源21的电压向调光元件29的供给断开的状态下，若工业电源21的电压比实际的调光元件29中的电位低，则如图3的(A-7)所示，对它们进行比较的比较器部22的比较器22a的输出从“1”电平变化为“0”电平。

之后，来自工业电源21的电压进一步降低，在成为周期后半最初的0[V]的时刻，零交叉比较器部23的比较器23a的输出从“1”电平变为“0”电平。

之后，在来自工业电源21的电压从零交叉点下降的后半最初的1/4周期中，在交流电源的电压从0[V]至-Vc[V]的期间，如图3的(A-4)所示，比较器22c的输出维持“0”电平。

在此期间，基于来自定时产生电路24的控制信号，如图3的(A-6)所示，栅极驱动器26使开关电路28的MOSFET28a进行接通动作而设为开状态，另一方面，如图3的(A-5)所示，栅极驱动器25使开关电路27的MOSFET27a依然进行断开动作而设为闭状态。

因此，来自工业电源21的电压在从零交叉点下降至-Vc[V]的期间，经由MOSFET28a及寄生二极管27b被供给至调光元件29，在图3的(A-1)中如剖面线所示，通过施加电压而充电。

并且，在来自工业电源21的电压达到-Vc[V]的时刻，如图3的(A-4)所示，比较器22c的输出成为“1”电平。定时产生电路24根据该比较器22c的输出，经由栅极驱动器26使开关电路28的MOSFET28a进行断开动作而设为闭状态。

因此，在图3的(A-1)中如期间IIIb所示，从工业电源21向调光元件29的电压施加被断开，虽然紧接着产生少许的电压上升，然而调光元件29自身是电容性负载，蓄积在调光元件29中的电荷不会流向电源侧，从而保持电位。

在图3的(B)中示出了通过上述图3的(A-1)的动作得到的、向调光元件29施加的端子侧电压TV的波形。

通过进行上述那样的开关电路27、28的接通/断开控制，能够可靠地避免对调光元件29施加比规定的电压+Vc、-Vc大的电压，且能够设为维持电位那样的电压波形。

另外，通过使开关电路27、28中的接通时间最小的驱动，能够使构成开关电路27、28的MOSFET27a、28a的内部损失电力最小。

另外，在正弦波的驱动电压超过峰值而电压值的绝对值降低的下降相位时，通过使开关电路27、28断开，使得即使在工业电源21的电压绝对值低于调光元件29的电压绝对值的期间，调光元件29的电压也不会随着工业电源21的电压值而下降，能够维持调光元件29的施加电压直至下一个零交叉点。

另外，在上述图3所示的动作中，考虑到调光元件29的耐压极限，利用以例如与+Vc＝+70[V]、-Vc＝-70[V]相当的情况为例的波形进行了说明，示出了在使用了使调光原件29为全灰度、即普通模式的高分子分散型液晶的调光玻璃中、光的透射度最高的驱动状态，但如上所述，通过利用比较器部22的可变直流电源22d、22e来调整基准电压，也能够同样地以散射与透射之间的中间调来驱动调光元件29。

图4是表示进行这样的中间调驱动的情况下的各信号波形的时序图。

图4的(A)的(A-1)中的波形中，虚线所示的部分表示从工业电源21供给的交流电源的波形。

具体的动作本身与上述图3的情况相同，因此省略详细的说明，但在来自工业电源21的电压从零交叉点上升的前半1/4周期内，仅在来自工业电源21的电压从0[V]至+Vc[V]的期间，使开关电路27的MOSFET27a进行接通动作而设为开状态，将来自工业电源21的电压经由MOSFET27a及寄生二极管28b供给至调光元件29，之后进行断开动作，在图4的(A-1)中如期间IVa所示，使电位保持。

同样地，在来自工业电源21的电压为负的周期后半也是，在从零交叉点下降的后半最初的1/4周期内，仅在交流电源的电压从0[V]至-Vc[V]的期间，使开关电路28的MOSFET28a进行接通动作而设为开状态，将来自工业电源21的电压经由MOSFET28a及寄生二极管27b供给至调光元件29，之后进行断开动作，在图4的(A-1)中如期间IVb所示，使电位保持。

图4的(B)示出了通过上述图4的(A-1)的动作得到的、向调光元件29施加的端子侧电压TV的波形。

这样，通过将比较器部22的可变直流电源22d、22e中的基准电压设定为比与调光元件29的耐压界限相当的值小，由此也能够对调光元件29不是以全灰度、而是以散射与透射之间的任意的中间调进行驱动。

作为本动作例的参照，图5示出了在上述第1动作例中通过反相位控制对调光元件29施加的端子侧电压TV及末端侧电压EV的各波形。图中实线所示的端子侧电压TV在从零交叉点起的上升的1/4周期最初，在工业电源21的电压从0[V]至+Vc[V]的期间，作为一方的开关元件的接通期间而施加该电压，从而在图中如剖面线所示那样积蓄电荷，且使电压值上升。

之后，在工业电源21的电压达到+Vc[V]的时刻结束上述接通期间，将2个开关元件均设为断开期间。在端子侧电压TV刚被断开时产生少许的电压下降之后，由于调光元件29自身是电容性负载，因此一边保持电位，一边通过电荷向末端侧的移动而逐渐缓慢地使电位降低。

另一方面，图中由虚线表示的末端侧电压EV与端子侧电压TV相比，使相位延迟地依次使电压值上升，即使在上述工业电源21的电压达到+Vc[V]而成为断开期间后，虽然上升度降低，但进而通过按照图示而从端子侧移动来的电荷，逐渐缓慢地使电位上升。

另外，在上述断开期间，端子侧电压TV与末端侧电压EV之差随着时间经过而变小，如果将该断开期间设定得足够长，则端子侧电压TV与末端侧电压EV之差消失。

这样，在停止电压施加后调光元件29的端子侧与末端侧两端的电位向相同电位方向收敛，因此与图12所示那样的正弦波驱动相比，上述端子侧与末端侧电压的电位差变小，能够减小由透射光量的不同引起的面不均。

[第2动作例]

说明上述实施方式的第2动作例。

在第1动作例中，如图5所示，在来自工业电源21的电压的周期后半，极性反转，由此，在存在端子侧电压TV与末端侧电压EV之差的状态下，同样的动作以反转的极性反复。

图6是从上述图5中仅提取端子侧电压TV及末端侧电压EV的波形而示出的图，在图中用实线表示的端子侧电压TV与用虚线表示的末端侧电压EV之差的阴影所示的部分的面积的大小，作为调光元件29中的端子侧与末端侧的透明度的面不均的大小而出现。

图7是表示在本实施方式的第2动作例中，上述液晶调光装置20执行的、特别是以全灰度来驱动调光元件29的情况下的各信号波形的时序图。

另外，在本动作例中，在定时产生电路24内具备通过零交叉比较器部23的比较器23a的输出来对工业电源21的电压的周期进行计数的计数器，参照该计数值及比较器23a的电平，执行后述的图7的(8)所示的间隔剔除动作。

在图7的(1)中的波形中，虚线所示的部分表示从工业电源21供给的交流电源的波形。

在零交叉比较器部23中，比较器23a比较将该交流电源的电压分压为1/20而得的值与作为接地电平的0[V]，由此，如图7的(2)所示，将原来的交流电压的前半1/2周期的正部分为“1”电平、后半1/2周期的负部分为“0”电平的比较结果，向定时产生电路24输出。

此外，在来自工业电源21的电压从零交叉点上升的前半1/4周期中，在来自工业电源21的电压从0[V]至+Vc[V]的期间，如图7的(3)所示，比较器22b的输出成为“0”电平。

在此期间，基于来自定时产生电路24的控制信号，如图7的(6)所示，栅极驱动器25使开关电路27的MOSFET27a进行接通动作而设为开状态，另一方面，如图7的(7)所示，栅极驱动器26使开关电路28的MOSFET28a依然进行断开动作而设为闭状态。

因此，来自工业电源21的电压在从零交叉点上升至+Vc[V]的期间，经由MOSFET27a及寄生二极管28b被供给至调光元件29，在图7的(1)中如阴影所示那样通过施加电压而充电。

并且，在来自工业电源21的电压达到+Vc[V]的时刻，如图7的(3)所示，比较器22b的输出成为“1”电平。定时产生电路24根据该比较器22b的输出，经由栅极驱动器25使开关电路27的MOSFET27a进行断开动作而设为闭状态。

因此，从工业电源21向调光元件29的电压施加被断开，虽然紧接着由于端子侧与末端侧的面电位的不同而向末端侧流动电荷，从而产生少许的电压下降低，然而调光元件29自身为电容性负载，调光元件29中蓄积的电荷不会流向电源侧，能够保持电位。

这样，在工业电源21的电压向调光元件29的供给被断开的状态下，若工业电源21的电压比实际的调光元件29中的电位低，则如图7的(5)所示，将它们进行比较的比较器部22的比较器22a的输出从“1”电平变化为“0”电平。

该成为第1的周期的前半的动作本身与上述第1动作例及上述图5所示的内容相同。

之后，来自工业电源21的电压进一步降低，在成为周期后半最初的0[V]的时刻，零交叉比较器部23的比较器23a的输出从“1”电平变为“0”电平。

接受该比较器23a的输出，在定时产生电路24中，参照内部计数器的值“0”及比较器23a的电平，如图7的(8)所示，将间隔剔除信号从“0”电平设为“1”电平。

之后，在来自工业电源21的电压从零交叉点下降的周期后半，定时产生电路24由于上述间隔剔除信号为“1”电平，因而将开关电路27、28均设为断开状态，执行对向调光元件29施加来自工业电源21的负电压的过程进行“间隔剔除”的处理，由此维持作为电容性负载的调光元件29的电位状态。

在图7的(1)中，端子侧电压TV一边几乎保持周期前半的电位一边逐渐缓慢地使电位降低。另一方面，虽然末端侧电压EV的值比端子侧电压TV的值低，但电位逐渐缓慢地上升，因此端子侧电压TV与末端侧电压EV之差随着时间经过而变小。

之后，在第2周期最初，来自工业电源21的电压上升而成为0[V]的时刻，零交叉比较器部23的比较器23a的输出从“0”电平变为“1”电平。

接受该比较器23a的输出，在定时产生电路24中，对内部计数器的值进行“+1”更新设定而设为“1”，并且，参照比较器23a的电平，如图7的(8)所示那样将间隔剔除信号从“1”电平变为“0”电平。

在此，定时产生电路24通过对工业电源21的电压与调光元件29中的电位进行比较的比较器22a的输出，使开关电路27中的接通动作延迟，使调光元件29中的电位保持。

然后，在该比较器22a的输出成为“1”电平的时刻，与此同步地经由上述栅极驱动器25使开关电路27进行接通动作，在来自工业电源21的电压成为+Vc[V]为止的期间，追加对调光元件29的正的电压施加。

在图7的(1)中，在端子侧电压TV中，在该第2周期前半，进一步短时间升压，虽然在刚停止施加时稍微降低，但仍维持比上述第1周期高的电位。一方的末端侧电压EV也是，在上述接通动作的期间进一步使电位上升之后，逐渐缓慢地使电位上升，与上述第1周期相比，与端子侧电压TV之差变小。

在该第2周期的后半也是，与上述第1周期的后半同样地，参照定时产生电路24内部的计数器的计数值及比较器23a的电平，执行对负的电压向调光元件29的施加进行间隔剔除的处理。

因此，在该第2周期的后半，端子侧电压TV保持比上述第1周期接近+Vc[V]的电位，且末端侧电压EV也以更接近该端子侧电压TV的值保持电位。

在第3周期也是，与上述第2周期同样地，在周期的前半，仅在来自调光元件29的供给电压与调光元件29的电位相等起至成为+Vc[V]为止的短时间内执行电压的施加。

在端子侧电压TV中，在该短的接通动作期间进一步升压，虽然在刚停止施加时稍微降低，但仍维持比上述第2周期更接近+Vc[V]的电位。一方的末端侧电压EV也在上述接通动作的期间进一步使电位上升之后，逐渐缓慢地使电位上升，与上述第2周期相比，与端子侧电压TV之差进一步变小。

在该第3周期的后半也是，与上述第1及第2周期的各后半同样地，参照定时产生电路24内部的计数器的计数值及比较器23a的电平，执行对负的电压向调光元件29的施加进行间隔剔除的处理。

因此，在该第3周期的后半，端子侧电压TV保持比上述第2周期更接近+Vc[V]的电位，且末端侧电压EV成为与端子侧电压TV大致相等的电位。

在之后的第四周期的前半，定时产生电路24参照内部计数器的计数值“3”及比较器23a的电平，如图7的(8)所示，在从工业电源21施加正电压的期间内也将间隔剔除信号设为“1”电平，由此，使开关电路27进行断开动作，暂时停止电压的施加，在图7的(A)中如期间VII所示那样使调光元件29中的电位保持。

以上，结束了工业电源21的电压的3.5个周期的正的电压下的调光元件29的驱动，在工业电源21的电压从零交叉点下降而成为负的电压的时刻，这回通过由上述定时产生电路24控制开关电路28的接通动作来在3.5个周期内执行负的电压下的与上述同样的驱动。

这样，在上述第2动作例中，为了在第1至第3周期中执行一方的极性下的驱动而对另一方的极性下的驱动进行间隔剔除处理而将其消除，从而用一方的极性来驱动作为电容性负载的调光元件29而使电位保持，由此，能够抑制电力消耗，同时能够极力缩小端子侧电压TV与末端侧电压EV之差而将透明状态的面不均抑制为最小。

此外，在上述第3周期以后的1/2周期，通过将一方的极性下的驱动本身也作为间隔剔除处理来消除，而且仅通过调光元件29的电位的维持来维持透明状态，因此，能够在实现进一步的电力消耗的削减的同时，将透明状态的面不均抑制为最小。

此外，在上述第2动作例中，为了使调光元件29的实际的驱动频率成为1/7，通过上述间隔剔除处理使用于对调光元件29进行交流驱动的驱动频率大幅降低，根据该时刻下所驱动的期望的透明度的灰度的不同，也可能容易识别到闪烁。

特别是，由于随着极性反转的瞬间的电位降低、成为不透明状态的时间在末端侧比端子侧更长，因而也可能容易识别到末端侧的闪烁，因此，在进行间隔剔除处理的情况下，优选的是，考虑在该时刻所驱动的灰度的透明度，适当地选定进行上述间隔剔除处理的周期数。

另外，在上述实施方式中，以使用MOSFET作为开关电路的开关元件、活用由MOSFET所具有的寄生二极管实现的整流作用的情况为例进行了说明，但本发明不限于此，作为开关元件，其他例如双极晶体管、IGBT、SiCFET、GaNFET也能够设为呈现同样功能的构成。

另外，作为附带于该开关元件的整流元件，例如可以考虑使用PN结二极管、肖特基二极管、快恢复二极管、SiC二极管、GaN二极管、MOSFET二极管等。

另外，在上述实施方式中，示例了使用在不施加电压的状态下成为不透明的扩散状态、在施加电压的状态下通过电压值的上升而随时提高透明度的、通常模式的高分子分散型液晶的情况，但本发明也同样能够应用于使用成为其相反特性的反向模式的高分子分散型液晶的情况。

在上述各实施方式中，示例了使用高分子分散液晶的液晶元件(调光元件)，但并不限定于此。液晶元件可以是将偏振片及取向膜配置在液晶层的两端的构成，也可以使用TN(Twisted Nematic)方式、VA(Vertical Alignment)方式或IPS(In-Plane Switching)方式等。另外，作为调光元件，除了液晶元件以外，还能够使用根据电压而使折射率变化的各种电光学元件。

另外，本发明不限于基板为玻璃的调光玻璃，基板使用了由具有可挠性的合成树脂材料形成的薄膜的装置也能够同样地应用本发明。

此外，本发明并不限定于上述实施方式，在实施阶段能够在不脱离其主旨的范围内进行各种变形。另外，各实施方式也可以适当组合来实施，在该情况下能够得到组合的效果。并且，在上述实施方式中包含各种发明，能够通过从所公开的多个构成要件中选择的组合来提取各种发明。例如，即使从实施方式所示的全部构成要件中删除几个构成要件，也能够解决课题且得到效果的情况下，可以将删除了该构成要件的构成作为发明来提取。

Claims (10)

1.一种液晶调光装置，对液晶面板进行调光驱动，具备：

电压限制单元，限制向上述液晶面板施加的来自工业交流电源的电源电压；以及

控制单元，根据上述工业交流电源的电源电压的相位，控制经由上述电压限制单元向上述液晶面板施加的电压。

2.根据权利要求1所述的液晶调光装置，其中，

上述电压限制单元进行基于开关元件的反相位控制。

3.根据权利要求2所述的液晶调光装置，其中，

上述控制单元在从上述工业交流电源的零交叉点起的上升及下降各1/4周期内的任意相位下，使电源电压的绝对值为限制电压以下，将上述开关元件设为接通状态，对上述液晶面板施加电源电压，在上述电源电压的绝对值变成大于限制电压的时刻，将上述开关元件设为断开状态。

4.根据权利要求2所述的液晶调光装置，其中，

上述控制单元在从上述工业交流电源的零交叉点起的上升及下降各1/4周期内的任意的相位下，使电源电压的绝对值为限制电压以下，将上述开关元件设为接通状态，对上述液晶面板施加电源电压，与上述电源电压的绝对值达到限制电压的定时相应地，将上述开关元件设为断开状态，维持向上述液晶面板施加的电压。

5.根据权利要求2所述的液晶调光装置，其中，

上述控制单元具备：

比较单元，将向上述液晶面板施加的电源电压与基准电压进行比较，根据其比较结果使上述开关元件成为接通状态或断开状态；以及

调整单元，对提供给上述比较单元的基准电压进行可变调整。

6.根据权利要求2所述的液晶调光装置，其中，

上述控制单元在从上述工业交流电源的零交叉点起的上升及下降的一方的1/4周期内的任意相位下，使电源电压的绝对值为限制电压以下，将上述开关元件设为接通状态，对上述液晶面板施加电源电压，在上述电源电压的绝对值变成大于限制电压的时刻，将上述开关元件设为断开状态，之后，使从上述工业交流电源的零交叉点起的上升及下降的另一方的1/4周期内的任意相位下的动作停止1个至多个周期，使相同极性下的电压施加连续。

7.根据权利要求2所述的液晶调光装置，其中，

上述控制单元在从上述工业交流电源的零交叉点起的上升及下降的一方的1/4周期内的任意相位下，使电源电压的绝对值为限制电压以下，将上述开关元件设为接通状态，对上述液晶面板施加电源电压，在上述电源电压的绝对值变成大于限制电压的时刻，将上述开关元件设为断开状态，之后，自使从上述工业交流电源的零交叉点起的上升及下降的另一方的1/4周期内的任意相位下的动作停止的状态开始，使从下一个上述工业交流电源的零交叉点起的上升及下降的一方的1/4周期内的任意相位下的动作停止。

8.根据权利要求1所述的液晶调光装置，其中，

上述电压限制单元使用双极型晶体管、MOSFET、IGBT、SiCFET及GaNFET中的至少一个作为开关元件。

9.根据权利要求1所述的液晶调光装置，其中，

上述电压限制单元使用PN结二极管、肖特基二极管、快恢复二极管、SiC二极管、GaN二极管及MOSFET二极管中的至少一个作为整流元件。

10.一种液晶调光方法，对液晶面板进行调光驱动，包括：

电压限制工序，限制向上述液晶面板施加的来自工业交流电源的电源电压；以及

控制工序，根据上述工业交流电源的电源电压的相位，控制通过上述电压限制工序向上述液晶面板施加的电压。