CN110429955B - 操作发射器和接收器的方法 - Google Patents

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Abstract

本申请涉及用于智能公用网络的反转扩频DSSS。公开了一种操作发射器的方法。该方法包括接收数据位(DATA)的序列，其中每个数据位具有各自的序号。该序列的第一数据位使用第一数据位的序号(502)确定的第一扩频码(504)扩频(508)。该序列的第二数据位使用第二数据位的序号(502)确定的第一扩频码的反转(506)扩频(508)。第一和第二数据位被调制(510)并被发送(516)至远程接收器。

Description

操作发射器和接收器的方法
本申请是申请日为2013年7月15日、题为“用于智能公用网络的反转扩频DSSS”的中国专利申请201380035012.1的分案申请。
技术领域
本发明涉及无线通信系统，并且更具体地，涉及直接序列扩频(DSSS)智能公用网络(smart utility network,SUN)的反转扩频。
背景技术
智能公用网络(SUN)是专门设计用于公用计量应用(例如从客户终端上的(一个或更多个)计量器/仪表向公共设施(utility)操作的数据收集点(集线器)发送电、气或水使用数据)的低速率(40kb/s到1Mb/s)、低功率的无线技术。例如能够对住宅区内的每个房屋安装计量器，并且然后数据能够每15分钟从每个计量器发送至电线杆顶部的数据采集点。此数据采集点接着能够通过光纤、铜线或无线连接至采集区域的所有数据的中央室。数据能够直接从每个计量器被发送至采集点(星型配置)，或能够从计量器中继至计量器，直到它到达采集点(网状配置)。
存在能够用于SUN的包括FSK(频移键控)、DSSS(直接序列扩频)和OFDM(正交频分复用)的不同的物理层(PHYs)。被允许进入附近的公用网络的设备可以受到公共设施或网络操作员的控制。智能公用网络(SUN)标准规范也被称为IEEE 802.15.4g规范，并且其全文通过引用并入本文。
网络可以以网状配置建立，其中设备能够与临近设备通信而不是仅仅与集线器通信。这有助于增加覆盖范围，由于即使直接到集线器的链路是不好的，也能够实现通信。然而，这能够增加经过一些设备的业务量，因为它们不得不包括来自它们邻居的数据包数据和它们自己的数据。网状网络可能对于具有高密度计量器和计量器之间非视距情况以使一些计量器和集线器之间的通信链路是差的的城市或郊区是合适的。
星型配置是集线器直接与每个计量器通信的配置。这可能对于计量器密度低以使没有方便的邻居可以用作中间中继段的农村环境是合适的。在一些部署中，还能够使用星型网络和网状网络的混合。
由于计量器具有诸如20年的长的使用寿命，在公用网络中可能部署有很多代的计量器。早期部署的计量器通常被称为旧有设备。在一个实施例中，在公用网路中的所有旧有设备可以使用FSK，通常以固定数据速率诸如50kb/s、100kb/或150kb/s通信。
DSSS(直接序列扩频)PHY(物理层)使用码片速率为100kchip/s、1000kchip/s或2000kchip/s的偏移QPSK(O-QPSK)调制。术语偏移指的是同相(I)信道和正交(Q)信道偏移了一个码片时间。对于100kchip/s模式，存在32个零的前导码，其中每位通过长度为32的扩频码扩频。这导致具有重复周期为320微秒的长度为10240微秒的前导码。对于1000kchip/s模式，存在56个零的前导码，其中每位通过长度为64的扩频码扩频。这导致具有重复周期为64微秒的长度为3584微秒的前导码。对于2000kchip/s模式，存在56个零的前导码，其中每位通过长度为128的扩频码扩频。这导致具有重复周期为64微秒的长度为3584微秒的前导码。
DSSS数据包包括同步报头(SHR)，同步报头(SHR)含有前导码和起始帧分界符(SFD)、物理层报头(PHR)和物理层净负荷(PSDU)。对于1000kchip/s模式，SFD包含使用长度为64的扩频码扩频的16位。MAC报头、净负荷和CRC都包含在PSDU内。SFD位序列是1110101101100010。
PHY报头包含如下示出的24位：
Figure GDA0003021646310000021
当DSSS用作PSDU扩频时，扩频模式(SM)字段设置为0。DSSS有四个速率模式。速率模式0具有扩频因子16和数据速率31.25kb/s。速率模式1具有扩频因子4(其使用a(16，4)扩频码实现)和数据速率125kb/s。速率模式2具有扩频因子2(其使用a(8，4)扩频码实现)和数据速率250kb/s。速率模式3不使用扩频并具有数据速率500kb/s。对于所有的速率模式，PSDU使用比率1/2、k＝7的卷积码编码。
预留的位被设置为0，并且这些位之后可以被用于允许未来的标准演进。帧长度为以八位组为单位的PSDU的长度，所以PSDU能够含有高达2047八位组(字节)。报头校验序列是用于报头的8-位CRC校验。
采用IEEE 802.15.4g规范的发射器链的结构在图1中示出。对于902-928MHz带宽，SHR含有56个“全0”的前导码位和16个SFD位。应用了位差分编码(BDE)，但是对于前导码，没有效果，因为在与前面的位差分编码之后“0”位仍然是“0”位。接着对SHR应用64-码片扩频。具有上面示出的24位的PHR具有6个附加的尾部位，并且接着应用比率1/2、k＝7的卷积码，后面跟着交织器。接着应用长度为16的扩频码。对于PSDU，存在6个附加的尾部位和接着可能存在一些填充位以便交织器具有进行处理的整数块。如对PHR所做的一样，接着应用相同的比率1/2、k＝7的卷积码。在交织之后，存在可以使用的4个可能的速率模式。速率模式0是与用于PHR的扩频相同的扩频。速率模式3没有扩频。速率模式1使用(16，4)扩频，以便对于每四个输入位均具有生的成16个码片。
在图2中示出O-QPSK调制器的码片计时。同相(I)位和正交(Q)位按时间Tc偏移，并且2Tc是每个位的持续时间。
对于902-928MHz带宽，O-QPSK脉冲形状是如下面的等式[1]示出的半正弦波形脉冲。
Figure GDA0003021646310000031
尽管在IEEE 802.15.4g中指定的前面的方法提供了用于智能公用网络的无线通信，但是本发明人认识到进一步的改善是可能的。使用块编码(诸如(8，4)编码来扩频两位或(16，4)编码来扩频四个位)的一个问题是生成用于Viterbi解码器必要的软决策是计算复杂的。例如，BPSK符号的硬决策是简单的+1或-1。然而，软决策是十进制数值，其具有指示更可能+1的更正(positive)值和指示更可能-1的更负(negative)值。这种软决策不仅计算困难，而且还比预期更不精确。因此，下面描述的优选实施例针对这个问题以及现有技术进行改善。
发明内容
公开了一种操作发射器的示例方法。该方法包括接收数据位的序列，其中序列的每个数据位具有各自的序号。该序列的第一数据位使用第一数据位的序号确定的第一扩频码扩频。该序列的第二数据位使用第二数据位的序号确定的第一扩频码的反转扩频。第一和第二数据位被调制并被发送至远程接收器。
附图说明
图1是如IEEE 802.15.4g规范中公开的现有技术的智能公用网络(SUN)发射器的图示；
图2是可以与图1的SUN发射器一起使用的O-QPSK调制器的码片时序图；
图3A-3D是本发明的无线发射器的各种实施例的框图；
图4A-4C是本发明的无线接收器的各种实施例的框图；
图5A和图5B是分别示出图3A和图3B的发射器的操作的流程图；
图6A和图6B是分别示出图4A和图4B的接收器的操作的流程图；
图7是比较标准块编码和根据本发明的(8，4)扩频的反转扩频的数据包差错率的图示；以及
图8是比较标准块编码和根据本发明的(16，4)扩频的反转扩频的数据包差错率的图示。
具体实施方式
对于农村和城市网络的很多不同的配置，智能公用网络中的通信必须可靠。由于现有的公共设施硬件的寿命，对现有规范的任何修改都应当与现有的硬件向后兼容。因此，本发明的实施例涉及可以在现有的发射器和接收器中容易采用的直接序列扩频(DSSS)通信系统的改进编码。此外，本发明涉及在旧有DSSS系统的发射器处的简化编码以及在接收器处的简化解码。具体地，本发明涉及反转扩频，其中一个扩频序列用于偶数位，而反转的扩频序列用作奇数位。在本发明另一个实施例中，交替位可以被反转以及相同的扩频码可以用于所有位。
图3A是本发明的无线发射器的第一实施例的框图。发射器包括经耦合以接收数据序列(DATA)的输入缓冲器300。多路复用电路(MUX)304被耦合至已经存储扩频码值的存储器电路302。异或(XOR)电路306经耦合以接收来自输入缓冲器300的数据位的序列并经由多路复用电路304接收选择的扩频码。XOR电路306产生扩频数据序列，该序列为每位与各自的扩频码的异或(XOR)。扩频数据序列被应用到偏移正交相移键控(O-QPSK)调制器308，并且随后被应用到整形滤波器310。在一些实施例中，调制器和整形滤波器可以通过使用查询表被组合，从而实施两种功能的组合。来自整形滤波器310的数据序列被应用到调制器电路312，在调制器电路312中，该序列通过射频(RF)载波(CARRIER)被调制并被应用到RF放大器(未示出)用于传输至远程接收器。现在将参考图5A的流程图针对2-码片扩频码来解释图3A的发射器的操作。发射器在输入缓冲器300处接收500数据位的序列。序列的每位具有各自的偶数或奇数序号。输入缓冲器300被布置以在时钟信号CLK的每半个循环传输序列的一个位。时钟信号CLK的低半循环从存储器电路302选择扩频码01。相应地，时钟信号CLK的高半循环选择扩频码10，其为扩频码01的反转。以这种方式，在步骤502处发射器确定数据位序列是偶数还是奇数。在CLK的低半循环期间，在步骤504处选择扩频码01。类似地，在CLK的高半循环，在步骤506处选择反转的扩频码10。在步骤508处XOR电路306接着产生相应的扩频数据序列。在步骤508处O-QPSK电路308接着调制扩频数据序列，并在步骤512处将调制的数据序列应用到整形滤波器电路310。在步骤514处滤波的数据序列接着被RF CARRIER调制312，并被传输至远程接收器。下面的表I示出了在第一行的具有相应的序号0-3的示例数据序列0110的发射器的操作。第二行示出了多路复用电路304选择的扩频码。此处，为偶数序号0和2选择扩频码01。相应地，为奇数序号1和3选择扩频码10。第三行的扩频数据序列是序列的每个数据位与选择的扩频码的各自的码片的XOR。例如，在第一列，数据位0与扩频码01的XOR产生扩频数据01。在第二列，数据位1与扩频码10的XOR产生扩频数据01。
表I
Figure GDA0003021646310000061
图3B是本发明的无线发射器的第二实施例的框图。发射器包括经耦合以接收数据序列(DATA)的输入缓冲器300。开关电路326经耦合用于在CLK的每半个循环期间从缓冲器300接收数据位或接收反向器324产生的反转的数据位。开关电路可以是传输门或本领域众所周知的其他合适的逻辑电路。选择的数据位或反转的数据位接着被应用到XOR电路306。XOR电路306还经耦合以接收被应用于选择的或反转的数据位的扩频码。XOR电路306产生扩频数据序列，该序列为每位与扩频码的异或(XOR)。扩频数据序列被应用到O-QPSK调制器308，并且随后被应用到整形滤波器310。来自整形滤波器310的数据序列被应用到调制器电路312，在调制器电路312，该序列被载波调制并被应用到RF放大器(未示出)用于传输至远程接收器。
现在将参考图5B的流程图针对2-码片扩频码解释图3B的发射器的操作。发射器在输入缓冲器300处接收500数据位的序列。序列的每位都具有各自的偶数或奇数序号。输入缓冲器300被布置以在时钟信号CLK的每半个循环传输序列的一个位。时钟信号CLK的低半循环经由开关电路326从缓冲器300向XOR电路306传输数据位。相应地，时钟信号CLK的高半循环经由开关电路326从反相器324向XOR电路306传输反转的数据位。以这种方式，发射器在步骤502处确定数据位序列是偶数还是奇数。在CLK的低半循环期间，数据位被直接传输至XOR电路306。然而，在CLK的高半循环期间，来自反相器324的反转的数据位在步骤518处被传输至XOR电路306。XOR电路306接着在步骤520处通过将单一扩频码应用到选择的数据位或反转的数据位产生扩频数据序列。O-QPSK调制器308接着在步骤508处调制扩频数据序列，并在步骤512处将调制的数据序列应用到整形滤波器电路310。滤波的数据序列接着在步骤514处被RF CARRIER调制312，并在步骤516处被传输至远程接收器。下面的表II示出了在第一行的具有相应的序号0-3的示例数据序列0110的发射器的操作。第二行是选择的数据位，该数据位经由开关电路326被传输至XOR电路306。第三行示出用于第二行中的每个选择的数据位的示例性扩频码。第四行中的扩频数据序列是第二行的每个选择的数据位与第三行中的扩频码的各自的码片的XOR。例如，在第一列中，选择的数据位0与扩频码01的XOR产生扩频数据01。在第二列中，选择的反转的数据位0与扩频码10的XOR也产生扩频数据01。
表II
Figure GDA0003021646310000071
图3C示出本发明的无线发射器的第三实施例，其可以使用多个扩频码扩展到通信系统。图3C的发射器类似于图3A的实施例。存储器电路334被布置为存储多个扩频码。寻址计数器330在存储器电路334中寻址选择的扩频码，以及多路复用电路(MUX)332将选择的扩频码应用到XOR电路306。
参考下面的表III针对之前讨论的数据序列和4-码片扩频解释图3C的发射器的操作。使用本相关说明书的本领域普通技术人员将会理解，图3C的实施例可以被扩展到任何实际的数据序列和扩频码。发射器在输入缓冲器301处接收数据位的序列。序列的每个数据位具有各自的偶数或奇数序号(0-3)。输入缓冲器301被布置以在时钟信号CLK的每个循环传输序列的一个位。发射器根据寻址计数器330的最低有效位确定数据位序号是偶数还是奇数，并选择表III的第二行中所示的适当的扩频码。例如，为具有偶数序号0的第一数据位选择在第一列中的扩频码0110。为具有奇数序号1的第二数据位选择在第二列中的扩频码1001(其是0110的反转)。XOR电路306接着产生在表III的第三行中所示的相应的扩频数据序列。O-QPSK电路308接着调制扩频数据序列，并将调制的数据序列应用到整形滤波器电路310。滤波的数据序列接着由RF CARRIER调制312并被传输至远程接收器。
表III
Figure GDA0003021646310000081
图3D是本发明的无线发射器的第四实施例的框图。除了XOR电路340被添加到XOR电路306和调制器电路308之间外，发射器与图3A的发射器相同。在替代实施例中，XOR电路340可以被添加在缓冲器300之前。XOR电路340经耦合以接收扰码或白化码(whiteningcode)(CODE)。扰码优选是可以由线性反馈移位寄存器或其他合适的装置生成的伪随机噪声(PN)序列。例如，在网络中可能有很多向远程接收器或网络集线器报告的本地公共设施发射器。
图4A是本发明的无线接收器的第一实施例的框图，其可以与图3A的发射器一起使用。接收器包括解调器电路400，其经耦合以接收输入数据序列(INPUT)和RF载波(CARRIER)。调制器电路400产生被应用到整形滤波器402的基带信号。滤波的输入数据接着被应用到偏移正交相移键控(O-QPSK)解调器408。解调的输入数据随后被应用到乘法器电路410。乘法器电路410经由多路复用电路(MUX)406从存储器电路404接收选择的解扩码，并将得到的解扩信号应用到输出缓冲器412。输出缓冲器412响应地产生输出数据序列(DATA)。
现在将参考图6A的流程图针对2-码片解扩码解释图4A的接收器的操作。在解调器电路400处接收600数据位的序列。序列的每位具有各自的偶数或奇数序号。乘法器电路使用RF CARRIER解调602数据序列，以便产生被应用到整形滤波器402的基带信号。整形滤波器402滤波604数据序列。得到的数据序列被O-QPSK解调器408解调606，以便产生下面的表IV的第一行中的数据序列。除了在调制之后，逻辑0为-1，逻辑1为+1，这与上面的表I的第三行产生的数据序列相同。时钟信号CLK与图3A的发射器的时钟信号同步操作，并被布置为在时钟信号CLK的每半个循环接收数据序列的一个位或两个码片。时钟信号CLK的低半循环从存储器电路404中选择解扩码+1-1。相应地，时钟信号CLK的高半循环选择解扩码-1+1，其为解扩码+1-1的反转。以这种方式，接收器在步骤608处确定数据序列是偶数还是奇数。在CLK的低半循环期间，在步骤610处选择解扩码+1-1。类似地，在CLK的高半循环期间，在步骤612处选择反转的解扩码-1+1。选择的解扩序列在表IV的第二行中示出。乘法器电路410接着在步骤614处产生相应的解扩数据序列，如下面的表IV的第三行中所示的。第三行中的解扩数据序列是第一行中的调制的数据序列的每个码片与第二行中的选择的解扩码的各自的码片的乘积。例如，在第一列中，数据码片-1+1与解扩码+1-1的乘积产生解扩数据位-1-1。这具有-2的和值并且被解释为逻辑0。在第二列中，数据码片-1+1与解扩码-1+1的乘积产生解扩数据+1+1。这具有+2的和值并且被解释为逻辑1。输出缓冲器412随后在步骤616处产生数据序列(DATA)。
表IV
Figure GDA0003021646310000091
作为例子，表IV的第三行的解扩数据序列被示出为硬决策。因此，数据位的两个码片-1-1被解释为逻辑0，并且数据位的两个码片+1+1被解释为逻辑1。然而，软决策基于接收逻辑0码片近似作为-1以及逻辑1码片近似作为+1。每位的两个码片在解扩之后被优选地求平均或求和，以及负结果被解释为逻辑0数据位。类似地，正和或平均被解释为逻辑1数据位。因此，图4A的2-码片示例产生每个数据位的两个独立的采样，并有利地提供高水平的抗噪声能力。参考图7，存在比较传统的(8，4)数据信号与根据图4A的本发明的反转解扩的(8，4)数据信号的仿真。在图7的仿真中，250字节的数据序列使用比率1/2、k＝7的码卷积编码。在卷积编码之后，数据位使用511长度PN序列白化(whitened)。使用(8，4)反转的扩频码的2-码片解扩的数据包错误率性能明显优于使用传统的(8，4)编码。反转解扩以10％的数据包错误率具有约0.35dB的更好的性能。
图4B是本发明的无线接收器的第二实施例的框图，其可以与图3B的发射器一起使用。除了单一2-码片解扩码被应用到乘法器电路410之外，图4B的接收器类似于图4A的接收器。来自O-QPSK解调器408的解调的输入数据还被应用到乘法器电路410。乘法器电路410将得到的解扩信号应用到输出缓冲器412。输出缓冲器412响应地将输出数据序列应用到开关电路416和反相器414。开关电路416随后产生来自输出缓冲器412的数据序列或来自反相器414的反转的数据序列。开关电路416可以是传输门或本领域众所周知的其他的合适的逻辑电路。
参考图6B的流程图针对2-码片的解扩码解释图4B的接收器的操作。数据位的序列在解调器电路400处被接收600。序列的每位具有各自的偶数或奇数序号。乘法器电路使用RF CARRIER解调602数据序列，以便产生被应用到整形滤波器402的基带信号。整形滤波器402滤波604数据序列。得到的数据序列由O-QPSK解调器408解调606，以便产生下面的表V的第一行的数据序列。这与上面的表II的第四行产生的数据序列相同。表V的第二行的解扩码还被应用到乘法器电路410，以便产生第三行的解扩数据序列。时钟信号CLK与图3B的发射器的时钟信号同步操作，并被布置为在时钟信号CLK的每半个循环通过输出缓冲器412传输数据序列的一个位或两个码片。时钟信号CLK的低半循环指示偶数数据位。相应地，时钟信号CLK的高半循环指示奇数数据位。以这种方式，接收器在步骤608处确定数据序列是偶数还是奇数。在CLK的低半循环期间，输出缓冲器412经由开关电路416产生输出数据616。在CLK的高半循环期间，反相器414使数据位620反转并产生反转的输出数据616。因此，具有偶数序号的解扩数据在第四行中没有改变。然而，具有奇数序号的解扩数据在第四行中被反转。第五行示出了第四行的数据序列的平均值。如之前关于表IV所解释的，第五行中的负值被解释为逻辑0，而正值被解释为逻辑1。
表Ⅴ
Figure GDA0003021646310000111
图4C是本发明的无线接收器的第三实施例的框图，其可以与图3D的发射器一起使用。除了乘法器电路418被添加到解调器电路408和乘法器电路410之间，接收器类似于之前讨论的图4A的接收器。乘法器电路418经耦合以接收诸如图3D的远程发射器使用的扰码或白化码(CODE)。在替代实施例中，解扩码和扰码可以由XOR组合，并与单一乘法器电路一起使用。例如，在网络中可以有很多向图4C的接收器或网络集线器报告的远程公共设施发射器。
图8示出了比较传统的(16，4)数据信号与根据图3C和上面的表III的本发明的反转解扩的(16，4)数据信号的仿真。使用本相关说明书的本领域技术人员将理解，使用反转扩频的(16，4)编码以及很多其他编码和扩频序列可以被应用到前面讨论的图3A-图3D的发射器和图4A-4C的接收器的任何一个。在图8的仿真中，250字节的数据序列使用比率1/2、k＝7的码卷积编码。在卷积编码之后，数据位使用511长度PN序列白化。使用(16，4)反转的扩频码的4-码片扩频的数据包错误率性能明显优于使用传统的(16，4)编码。反转扩频以10％的数据包错误率具有大约0.7dB的更好性能。这也明显优于图7的仿真，由于4-码片编码产生每个数据位的四个独立的采样。
本发明的优点包括改善数据包错误率性能、降低发射器和接收器设计的复杂性以及与扩展到很多其他编码机制、调制机制和通信系统的旧有系统的反向兼容性。

Claims (10)

1.一种操作发射器的方法，其包含：
接收数据位的序列，每个数据位具有各自的序号；
使用由第一数据位的序号确定的第一扩频码将所述序列的第一数据位扩频为扩频的第一数据位；
通过基于第二数据位的序号反转所述第一扩频码，提供第二扩频码；
使用所述第二扩频码将所述序列的第二数据位扩频为扩频的第二数据位；以及
调制所述扩频的第一和第二数据位。
2.根据权利要求1所述的方法，其中：
所述第一数据位具有偶数序号；以及
所述第二数据位具有奇数序号。
3.根据权利要求1所述的方法，其包含使用扰码加扰所述第一和第二数据位。
4.根据权利要求1所述的方法，其中所述调制包含应用偏移正交相移键控调制即O-QPSK调制。
5.根据权利要求1所述的方法，其中所述第一扩频码包含四个码片。
6.一种操作接收器的方法，其包含：
接收第一组扩频数据位和第二组扩频数据位，每组扩频数据位具有各自的序号；
使用由第一序号确定的第一解扩码解扩共享第一序号的所述第一组扩频数据位，以生成第一数据位；
通过基于所述第二组扩频数据位的第二序号反转所述第一解扩码，提供第二解扩码；以及
使用所述第二解扩码解扩所述第二组扩频数据位，以生成第二数据位。
7.根据权利要求6所述的方法，其中：
所述第一序号是偶数；以及
所述第二序号是奇数。
8.根据权利要求6所述的方法，其包含使用解扰码将第一和第二加扰数据位分别解扰为所述第一组扩频数据位和第二组扩频数据位。
9.根据权利要求6所述的方法，其包含在解扩之前，偏移正交相移键控解调即O-QPSK解调所述第一组扩频数据位和第二组扩频数据位。
10.根据权利要求6所述的方法，其中所述第一解扩码包含至少四个码片。
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