CN110429896B - 一种电压调制方法及装置 - Google Patents
一种电压调制方法及装置 Download PDFInfo
- Publication number
- CN110429896B CN110429896B CN201910823871.6A CN201910823871A CN110429896B CN 110429896 B CN110429896 B CN 110429896B CN 201910823871 A CN201910823871 A CN 201910823871A CN 110429896 B CN110429896 B CN 110429896B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- modulation
- wave
- reference voltage
- phase
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
- H02P27/12—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation pulsing by guiding the flux vector, current vector or voltage vector on a circle or a closed curve, e.g. for direct torque control
Abstract
本申请公开了一种电压调制方法及装置，该电压调制方法在确定SVPWM处于过调制区后，采用在保持参考电压的相位角不变的条件下，修正参考电压的幅值，使得参考电压矢量位于电压空间矢量平面六边形覆盖区域内，得到修正后的三相调制波，再对修正后的三相调制波进行空间矢量脉宽调制。由于仅对参考电压幅值进行一次修正，因此调制实现方式简单。且，修正后的参考电压矢量均位于电压空间矢量平面六边形覆盖区域内，而电压空间矢量平面六边形覆盖区域内参考电压的相位角是线性变化的，从而参考电压的相位角不会发生突变，进而避免因电压畸变产生的谐波，有效抑制因为电压谐波造成电机损耗增加的问题，从而改善了整车在高速运行状态下的动力性能。
Description
技术领域
本申请涉及电机控制技术领域，尤其涉及一种电压调制方法及装置。
背景技术
脉冲宽度调制PWM(Pulse Width Modulation)是电机控制系统中的重要组成部分，其功能是根据输入的参考电压矢量和当前直流母线电压，调制控制主回路功率半导体器件通断的脉冲信号的宽度，使主回路输出的基波电压等于输入的参考电压矢量。空间矢量脉宽调制SVPWM(Space Vector Pulse Width Modulation)是基于电机磁链轨迹跟踪原理得到的一种PWM方法。
根据调制度的不同，SVPWM分为线性调制和过调制，若参考电压矢量位于电压空间矢量平面六边形内切圆以内，则SVPWM处于线性调制区，此时输出电压的幅值和相位与参考电压的幅值和相位都是相同的。随着调制度的增大，SVPWM将处于过调制区，在参考电压矢量位于电压空间矢量平面六边形以外时，输出电压的幅值和相位与参考电压的幅值和相位不同。
在SVPWM处于过调制区后，如果仍然采用线性调制区的调制方法，输出电压将不能随着调制系数的增加而线性增加，导致输出电压存在突变的问题。
而在实际应用中，当电机控制器工作在恒功率区时，为了获得更高的输出功率，需要使得电机控制器具有更高的输出电压，更高的直流电压利用率，从而导致SVPWM由线性调制区进入过调制区。
为了避免SVPWM由线性调制区进入过调制区后，导致输出电压存在突变的问题，需要提供适用于SVPWM进入过调制区后的调制方法。而现有技术中提供的电压过调制方法操作复杂，导致占用过多的资源，影响电机系统的响应速度。
发明内容
有鉴于此，本申请提供一种电压调制方法及装置，以解决现有技术中的电压过调制方法操作复杂，导致占用过多的资源，影响电机系统的响应速度的问题。
本申请提供了一种电压调制方法，包括：
对原始三相调制波进行空间矢量脉宽调制SVPWM时，根据所述原始三相调制波的调制度，确定空间矢量脉宽调制SVPWM的线性调制区和过调制区；
如果SVPWM处于过调制区，在保持所述原始三相调制波中参考电压的相位角不变的条件下修正所述原始三相调制波中参考电压的幅值，使得由所述参考电压的相位角和所述参考电压的幅值构成的参考电压矢量位于电压空间矢量平面六边形覆盖区域内，得到修正后的三相调制波；
对所述修正后的三相调制波进行空间矢量脉宽调制。
优选地，所述线性调制区为：0＜M≤1.154，所述过调制区为：1.154＜M≤1.21；其中，M为原始三相调制波的调制度。
优选地，所述修正后的三相调制波满足以下条件：
M1＝28.884M2-56.958M+29.075且
其中，M1为修正后的三相调制波的调制度；M为原始三相调制波的调制度；θ为参考电压的相位角，
优选地，所述对所述修正后的三相调制波进行空间矢量脉宽调制包括：
根据所述修正后的三相调制波中参考电压的幅值，获得零序分量；
将所述零序分量叠加到所述修正后的三相调制波中，并比较叠加零序分量后的三相调制波与三角载波，得到占空比信号。
优选地，所述比较叠加零序分量后的三相调制波与三角载波，得到占空比信号包括：
获取预先构建的三角载波；所述三角载波的幅值为电机控制器直流母线电压的一半；
将叠加零序分量后的三相调制波中各相参考电压的幅值分别与所述三角载波的幅值进行比较；
如果叠加零序分量后的三相调制波中参考电压的幅值大于所述三角载波的幅值，则占空比信号为高电平；否则，占空比信号为低电平。
优选地，还包括：
如果SVPWM处于线性调制区，将所述原始三相调制波作为修正后的三相调制波。
本发明还提供了一种电压调制装置，包括：
确定单元，用于对原始三相调制波进行空间矢量脉宽调制SVPWM时，根据所述原始三相调制波的调制度，确定空间矢量脉宽调制SVPWM的线性调制区和过调制区；
修正单元，用于如果SVPWM处于过调制区，在保持所述原始三相调制波中参考电压的相位角不变的条件下修正所述原始三相调制波中参考电压的幅值，使得由所述参考电压的相位角和所述参考电压的幅值构成的参考电压矢量位于电压空间矢量平面六边形覆盖区域内，得到修正后的三相调制波；
调制单元，用于对所述修正后的三相调制波进行空间矢量脉宽调制。
优选地，所述线性调制区为：0＜M≤1.154，所述过调制区为：1.154＜M≤1.21；其中，M为原始三相调制波的调制度。
优选地，所述修正后的三相调制波满足以下条件：
M1＝28.884M2-56.958M+29.075且
其中，M1为修正后的三相调制波的调制度；M为原始三相调制波的调制度；θ为参考电压的相位角，
优选地，所述调制单元包括：
获得子单元，用于根据所述修正后的三相调制波中参考电压的幅值，获得零序分量；
比较子单元，用于将所述零序分量叠加到所述修正后的三相调制波中，并比较叠加零序分量后的三相调制波与三角载波，得到占空比信号。
从上述技术方案可以看出，本申请在确定SVPWM处于过调制区后，采用在保持参考电压的相位角不变的条件下，修正参考电压的幅值，使得参考电压矢量位于电压空间矢量平面六边形覆盖区域内，得到修正后的三相调制波，再对修正后的三相调制波进行空间矢量脉宽调制。由于仅对参考电压幅值进行一次修正，因此调制实现方式简单。且，修正后的参考电压矢量均位于电压空间矢量平面六边形覆盖区域内，而电压空间矢量平面六边形覆盖区域内参考电压的相位角是线性变化的，从而参考电压的相位角不会发生突变，进而避免因电压畸变产生的谐波，有效抑制因为电压谐波造成电机损耗增加的问题，从而改善了整车在高速运行状态下的动力性能。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本申请公开的一种电压调制方法的流程图；
图2为本申请公开的另一种电压调制方法的流程图；
图3为本申请公开的线性调制区内获取到的5个周期的调制波的波形图以及输出电压的谐波失真量的示意图；
图4为本申请公开的过调制区内获取到的M＝1.2调制波的5个周期的波形图以及输出电压的谐波失真量的示意图；
图5为本申请公开的过调制区内获取到的M＝1.21调制波的5个周期的调制波的波形图以及输出电压的谐波失真量的示意图；
图6为本申请公开的一种电压调制装置的结构示意图。
具体实施方式
针对现有技术中存在的电压过调制方法操作复杂，导致占用过多的资源，影响电机系统的响应速度的问题，本申请在确定SVPWM处于过调制区后，采用在保持参考电压的相位角不变的条件下，修正参考电压的幅值，使得参考电压矢量位于电压空间矢量平面六边形覆盖区域内，得到修正后的三相调制波，再对修正后的三相调制波进行空间矢量脉宽调制。实现了通过一次对参考电压幅值的修正就可以对修正后的三相调制波进行空间矢量脉宽调制，调制实现方式简单。
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
具体地，如图1所示，为本申请实施例公开的一种电压调制方法，应用于电机控制系统中，该调制方法包括以下步骤：
S101、对原始三相调制波进行空间矢量脉宽调制SVPWM时，根据所述原始三相调制波的调制度，确定空间矢量脉宽调制SVPWM的线性调制区和过调制区。
基于参考电压的幅值以及电机控制器直流母线电压，得到调制度，并基于调制度计算得到原始三相调制波U1i，i＝a、b、和c，a、b、和c用于表示三相。
本实施例中，基于以下公式计算得到调制度：
其中，M为调制度，Vref为参考电压幅值，Udc为电机控制器直流母线电压。
U1a＝M×sinθ；
其中，U1a、U1b和U1c分别为U1i各相上的分量，θ为参考电压的相位角。
SVPWM的线性调制区指的是参考电压矢量(包括参考电压的幅值以及相位角)位于电压空间矢量平面六边形内切圆以内，此种情况下的调制度对应SVPWM的线性调制区；SVPWM的过调制区指的是参考电压矢量超出电压空间矢量平面六边形内切圆，此种情况下的调制度对应SVPWM的过调制区。实现了通过调制度M将调制区划分为线性调制区和过调制区。
本实施例中，线性调制区为：0＜M≤1.154，过调制区为：1.154＜M≤1.21。
在实际应用中，SVPWM处于线性调制区对电压的调制方法与SVPWM处于过调制区对电压的调制方法是不同的。
从而需要根据计算得到的调制度M，确定SVPWM是处于线性调制区还是处于过调制区，以在不同的调制区采用不同的对电压调制的方法。
S102、如果SVPWM处于过调制区，在保持所述原始三相调制波中参考电压的相位角不变的条件下修正所述原始三相调制波中参考电压的幅值，使得由所述参考电压的相位角和所述参考电压的幅值构成的参考电压矢量位于电压空间矢量平面六边形覆盖区域内，得到修正后的三相调制波。
在过调制区，保持参考电压的相位角不变，对超出电压空间矢量平面六边形边界的参考电压矢量，将参考电压矢量中参考电压的幅值缩小到电压空间矢量平面六边形边界内，使得参考电压矢量位于电压空间矢量平面六边形边界内，得到修正后的三相调制波U2i，i＝a、b、和c，a、b、和c用于表示三相。
S103、对所述修正后的三相调制波进行空间矢量脉宽调制。
对U2i进行SVPWM调制，得到占空比，并将占空比分配给相应的引脚，以实现对电机的控制。
通过本实施例公开的电压调制方法，在确定SVPWM处于过调制区后，采用在保持参考电压的相位角不变的条件下，修正参考电压的幅值，使得参考电压矢量位于电压空间矢量平面六边形覆盖区域内，得到修正后的三相调制波，再对修正后的三相调制波进行空间矢量脉宽调制。由于仅对参考电压幅值进行一次修正，因此调制实现方式简单。且，修正后的参考电压矢量均位于电压空间矢量平面六边形覆盖区域内，而电压空间矢量平面六边形覆盖区域内参考电压的相位角是线性变化的，从而参考电压的相位角不会发生突变，进而避免因电压畸变产生的谐波，有效抑制因为电压谐波造成电机损耗增加的问题，从而改善了整车在高速运行状态下的动力性能。
本实施例还提供了另一种电压调制方法，参见图2所示，该电压调制方法包括以下步骤：
S201、对原始三相调制波进行空间矢量脉宽调制SVPWM时，根据所述原始三相调制波的调制度，确定空间矢量脉宽调制SVPWM的线性调制区和过调制区。
S202、如果SVPWM处于过调制区，在保持所述原始三相调制波中参考电压的相位角不变的条件下修正所述原始三相调制波中参考电压的幅值，使得由所述参考电压的相位角和所述参考电压的幅值构成的参考电压矢量位于电压空间矢量平面六边形覆盖区域内，得到修正后的三相调制波。
本实施例中步骤S202的实现方式与上一实施例中步骤S102的实现方式类似，此处不再赘述。
通过执行步骤S202的操作后，得到的修正后的三相调制波U2i满足以下条件：
M1＝28.884M2-56.958M+29.075且
其中，M1为修正后的三相调制波的调制度；M为原始三相调制波的调制度；θ为参考电压的相位角，
通过M1＝28.884M2-56.958M+29.075计算得到M1后，从M1中选取满足
这一条件的M1，将选取的M1作为修正后的三相调制波的调制度。
U2i在各相上的分量分别为：
U2a＝M1×sinθ；
S203、如果SVPWM处于线性调制区，将所述原始三相调制波作为修正后的三相调制波。
如果0＜M≤1.154，则确定SVPWM处于线性调制区。在线性调制区中U2i＝U1i，即将原始三相调制波作为修正后的三相调制波。
S204、根据所述修正后的三相调制波中参考电压的幅值，获得零序分量。
具体地，基于以下公式计算得到零序分量V0：
其中，max(U2a,U2b,U2c)为修正后的三相调制波U2i中各相分量的最大值，min(U2a,U2b,U2c)为修正后的三相调制波U2i中各相分量的最小值。
S205、将所述零序分量叠加到所述修正后的三相调制波中，并比较叠加零序分量后的三相调制波与三角载波，得到占空比信号。
将零序分量V0叠加到修正后的三相调制波U2i中，得到叠加零序分量后的三相调制波Ui，其中i＝a、b和c，a、b、和c用于表示三相。
Ui在各相上的分量分别为：
Ua＝U2a+V0；
Ub＝U2b+V0；
Uc＝U2c+V0。
将Ui与三角载波进行比较，以得到占空比信号。
其中，一种比较Ui与三角载波的实现方式为：先获取预先构建的三角载波，构建的三角载波的幅值为电机控制器直流母线电压的一半。可以理解的是三角载波中处于横坐标之上的电压值为正值，三角载波中处于横坐标之下的电压值为负值。
需要注意的是，构建的三角载波为高频层叠三角载波。
然后，将Ua、Ub以及Uc分别与三角载波进行比较，针对每一相分量，如果叠加零序分量后的三相调制波中参考电压的幅值大于所述三角载波的幅值，则占空比信号为高电平；否则，占空比信号为低电平。
通过本实施例公开的电压调制方法，在确定SVPWM处于过调制区后，采用在保持参考电压的相位角不变的条件下，修正参考电压的幅值，使得参考电压矢量位于电压空间矢量平面六边形覆盖区域内，得到修正后的三相调制波，再对修正后的三相调制波进行空间矢量脉宽调制。由于仅对参考电压幅值进行一次修正，因此调制实现方式简单。且，修正后的参考电压矢量均位于电压空间矢量平面六边形覆盖区域内，而电压空间矢量平面六边形覆盖区域内参考电压的相位角是线性变化的，从而参考电压的相位角不会发生突变，进而避免因电压畸变产生的谐波，有效抑制因为电压谐波造成电机损耗增加的问题，从而改善了整车在高速运行状态下的动力性能。
具体地，参见图3所示，图3上方的波形图为本实施例中在SVPWM处于线性调制区时，获取到的5个周期的调制波的波形图，其中，此处的调制波为叠加了零序分量后的调制波，横坐标为时间，单位为秒，纵坐标为电压值，单位为伏特。图3下方的波形图为输出电压的谐波失真，在本实施例中，在线性调制区内对电压进行调制后输出电压的谐波失真量为20.78％。
参见图4所示，图4上方的波形图为在SVPWM处于过调制区时，获取到的M＝1.2调制波的5个周期的波形图，其中，此处的调制波为叠加了零序分量后的调制波，横坐标为时间，单位为秒，纵坐标为电压值，单位为伏特。图4下方的波形图为输出电压的谐波失真，在本实施例中，通过上述电压调制方法在过调制区对电压进行调制后，输出电压的谐波失真量为20.49％。
参见图5所示，图5上方的波形图为在SVPWM处于过调制区时，获取到的M＝1.21调制波的5个周期的波形图，其中，此处的调制波为叠加了零序分量后的调制波，横坐标为时间，单位为秒，纵坐标为电压值，单位为伏特。图5下方的波形图为输出电压的谐波失真，在本实施例中，通过上述电压调制方法在过调制区对电压进行调制后，输出电压的谐波失真量为20.51％。
可见，采用本实施例公开的电压调制方法在过调制区对电压进行调制后，谐波失真量(图4所示谐波失真量为20.49％、图5所示谐波失真量为20.51％)相较于线性调制区的谐波失真量(图3所示谐波失真量为20.78％)并没有增加，说明采用本实施例公开的电压调制方法不会导致谐波增大。相对于线性调制区，采用本实施例公开的电压调制方法使得电机控制器所能输出的最大基波电压幅值可以增大4.9％，提高输出电压4.9％，峰值功率对应提高4.9％，同时最大线电压谐波含量仅为4.11％，有效抑制因为电压谐波造成电机损耗增加的问题，从而改善了整车在高速运行状态下的动力性能。
对应上述公开的电压调制方法，本申请实施例还提供了一种电压调制装置，可以集成到电机控制系统中，参见图6所示，该电压调制装置包括：
确定单元601、修正单元602和调制单元603；
确定单元601，用于对原始三相调制波进行空间矢量脉宽调制SVPWM时，根据所述原始三相调制波的调制度，确定空间矢量脉宽调制SVPWM的线性调制区和过调制区；
修正单元602，用于如果SVPWM处于过调制区，在保持所述原始三相调制波中参考电压的相位角不变的条件下修正所述原始三相调制波中参考电压的幅值，使得由所述参考电压的相位角和所述参考电压的幅值构成的参考电压矢量位于电压空间矢量平面六边形覆盖区域内，得到修正后的三相调制波；
调制单元603，用于对所述修正后的三相调制波进行空间矢量脉宽调制。
可选地，在其他实施例中，所述线性调制区为：0＜M≤1.154，所述过调制区为：1.154＜M≤1.21；其中，M为原始三相调制波的调制度。
所述修正后的三相调制波满足以下条件：
M1＝28.884M2-56.958M+29.075且
其中，M1为修正后的三相调制波的调制度；M为原始三相调制波的调制度；θ为参考电压的相位角，
可选地，在其他实施例中，调制单元603还包括：
获得子单元和比较子单元；
所述获得子单元，用于根据所述修正后的三相调制波中参考电压的幅值，获得零序分量；
所述比较子单元，用于将所述零序分量叠加到所述修正后的三相调制波中，并比较叠加零序分量后的三相调制波与三角载波，得到占空比信号。
一种实现方式为：先获取预先构建的三角载波，构建的三角载波的幅值为电机控制器直流母线电压的一半。需要注意的是，构建的三角载波为高频层叠三角载波。
然后，将叠加零序分量后的三相调制波中每一相分别与三角载波进行比较，针对每一相分量，如果叠加零序分量后的三相调制波中参考电压的幅值大于所述三角载波的幅值，则占空比信号为高电平；否则，占空比信号为低电平。
通过本实施例公开的电压调制装置，在确定SVPWM处于过调制区后，采用在保持参考电压的相位角不变的条件下，修正参考电压的幅值，使得参考电压矢量位于电压空间矢量平面六边形覆盖区域内，得到修正后的三相调制波，再对修正后的三相调制波进行空间矢量脉宽调制。由于仅对参考电压幅值进行一次修正，因此调制实现方式简单。且，修正后的参考电压矢量均位于电压空间矢量平面六边形覆盖区域内，而电压空间矢量平面六边形覆盖区域内参考电压的相位角是线性变化的，从而参考电压的相位角不会发生突变，进而避免因电压畸变产生的谐波，有效抑制因为电压谐波造成电机损耗增加的问题，从而改善了整车在高速运行状态下的动力性能。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本申请的范围。
结合本文中所公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以直接用硬件、处理器执行的软件模块，或者二者的结合来实施。软件模块可以置于随机存储器(RAM)、内存、只读存储器(ROM)、电可编程ROM、电可擦除可编程ROM、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或技术领域内所公知的任意其它形式的存储介质中。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本申请。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本申请的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本申请将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
Claims (6)
1.一种电压调制方法，其特征在于，包括：
对原始三相调制波进行空间矢量脉宽调制SVPWM时，根据所述原始三相调制波的调制度，确定空间矢量脉宽调制SVPWM的线性调制区和过调制区；
如果SVPWM处于过调制区，在保持所述原始三相调制波中参考电压的相位角不变的条件下修正所述原始三相调制波中参考电压的幅值，使得由所述参考电压的相位角和所述参考电压的幅值构成的参考电压矢量位于电压空间矢量平面六边形覆盖区域内，得到修正后的三相调制波；
对所述修正后的三相调制波进行空间矢量脉宽调制；
其中，所述线性调制区为：0＜M≤1.154，所述过调制区为：1.154＜M≤1.21；其中，M为原始三相调制波的调制度；
所述修正后的三相调制波满足以下条件：
M1＝28.884M2-56.958M+29.075且
其中，M1为修正后的三相调制波的调制度；M为原始三相调制波的调制度；θ为参考电压的相位角，
2.根据权利要求1所述的调制方法，其特征在于，所述对所述修正后的三相调制波进行空间矢量脉宽调制包括：
根据所述修正后的三相调制波中参考电压的幅值，获得零序分量；
将所述零序分量叠加到所述修正后的三相调制波中，并比较叠加零序分量后的三相调制波与三角载波，得到占空比信号。
3.根据权利要求2所述的调制方法，其特征在于，所述比较叠加零序分量后的三相调制波与三角载波，得到占空比信号包括：
获取预先构建的三角载波；所述三角载波的幅值为电机控制器直流母线电压的一半；
将叠加零序分量后的三相调制波中各相参考电压的幅值分别与所述三角载波的幅值进行比较；
如果叠加零序分量后的三相调制波中参考电压的幅值大于所述三角载波的幅值，则占空比信号为高电平；否则，占空比信号为低电平。
4.根据权利要求1所述的调制方法，其特征在于，还包括：
如果SVPWM处于线性调制区，将所述原始三相调制波作为修正后的三相调制波。
5.一种电压调制装置，其特征在于，包括：
确定单元，用于对原始三相调制波进行空间矢量脉宽调制SVPWM时，根据所述原始三相调制波的调制度，确定空间矢量脉宽调制SVPWM的线性调制区和过调制区；
修正单元，用于如果SVPWM处于过调制区，在保持所述原始三相调制波中参考电压的相位角不变的条件下修正所述原始三相调制波中参考电压的幅值，使得由所述参考电压的相位角和所述参考电压的幅值构成的参考电压矢量位于电压空间矢量平面六边形覆盖区域内，得到修正后的三相调制波；
调制单元，用于对所述修正后的三相调制波进行空间矢量脉宽调制；
其中，所述线性调制区为：0＜M≤1.154，所述过调制区为：1.154＜M≤1.21；其中，M为原始三相调制波的调制度；
所述修正后的三相调制波满足以下条件：
M1＝28.884M2-56.958M+29.075且
其中，M1为修正后的三相调制波的调制度；M为原始三相调制波的调制度；θ为参考电压的相位角，
6.根据权利要求5所述的调制装置，其特征在于，所述调制单元包括：
获得子单元，用于根据所述修正后的三相调制波中参考电压的幅值，获得零序分量；
比较子单元，用于将所述零序分量叠加到所述修正后的三相调制波中，并比较叠加零序分量后的三相调制波与三角载波，得到占空比信号。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910823871.6A CN110429896B (zh) | 2019-09-02 | 2019-09-02 | 一种电压调制方法及装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910823871.6A CN110429896B (zh) | 2019-09-02 | 2019-09-02 | 一种电压调制方法及装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN110429896A CN110429896A (zh) | 2019-11-08 |
| CN110429896B true CN110429896B (zh) | 2021-04-16 |
Family
ID=68418503
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201910823871.6A Active CN110429896B (zh) | 2019-09-02 | 2019-09-02 | 一种电压调制方法及装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN110429896B (zh) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN113472267B (zh) * | 2020-03-31 | 2023-06-06 | 安徽威灵汽车部件有限公司 | 过调制控制方法、装置以及电机驱动系统、存储介质 |
| CN113381658B (zh) * | 2021-06-21 | 2022-06-10 | 北京理工大学 | 一种用于电动汽车电机控制器的变权重叠加型过调制方法 |
| CN114123827B (zh) * | 2021-12-09 | 2023-09-29 | 同济大学 | 一种中点钳位型三电平逆变器双模式过调制方法 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103051230B (zh) * | 2012-12-26 | 2015-02-25 | 上海大学 | 改进的二极管箝位式三电平逆变器过调制方法 |
| CN104333245B (zh) * | 2014-11-03 | 2017-01-18 | 合肥工业大学 | 基于载波实现的过调制方法 |
| CN106533306B (zh) * | 2016-12-27 | 2019-09-27 | 广东美的制冷设备有限公司 | 永磁同步电机系统及其过调制控制方法和装置 |
| FR3066335B1 (fr) * | 2017-05-12 | 2020-05-08 | Renault S.A.S | Procede de commande d'un onduleur triphase. |
-
2019
- 2019-09-02 CN CN201910823871.6A patent/CN110429896B/zh active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN110429896A (zh) | 2019-11-08 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN110429896B (zh) | 一种电压调制方法及装置 | |
| KR101928437B1 (ko) | 전동기를 구동하는 인버터의 출력전압을 제어하는 방법 및 장치. | |
| CN108123653B (zh) | 马达控制系统的自适应脉宽调制 | |
| KR101993379B1 (ko) | 전동기를 구동하는 인버터의 출력전압을 제어하는 방법 및 장치. | |
| JP5794274B2 (ja) | マトリクスコンバータ | |
| WO2014192373A1 (ja) | 電力変換装置、電力変換装置の制御方法、回転センサレス制御装置及び回転センサレス制御装置の制御方法 | |
| EP4358335A1 (en) | Dc fault clearing control method and device for hybrid mmc, and storage medium | |
| US20210114652A1 (en) | Motor control device | |
| US11104374B2 (en) | Motor control device, electrically driven actuator product, and electrically driven power steering device | |
| JP6544170B2 (ja) | ３レベルインバータの制御装置 | |
| JP6536460B2 (ja) | インバータ制御装置 | |
| US10250161B1 (en) | Adaptive harmonic elimination compensation for voltage distortion elements | |
| JP2009201250A (ja) | モータの制御装置 | |
| JP2009124799A (ja) | モータ制御装置 | |
| JP4846205B2 (ja) | Ｐｗｍインバータの制御方法 | |
| WO2023115991A1 (zh) | 柔性直流输电系统直流侧振荡抑制方法、装置、计算机可读存储介质及电子设备 | |
| CN112803823B (zh) | 脉冲宽度调制方法、逆变器和控制器 | |
| CN114759818A (zh) | 一种十三段式载波脉宽调制方法、系统及相关组件 | |
| JP2005253229A (ja) | 相電圧指令値補正方法およびこの相電圧指令値補正方法を使用したモータ制御装置 | |
| CN112567620B (zh) | 逆变装置 | |
| WO2015097533A1 (en) | Motor control system, motor control device, and motor control method | |
| Han et al. | Spread current spectrum method based on model predictive control with double sampling | |
| JP3064929B2 (ja) | 誘導電動機の制御方法 | |
| JP6754022B1 (ja) | 電力変換装置 | |
| CN114070150B (zh) | 一种用于提升永磁同步电机效率和功率的方法、装置及存储介质 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |