CN110383103A - 具有共享调制电容器的集成电路和应答器电路 - Google Patents

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Abstract

描述的示例包括多信道RF应答器电路(100)，多信道RF应答器电路(100)具有：各自连接到对应的天线电路(104‑1、104‑2、104‑3)的多个应答器信道电路(102‑1、102‑2、102‑3)；可配置共享调制电容器(122)；信道切换电路(121)，信道切换电路(121)将调制电容器(122)选择性地连接到选择的应答器信道电路(102‑1、102‑2、102‑3)；以及调制电路(120、126)，调制电路(120、126)根据调制控制信号(CAPSEL)在两个或更多个值(CM)之间选择性地改变调制电容器(122)的电容值(CM)，以使用选择的应答器信道电路(102‑1、102‑2、102‑3)传输上行链路数据(128)。

Description

具有共享调制电容器的集成电路和应答器电路
技术领域
本申请总体涉及无线电接收器和传输器，并且更具体地涉及多信道射频识别(RFID)应答器和系统。
背景技术
RFID应答器通常是小设备，该小设备可以包括用于为内部电路供电的电池，但是经常使用可从由RFID读取器生成的RF场获得的能量来操作。低功率应答器经常以零内部功率开始操作，并且使用通过应答器天线接收的能量生成内部电源。在操作中，应答器从读取器接收具体RF信号，并且通过传输具有可以由读取器检测的具体特性的RF信号作出响应。由读取器和应答器生成的RF信号通常用数据调制，允许读取器和应答器之间的数据交换。低功率RF应答器的该特征在多种应用(诸如汽车设备)中有用。RF应答器包括用于从读取器接收信号和/或能量且将数据传输到读取器的天线。数据和功率接收通常取决于读取器天线和应答器天线的相对取向。
在读取器和应答器的相对定位是可变的情况下，多信道(例如，3-D)应答器是有用的。例如，汽车防盗器系统包括定位在车辆中的固定位置处的RFID读取器，并且3-D应答器安装到钥匙扣。如果车辆的RFID读取器正确检测钥匙扣应答器，则用户可以被允许进入车辆，并且/或者被准许按压起动按钮以起动车辆。然而，固定RFID读取器天线和安装到钥匙扣的应答器天线的相对位置是不确定的。于是，此类防盗器系统经常使用3-D应答器天线布置，其中一组三个天线以相互正交的取向被安装在钥匙扣上。从读取器到应答器的初始数据传输被称为下行链路通信。在应答器从读取器接收数据之后，应答器以被称为上行链路通信的传输的信息作答。
上行链路通信经常使用频移键控或FSK通信实施，其中数据信号状态由载波信号的两个或更多个离散频率表示。应答器经常调制形成包括应答器天线的谐振电路的一部分的电容器，以便为FSK上行链路传输生成多个RF信号频率。然而，此类多信道应答器需要多个FSK调制电路，多个FSK调制电路占用电路板或集成电路管芯上的空间。在多于两个FSK数据状态用于上行链路通信的情况下，需要附加调制电容器，这另外加重该问题。
发明内容
所描述的示例包括多信道RF应答器系统和集成电路，多信道RF应答器系统和集成电路具有各自连接到对应的天线电路的多个应答器信道电路。应答器系统包括可配置共享调制电容器和信道切换电路，信道切换电路将调制电容器选择性地连接到选择的应答器信道电路。调制电路根据调制控制信号在两个或更多个值之间选择性地改变调制电容器的电容值，以使用选择的应答器信道电路传输上行链路数据。在一些示例中，各个应答器系统包括交叉耦合全桥整流器，以从接收的RF信号生成电源电压。
附图说明
图1是具有3-D应答器的多信道RFID系统的示意图。
图2是在图1的应答器中的示例共享调制电容器电路的示意图。
图3是用于图1的应答器中的信道和电容器选择的示例切换电路的示意图。
图4是包括图1和图2的3-D应答器的示例防盗器的示意图。
图5是在图1和图2的应答器中的示例整流器、限制器和拔除(pluck)电路的示意图。
图6是在图1和图2的应答器中的示例交叉耦合全桥整流器电路的示意图。
图7是在图1和图2的应答器中的示例NMOS限制器电路的示意图。
图8是在图1和图2的应答器中的示例PMOS限制器电路的示意图。
图9是在图1和图2的应答器中的示例时钟再生器电路的示意图。
图10是时钟再生器波形的信号图。
图11是在图1和图2的应答器中的上行链路振荡器电路的示意图。
图12是在图1和图2的应答器中的示例双斜率振荡器定时电路的示意图。
图13是上行链路振荡器波形的信号图。
图14是在图1和图2的应答器中的示例双整流器二极管电流镜电路的示意图。
图15是在图1和图2的应答器中的示例PMOS限制器电流镜电路的示意图。
图16是在图1和图2的应答器中的示例二极管镜像电流信号发生器电路的示意图。
图17是在图1和图2的应答器中的示例限制器镜像电流信号发生器电路的示意图。
图18是在图1和图2的应答器中的示例场强比较器电路的示意图。
图19是场强比较器波形的信号图。
图20是在图1和图2的应答器中的示例防盗器功率开关电路的示意图。
具体实施方式
在附图中，相似的附图标记始终指相似的元件，并且各种特征不一定按比例绘制。在该描述中，术语“耦合”、“被耦合”或“与……耦合”包括间接或直接电或机械连接或其组合。例如，如果第一设备耦合到第二设备或者与第二设备耦合，则该连接可以通过直接电连接，或通过经由一个或多个中间设备和连接的间接电连接。
图1示出具有形成在3-D应答器集成电路(IC)101中的应答器电路100的多信道RFID系统。图2示出图1的应答器IC 101中的示例共享调制电容器电路的细节。应答器电路101包括多个应答器信道电路102，多个应答器信道电路102各自连接到对应的天线电路104以接收射频(RF)信号LFa、LFb。在示出的示例中，应答器IC 101包括三个应答器电路102-1(附图中的应答器1)、102-2(应答器2)和102-3(应答器3)。在其它示例中，可使用任何整数M个应答器电路102，其中M大于1。在图1中，应答器信道电路102-1、102-2和102-3分别各自与对应的应答器天线电路104-1、104-2和104-3相关联。各个应答器天线电路104包括具有电感LA和天线电路电容器CA的天线。在一个示例中，图1的应答器系统可以用于机动车辆防盗器系统中，其中各个天线彼此以不同的取向定位在钥匙扣或用户钥匙设备中。例如，可以使用三个相互正交的天线，以便促进应答器系统和读取器116的天线118之间的RF通信。如图1中示意性示出的，读取器116将下行链路数据DL传输到应答器系统，以用于由应答器天线电路104中的一个或多个接收。在操作中，应答器系统通过将上行链路数据UL从应答器天线电路104中的选择的一个传输到读取器天线118作出响应。
各个应答器信道电路102-1、102-2和102-3包括信号输入节点对，信号输入节点对包括第一信号输入节点106和第二信号输入节点108。各个信号输入节点对106、108经耦合以从相关联的应答器天线电路104接收RF信号LFa、LFb。在所示示例中，IC 101包括三个可外部接入端子对103，例如，导电IC引脚或焊盘。端子对103各自连接到对应的信号输入节点对106、108，以从相关联的应答器天线电路104接收对应的RF信号LFa、LFb。在该示例中，第一端子对包括经连接以将信号LFa1递送到第一应答器信道电路102-1的信号输入节点106-1的端子103a-1，以及经连接以将信号LFb1递送到第一应答器信道电路102-1的信号输入节点108-1的端子103b-1。类似地，第二端子对包括经连接以将信号LFa2递送到信号输入节点106-2的端子103a-2，以及经连接以将信号LFb2递送到第二应答器信道电路102-2的信号输入节点108-2的端子103b-2。再者，与第三应答器电路102-3相关联的第三端子对包括经连接以将信号LFa3递送到信号输入节点106-3的端子103a-3，以及经连接以将信号LFb3递送到信号输入节点108-3的端子103b-3。
如图1所示，各个应答器信道电路102包括连接到对应的信号输入节点106和108的信道整流器电路110，以及也连接到信号输入节点106和108的信道限制器电路109。在下文中结合图5、图7和图8示出和描述示例限制器电路的另外的细节。在一些示例中，各个应答器信道整流器电路110是交叉耦合全桥整流器电路。在下文中结合图5和图6另外示出和描述示例信道整流器电路110。应答器信道整流器电路110根据接收的RF信号LFa、LFb，相对于参考节点114的电压VSS在电源节点112处生成电源电压VCL。应答器IC 101还包括连接在电源电压节点112和参考节点114之间的负载电容器CL。如下文另外描述的，一个或多个全桥整流器电路110的使用有利地促进电源电压VCL和参考节点电压VSS(例如，接地)之间的天线电压的控制。这进而促进单个调制电容器120的切换共享，以用于使用FSK进行上行链路通信。在操作中，应答器IC 101的各种电路由电源电压VCL供电，并且整流器电路110使用在天线电路104中的一个或多个处的接收的RF信号得到的能量建立或维持电源电压VCL。以该方式，图1中的所示出的读取器116递送能量(图1中示意性示出为“能量”)以为应答器IC101供电。在一些示例中，IC 101唯一地由来自相关联的读取器电路116的接收的能量供电。在其它示例中，IC 101可以由相关联的电池供电，以至少部分地建立电源电压VCL(未示出)，并且整流器电路110可以用于补充电池供电，或当电池卸下时为IC 101供电。
应答器IC 101及其应答器电路100包括调制电路，调制电路具有电容值CM的可配置共享调制电容器122，以及将调制电容器122选择性地连接到选择的应答器信道电路102的信道切换电路121。再者，应答器电路100包括调制电路120、126，以根据调制控制信号CAPSEL选择性地改变调制容器122的电容值CM，例如，以使用频移键控(FSK)通信使用选择的应答器信道电路102传输上行链路数据128。在操作中，在应答器电路100从读取器116接收下行链路数据DL之后，应答器电路100以上行链路数据128作答，并且使用应答器电路102中的选择的一个将上行链路数据UL传输到读取器116。对于FSK上行链路通信，应答器电路100选择性地改变共享调制电容器122的电容值CM，以使用包括调制电容CM、选择的天线电路天线电感LA和天线电路电容器CA的谐振天线电路修改RF信号频率。如上文所述，在应答器信道电路102中的每个中复制用于FSK信号调制的切换电容器需要大量的半导体管芯或芯片面积，尤其是对于具有三个天线电路104的3-D应答器。在典型的3-D应答器应用(例如，汽车防盗器系统)中，仅一个天线电路100用于将上行链路数据传输回到读取器116。在所示示例中，单个共享调制电容器电路120提供与应答器信道电路1024中的单个应答器信道电路的选择性连接，以用于FSK上行链路调制通信。因此，所描述的示例通过在三个应答器信道之间共享电容器122，关于节省半导体管芯面积提供显著的优点。
参考图1-图3，图2中的调制电容器122包括第一和第二电容器节点122a和122b，第一和第二电容器节点122a和122b包括第一电容器节点122a和第二电容器节点122b。信道切换电路121根据信道选择信号CHSEL将调制电容器122选择性地连接到选择的信号输入节点对106、108和相关联的IC端子对103。可以使用任何合适的切换电路121。图1和图2示意性地示出一组两个单极三掷开关(图2中的121a和121b)，该组两个单极三掷开关具有连接到第一电容器节点122a和第二电容器节点122b的极，以及极到对应的选择的信号输入节点106、108的可选择连接。如图1和图2所示，信道选择电路124将信道选择信号CHSEL提供到共享调制电容器电路120的控制输入125，以操作信道切换电路121。图3示出一个示例，其中信道切换电路121包括各自连接在调制电容器122的电容器节点122a、122b中的对应的一个与信号输入节点106、108中的对应的一个之间的互补传输门(complementary pass gate)。图3中仅示出单个互补传输门电路，其中反相器302接收对应的信道选择输入信号CHSEL[j]，其中j＝l-3。来自反相器302的输出信号控制PMOS晶体管303p的栅极电压，并且信号CHSEL[j]直接控制NMOS晶体管303n的栅极电压。在所示示例中，图2的电路121a和电路121b每个包括三个互补传输门，三个互补传输门中的每个包括如图3所示的NMOS晶体管303n和PMOS晶体管303p。图1和图2中的信道选择电路124可以使用任何合适的逻辑以选择特定的应答器信道电路102用于在传输上行链路数据中使用。例如，可以根据在对应的应答器信道电路102处从读取器116接收的最大下行链路通信信号幅度选择上行链路传输信道电路102。
如图2所示，共享调制电容器电路120包括电容器阵列200和调制控制电路202，该调制控制电路202连接到调制电容器122以根据调制控制信号CAPSEL选择性修改调制电容器122的电容CM。图1和图2中的电容器选择电路126提供控制信号CAPSEL，以作为单个控制信号或多个控制信号和到共享调制电容器电路120的输入127来选择调制电容CM。图2的电容器阵列200示例包括8个电容器C0、C1、C2、C3、C4、C5、C6和C7，并且调制控制电路202包括8个对应的开关S0、S1、S2、S3、S4、S5、S6和S7。其它实施方式是可能的，其中电容器阵列200包括任何整数N个电容器Ci，其中N大于1，并且调制控制电路202包括N个调制控制开关Si。在N大于3的一些示例中，电容器选择电路126可以提供控制信号CAPSEL，以选择性地将共享调制电容CM设定为至少四个值中的一个，因此允许四级FSK调制用于上行链路数据传输。各个电容器Ci包括连接到第一电容器节点122a的第一电容器端子和连接到对应的开关Si的第二电容器端子。各个调制控制开关Si包括连接到对应的电容器Ci的第二电容器端子的第一开关端子，以及连接到第二电容器节点122b的第二端子，如图2所示。
在操作中，当对应的开关控制信号MODCAP[i]处于第一状态时，各个调制控制开关Si将对应的电容器Ci的第二电容器端子电连接到第二电容器节点122b。当对应的开关控制信号MODCAP[i]处于第二状态时，开关Si将对应的电容器Ci的第二电容器端子与第二电容器节点122b断开连接。以该方式，电容器选择电路126提供包括N个调制电容器开关控制信号MODCAP[i]的N位控制信号127(CAPSEL)，其中I＝0至N-1(例如，MODCAP[0]、MODCAP[1]、MODCAP[2]、MODCAP[3]、MODCAP[4]、MODCAP[5]、MODCAP[6]和MODCAP[7])。N个开关控制信号MODCAP[0，i]各自地控制N个调制控制开关Si，以设定第一电容器节点122a和第二电容器节点122b之间的调制电容器122的电容CM。
如图3所示，在一个示例中，各个调制控制开关Si是互补传输门，每个互补传输门具有NMOS晶体管301n和PMOS晶体管301p。图3中仅示出控制开关Si中的单个控制开关。互补传输门开关Si包括反相器300，反相器300接收对应的开关控制信号MODCAP[i]，并且提供输出，以控制PMOS晶体管301p的栅极电压。开关控制信号MODCAP[i]直接控制传输门NMOS晶体管301n的栅极电压。以该方式，控制信号CAPSEL确定哪个电容器Ci连接在第一共享调制电容器节点122a和第二共享调制电容器节点122b之间，以及N个电容器Ci中的任一个是否连接在第一共享调制电容器节点122a和第二共享调制电容器节点122b之间。在一些示例中，N个电容器Ci具有不同的电容值。此外，在一些示例中，虽然不是所有可能实施例的严格要求，但是N个电容器Ci的电容值是二进制加权的。在图2的示例中，虽然不是所有实施例的严格要求，但是8个电容器C0、C1、C2、C3、C4、C5、C6和C7基于电容单位“C”具有对应的二进制加权值，其中C0＝C、C1＝2C、C2＝4C、C3＝8C、C4＝16C、C5＝32C、C6＝64C，并且C7＝128C。二进制加权电容器C0-C7的选择有利地促进范围调整以适应不同传输天线电感值LA，并且根据调制控制信号CAPSEL允许两个或更多个电容值CM之间的FSK调制。因此，所描述的示例提供容易适应的解决方案，包括多信道应答器集成电路101和应答器电路100使用FSK通信使用与选择的应答器信道电路102相关联的应答器天线电路104传输上行链路数据128。再者，如上文描述的，共享调制电容器电路120有利地节省电路管芯空间，以提供任何期望的信道数量N和任何期望数量的FSK传输级(例如，2FSK、4FSK)的多信道应答器电路。此外，所描述的调制电容器电路提供到选择的应答器信道电路102的差分电容器连接。由于全桥整流器电路110和限制器电路109一般将天线电压维持在参考节点电压VSS和电源电压VCL之间，所以紧凑MOFET开关设备可以用于调制。在一个示例(2FSK)中，两个不同的数据值(例如，2fsk1和2fsk0)用于控制电容器选择开关Si。在用于4FSK传输的另一个示例中，所配置的值(例如，4fsk11、4fsk10、4fsk01和4fsk00)用于切换控制。
图4示出包括如上文结合图1和图2描述的3-D应答器电路100的示例低频(LF)防盗器系统实施方式。在一个示例中，防盗器结构是具有自保护输入电路的复杂IO，该复杂IO可以在集成电路管芯的I/O环中实施。在一个示例中，防盗器I/O配置被分成高压(HV)部分、低压(LV)部分和偏置生成部分或电路402。在一个示例中，偏置生成电路402包括高压部件。HV部分的共享调制电容器电路120包括高压部件。HV部分的共享调制电容器电路120通过如上文所述的对应的信道选择开关连接到信号输入节点对106、108。防盗器的LV部分实施解调器功能、具有相关联的滤波的低频(LF)场强比较器、LF时钟再生器电路404、具有中间时钟发生器电路的上行链路振荡器电路410和411，以及拔除脉冲发生器电路412。如图4所示，信号输入节点对106、108也连接到对应的限制器和整流器电路109、110，如上文结合图1所示和所描述的。再者，各个应答器信道电路102包括如图4所示的第一“拔除”电路400a和第二“拔除”电路400b。每个信道电路102-1、102-2和102-3具有对应的低频时钟(LFCLK)再生器电路404-1、404-2和404-3。低频时钟再生器电路404将输入信号提供到包括逻辑电路411的振荡器定时电路410。拔除电路400和振荡器定时电路410将信号提供到拔除发生器电路412。再者，限制器电路109将信号提供到充电限制器和信道选择电路406，并且提供到解调器充电限制器电路408。
图5示出应答器电路100的高压(HV)部分中的整流器110、限制器109和拔除电路400的一个可能实施方式的另外的细节。如图5所示，拔除电路400a和400b每个包括串联连接在对应的信号输入节点106、108与第二电源(参考)节点114(VSS)之间的NMOS晶体管510和512。根据控制信号npor和plucka/pluckb分别操作晶体管510和512。图5和图6示出可以用于各个应答器信道电路102中的示例交叉耦合全桥整流器电路110。如图6所示，整流器电路110包括连接在电源电压节点112(VCL)与信号输入节点106和108之间的交叉耦合上部PMOS晶体管501和502。全桥整流通过晶体管501和502以及二极管503和504实现，其中二极管503连接在参考电压节点114(VSS)和信号节点106之间，并且二极管504连接在参考节点114和信号节点108之间。在一个示例中，隔离的NMOS晶体管可以用于以二极管连接的配置实施二极管503和504。在启动时的操作中，应答器电源电压VCL从0V开始，并且由来自读取器116(图1)的传输引起的低频RF信号LFa、LFb最终超过PMOS晶体管501、502中的一个的栅极端子处的阈值电压VT。当晶体管501或502导通时，通过晶体管向电源电压节点112发生充电，以对负载电容器CL(图1)充电。随着RF信号LFa、LFb振荡，整流器电路晶体管501和502交替导通和截止，以继续对负载电容器CL充电，这增加电源电压VCL。
图7和图8示出NMOS限制器电路109n和PMOS限制器电路109p的细节。如图5中所示，为信号输入节点106和108中的每个提供NMOS限制器电路109n和PMOS限制器电路109p(连接到信号输入节点106的NMOS限制器电路109na和PMOS限制器电路109pa，以及连接到信号输入节点108的限制器电路109na和限制器电路109pb)。NMOS限制器电路109n(图7)中的每个包括NMOS功率晶体管520，NMOS功率晶体管520由信号vctl控制，并且被连接在对应的信号输入节点106、108与下部电源节点114(VSS)之间。NMOS限制器电路109n也包括分别由栅极信号vref1p和vref2p控制的PMOS晶体管522和523，以及由栅极信号vbias控制的NMOS晶体管524。图5中的防盗器电路充当静电放电(ESD)保护电路，并且也作为低频(LF)过压输入保护电路操作，低频(LF)过压输入保护电路可操作以在供电操作期间且也在具有零电源(VCL＝0)的情况下保护应答器电路100。图7和图8中的电压LF被限制为值Vlim，值Vlim是电压Vref1p和Vref2p中的较高者加上PMOS晶体管的一个阈值电压。对于没有电源的情况，图7和图8中的控制电压节点Vctl被初始放电，以具有定义的电压。如图8所示，每个PMOS限制器电路109p包括耦合在第一电源节点112(VCL)和对应的信号输入节点106、108之间的PMOS限制器功率晶体管530。PMOS限制器电路109p也各自包括分别由信号Ven和vrefn控制的NMOS晶体管533和534，以及由Ven信号控制的PMOS晶体管531和由偏置信号vbias控制的PMOS晶体管532。由信号Ven使能(enabled)图8中的互补PMOS限制器电路，以将相对于电源电压VCL的信号电压LF限制为信号电平Vrefn中的较低者减去NMOS晶体管的阈值电压。在一个示例中，参考和使能信号由分开的电路(未示出)生成，以在电源电压VCL＞3之后使能PMOS限制器电路。NMOS限制器电路109n限制电压LF和VCL两者，因为整流器电路110将VCL连结到LF。在没有电源电压(例如，VCL＝0)的情况下，NMOS限制器电路109n将输入电压/VCL限制为Vref1p加上一个PMOS晶体管电压降(VTP)，这对于带隙电路启动且释放复位来说足够高。在该模式中，Vref2p是0，并且PMOS限制器电路109p被去使能(disabled)。在复位被释放之后，当PMOS限制器电路109p保持去使能时，Vref2p被设定为VCL，以在共模信号的情况下对LF电压高于VCL加上VTP提供限制器功能。当电源电压VCL超过3V(或其它预定义电平)时，PMOS限制器电路109p以大约一个PMOS晶体管电压降(VTP)的参考电压被使能。以该方式，LF电压的幅度被限制为电源电压VCL。在一个示例中，在3.0V的标称电源电压VCL的情况下，限制器电路109将晶体管的最大栅极电压限制为大约3.6V。
参考电压发生器(未示出)以三种不同模式操作。在带隙尚未工作的情况下加电时，NMOS限制器109n以参考信号vlimreflow操作。在带隙工作但VCL＜3的第二模式中，LF电压(图7)被整流机构限制为VCL加上二极管电压。当对于VCL＞3的带隙操作时，用参考信号enlim和vlimref在第三模式中激活PMOS限制器。信号vlimreflow用于NMPS限制器109n。这将LF电压限制为vlimreflow加上相对于VSS的PMOS晶体管电压降(VTP)。在存在LF信号时(例如，在由LF加电期间)，电源电压VCL也被限制。限制的电源电压高于带隙的启动电压且小于预先确定的值(例如，3V)。在一个示例中，信号vlimreflow由无源电阻器/分压器二极管结构提供，以促进可靠的启动。在一个示例中，通过使用有源带隙将(分压的)电源电压与带隙电压进行比较来创建信号enlim，并且附加无源下拉用于可靠启动。信号vlimref从信号enlim得到，并且比VSS高大约一个NMOS晶体管电压降(VTN)。这将LF限制为大约VSS，并且不发生负载电容器CL的另外的充电。
图9示出时钟再生器电路示例404，并且图10示出图9的电路中的时钟再生器波形。图10中的曲线图1000示出示例RF信号电压曲线1002(LFa)和1004(LFb)，并且曲线图1010示出表示图9的电路404中的信号波形的曲线1012(ii_lfa)和1014(ii_lfb)。再者，图10中的曲线图1020示出由时钟再生器电路404产生的ca波形1022、cb波形1024和低频时钟信号波形1026(lfclk)。时钟再生器(图9中的clkreg)由一对PMOS晶体管组成，其中栅极连接到阻碍NMOS恒流源工作的Lf。输出信号ii_lfx馈送比较器(具有比较器阈值vthresh，图9中未示出)。图9中的示例电路包括迟滞比较器电路，迟滞比较器电路生成分别示出为图10中的曲线1022和1024的输出ca和cb。在一个示例中，信号ca和cb是可以包括占空比失真的原始LF时钟信号。USM电路去除占空比失真，并且提供示出为图10中的曲线1026的输出信号lfclk。LF再生器电路404包括用于LFa和LFb信号中的每个的时钟再生的电流源电路，以及用于基于信号输入节点106和108处的RF信号LFa和LFb提供时钟信号lfclk的泄漏补偿电路。在一个示例中，NMOS恒流源中的电流低，以保持静态电流低。对于高温和快速PMOS工艺角，crkreg PMOS的泄漏可能高于该电流，使得ii_lfa/b将永远不会低于阈值电压vthresh。在一个示例中，泄漏电流被补偿。对于PMOS截止状态，所得的泄漏电流被添加到NMOS电流源以补偿泄漏。对于PMOS导通状态，由vrefp偏置PMOS恒流源限制泄漏补偿的电流。泄漏补偿对于使用低阈值电压PMOS晶体管的实施方式是有利的，并且可在其它实施方式中省略。为了清楚，图9中未示出偏置生成、共源共栅晶体管和断电电路。
图11示出图1和图2的应答器中的示例上行链路振荡器电路。图11中的上行链路振荡器电路包括LF时钟再生器电路404-1、404-2和404-3，LF时钟再生器电路404-1、404-2和404-3接收相关联的RF信号LFa、LFb，并且将使能信号en和LF时钟信号lfclk1、lfclk2、lfclk3提供到逻辑电路411。逻辑电路411将两组电容器控制信号提供到振荡器定时电路410，两组电容器控制信号包括用于电容器c1和c2的上升或充电信号(c1uz和c2uz)，以及放电和预放电信号c1d、c1pd、c2d和c2pd。逻辑电路410将中间时钟信号mclk提供到拔除发生器电路412。拔除发生器电路412进而从对应的拔除晶体管电路400a接收三个信号pluck1a、pluck2a和pluck3a，也如上文描述的图4中所示。图12示出示例振荡器定时电路410，并且图13提供示出振荡器定时电路410中的信号波形的曲线图1300。曲线图1300包括示出lfclk信号的曲线1302、示出c2uz信号的曲线1304、示出c2d信号的曲线1306和示出示例c2pd信号的曲线1308。再者，图13包括示出c1uz信号的曲线1310、示出c1d信号的曲线1312和示出电路410中的c1pd信号的曲线1314。曲线图1300也包括振荡器定时曲线1316(c1node)、1318(c2node)和示出中间时钟信号mclk的1320，以及拔除发生器输出信号曲线1322(plucka)。在操作中，两个电容器经由双斜率振荡器定时电路在时钟的接通阶段(on-phase)交替充电(例如，cxu)和放电(例如，cxd)，以便生成中间时钟信号mclk。上行链路振荡器(图11)使用天线谐振电路经由所接收的LFa和LFb RF信号设定振荡频率。防盗器逻辑电路411使能选择的天线/应答器信道电路102的时钟再生器，并且为振荡器定时电路410创建控制信号。来自逻辑电路411的这些信号与LF时钟同步。振荡器定时电路410使用双斜率方法以识别时钟相位的中间时间，如图12和图13中所示。在操作中，对于相同的充电和放电电压，该电路将接通阶段的中间(mclk)识别为电容器电压的交叉点。在检测到该交叉点后，在一个示例中，电路以下降沿对电容器放电，以抑制颤振。再者，该电容器经由预放电信号cxpd保持放电。
具有数字延迟和信号mclock的异或(XOR)的边沿检测创建脉冲，该脉冲控制拔除结构。拔除脉冲的长度不是关键的，并且可以由拔除发生器电路中的DfT特征选择较长的脉冲。该脉冲代替天线谐振电路中的能量损失，并且维持振荡。比较器的偏移和电容器之间的差异在两个振荡内被平均掉。充电和放电电流之间的偏移致使与理想中间的偏差，这用于补偿时钟再生器的延迟。在一个示例中，拔除电路包括串联的两个晶体管，两个晶体管中的一个连接到npor，以避免在加电期间的无意拔除。对于振荡器，仅在LFxa处需要一个拔除结构，但是在一些示例中，相同结构被放置在LFxb处。
参考图4和图14-图17，在一个示例中，解调器电路使用电流镜技术以确认承载图4中的充电或限制电流的整流器和限制器电路部件(例如，501-504)中的电流。如上文所述，该电路被复制用于各个应答器信道电路102(图1)中的每个，并且提供可以由应答器IC1012使用的信号，应答器IC 1012基于各种因素(诸如来自读取器116的下行链路通信的接收的信号强度)智能选择特定应答器信道用于在上行链路通信中使用。图14示出双整流器二极管电流镜电路1400，双整流器二极管电流镜电路1400可以用于测量整流器电路110的二极管503或504中流动的电流。在该情况下，充电电流Ichg从对应的各个信号输入节点106或108流动，以对负载电容器CL(图1)充电，以建立电源电压VCL。在图1的左侧上，电流镜电路被示意性示出，以传导镜像电流k*Ichg，镜像电流k*Ichg与用于对负载电容器CL充电的充电电流(Ichg)成比例。图14的右侧示出使用二极管连接的NMOS晶体管503、504以实施下部整流器二极管且使用对应的NMOS电流镜晶体管以提供镜像电流信号k*Ichg的电路示例。在操作中，基于整流器电路110和/或电源电压VCL和负载电容器CL的充电条件或状态，应答器IC101的电路可以在应答器电路102和/或IC 101的通信电路的操作中使用镜像电流信号k*Ichg。
图15示出电流镜像以得到对应于PMOS限制器电路109p中的限制器电流Ilim的限制电流信号L*Ilim(也在上文描述的图4中示出)的示例。图16示出具有图1和图2的应答器中的电流源1602和迟滞电路1604的示例二极管镜像电流信号发生器电路1600。电流源1602从参考电压信号vddsw_1p5v操作，以提供从三个整流器电路110的LFa和LFb侧分成充电电流信号(Ichg)的电流信号。比较器电路1604将电流源1602的下部端子的电压与参考进行比较，并且生成整流器电流电平信号Ifrect。图17是图1和图2的应答器中的示例限制器镜像电流信号发生器电路1700的示意图。电路1700包括从电源电压信号vddsw_1p5v操作的参考电流源1702。用于三个应答器信道中的每个的来自图15的电路的限制器电流镜信号Ilim在求和节点处求和，并且提供到电流镜晶体管1706。所求和的限制器电流被镜像到与参考电流源1702串联连接的第二晶体管1708。电路1700也包括迟滞比较器电路1704，该迟滞比较器电路1704将参考电流源1702的下部端子与阈值比较并且提供限制器电流电平信号Iflim。也如图5和图6所示，形成交叉耦合全桥整流器电路110的电路部件501-504承载应答器电路100的充电电流或限制电流操作。如图15-图17所示，相同类型但具有较小宽度且具有相同/类似操作条件的元件被用作电流镜，以递送电流信号，该电流信号是充电和限制电流的一部分。在一些示例中，这些电流镜信号指示应答器的操作条件。在一个示例中，所感测的电流镜信号是脉冲轨迹(pulse trace)，该脉冲轨迹发生的频率是载波频率的两倍。如果检测到充电或限制条件，则LFon变有效。在一个示例中，LFon信号被生成为lfchg或lflim，并且在数字域中被滤波。
图18和图19示出一些应答器IC实施例的示例场强比较特征。图18示出在图1和图2的应答器中的示例场强比较器电路1800。图19是示出在图18的电路1800中的滤波之前的示例场强比较器信号序列的信号图1900。图19示出表示图1的相应第一应答器信道电路102-1、第二应答器信道电路102-2和第三应答器信道电路102-3中的感测电流的示例信号曲线1902(lf1)、1904(lf2)和1906(lf3)。图18中的电流镜电路1801对来自第二应答器电路102-2的电流感测信号进行镜像。求和点对镜像电流信号与来自第一应答器电路102-1的电流感测信号求和。第一迟滞比较器电路1802将所得的求和点电压与阈值进行比较并且生成第一比较器信号，当lf1小于或等于lf2时，第一比较器信号具有第一状态(例如，低或逻辑“0”)，并且当lf1大于或等于lf2时，第一比较器信号具有不同的第二状态(例如，高或逻辑“1”)。在一个示例中，比较器1802的输出信号使用低通滤波器电路(未示出)滤波。经滤波的比较器输出信号被示出为图19中的曲线1908(lf1＞lf2)。电路1800包括另外的镜像电路(未示出)和对应的迟滞比较器1804和1806(和可选地相关联的输出滤波器，未示出)，以生成用于其它两个比较的信号lf2＞lf3(图19中的曲线1910)和lf3＞lf1(曲线1912)。在一个示例中，电路1800的场强比较器使用用于解调器的相同的镜像感测电流，其中镜像感测电流与场强成比例，电流脉冲具有类似的宽度，并且电流脉冲仅发生微小移位。在图19的示例中，曲线1902、1904和1906示出具有不同高度的电流脉冲(对于LFa或LFb RF信号周期的一半)，并且曲线1908、1910和1912示出所得的比较器输出。
图20示出具有图1和图2的应答器电路100中的与门202、比较器2004和功率开关2006的示例防盗器功率开关电路2000。在一个示例中，开关电路2000使用用于解调器的相同信号Ichg(或k*Ichg)，以便控制在VCL(被示出为vddsw_3p3v)和电池电源电压vdd_3p3v之间的开关2006。在该示例中，开关的默认状态为闭合，使得vbat_3p3v可以经由内部电压vdd_3p3v供应vddsw_3p3v。当vddsw_3p3v大于vdd_3p3v或LF场正在对vddsw_3p3v充电时，然后开关2006通过比较器2004和与门2002断开。
在所描述的实施例中，修改是可能的，并且在权利要求的范围内，其它实施例是可能的。

Claims (20)

1.一种应答器电路，包括：
多个应答器信道电路，所述多个应答器信道电路各自包括信号输入节点对，以从相关联的应答器天线电路接收射频信号即RF信号，各个所述信号输入节点对包括第一信号输入节点和第二信号输入节点；以及
调制电容器电路，所述调制电容器电路包括：调制电容器、信道切换电路和调制控制电路，所述调制电容器包括第一电容器节点和第二电容器节点，所述信道切换电路用于根据信道选择信号将所述调制电容器的所述电容器节点选择性地连接到所述信号输入节点对中的选择的信号输入节点对，所述调制控制电路连接到所述调制电容器，以根据调制控制信号选择性地修改所述调制电容器的电容。
2.根据权利要求1所述的应答器电路，
其中所述调制电容器包括电容器阵列，所述电容器阵列包括整数N个电容器，所述电容器各自包括连接到所述第一电容器节点的第一电容器端子以及第二电容器端子，其中N大于1；
其中所述调制控制电路包括N个调制控制开关，所述调制控制开关各自包括连接到所述N个电容器中的对应的一个的所述第二电容器端子的第一开关端子，以及连接到所述第二电容器节点的第二端子，各个所述调制控制开关可操作以便当对应的开关控制信号处于第一状态时，将所述对应的电容器的所述第二电容器端子电连接到所述第二电容器节点，并且可操作以便当所述对应的开关控制信号处于第二状态时，将所述对应的电容器的所述第二电容器端子与所述第二电容器节点断开连接；以及
其中所述调制控制信号包括所述N个开关控制信号以各自控制所述N个调制控制开关，以设定在所述第一电容器节点和所述第二电容器节点之间的所述调制电容器的所述电容。
3.根据权利要求2所述的应答器电路，其中所述调制控制开关是各自包括NMOS晶体管和PMOS晶体管的互补传输门。
4.根据权利要求2所述的应答器电路，其中所述N个电容器具有不同的电容值，并且其中所述N个电容器的所述电容值是二进制加权的。
5.根据权利要求4所述的应答器电路，其中N大于3。
6.根据权利要求4所述的应答器电路，其中所述调制控制电路根据所述调制控制信号在两个或更多个电容值之间选择性地改变所述调制电容器的所述电容，以使用频移键控即FSK使用与所述信号输入节点对中的选择的信号输入节点对相关联的所述应答器天线电路传输上行链路数据。
7.根据权利要求2所述的应答器电路，其中各个所述应答器信道电路包括交叉耦合全桥整流器电路，以从在所述对应的信号输入节点对处接收的所述RF信号生成电源电压。
8.根据权利要求1所述的应答器电路，其中所述信道切换电路包括多个互补传输门，所述多个互补传输门各自连接在所述调制电容器的所述电容器节点中的对应的一个与所述信号输入节点中的对应的一个之间，各个所述互补传输门包括NMOS晶体管和PMOS晶体管。
9.根据权利要求1所述的应答器电路，其中所述调制电容器包括电容器阵列，所述电容器阵列包括多个各自可选择电容器，其中所述电容器具有不同的电容值，并且其中所述N个电容器的所述电容值是二进制加权的。
10.根据权利要求9所述的应答器电路，其中所述电容器阵列包括多于三个各自可选择电容器。
11.根据权利要求1所述的应答器电路，其中所述调制控制电路根据所述调制控制信号在两个或更多个电容值之间选择性地改变所述调制电容器的所述电容，以使用频移键控即FSK使用与所述信号输入节点对中的选择的信号输入节点对相关联的所述应答器天线电路传输上行链路数据。
12.根据权利要求1所述的应答器电路，其中各个所述应答器信道电路包括交叉耦合全桥整流器电路，以从在所述对应的信号输入节点对处接收的所述RF信号生成电源电压。
13.根据权利要求1所述的应答器电路，包括三个应答器信道电路，其中所述信道切换电路根据所述信道选择信号将所述调制电容器的所述电容器节点选择性地连接到所述信号输入节点对中的选择的信号输入节点对。
14.一种集成电路即IC，包括：
多个应答器信道电路，所述多个应答器信道电路各自包括信号输入节点对，所述信号输入节点对包括第一信号输入节点和第二信号输入节点；
多个可外部接入端子对，所述多个可外部接入端子对各自连接到所述信号输入节点对中的对应的信号输入节点对，以接收射频信号即RF信号，各个所述端子对包括连接到所述对应的信号输入节点对的所述第一信号输入节点的第一端子，以及连接到所述对应的信号输入节点对的所述第二信号输入节点的第二端子；
整流器电路，所述整流器电路从在所述信号输入节点对处接收的所述RF信号生成电源电压；
调制电路，所述调制电路根据调制控制信号在两个或更多个电容值之间选择性地改变共享调制电容器，以使用频移键控即FSK使用连接到所述端子对中的选择的端子对的应答器天线电路传输数据；以及
信道切换电路，所述信道切换电路根据信道选择信号将所述调制电容器选择性地连接到选择的端子对。
15.根据权利要求14所述的IC，
其中所述调制电容器包括电容器阵列，所述电容器阵列包括整数N个电容器，各个所述电容器包括连接到第一电容器节点的第一电容器端子以及第二电容器端子，其中N大于1；
其中所述调制电路包括N个调制控制开关，各个所述调制控制开关包括连接到所述N个电容器中的对应的一个的所述第二电容器端子的第一开关端子，以及连接到第二电容器节点的第二端子，所述调制控制开关根据所述调制控制信号的N个开关控制信号可操作，以各自设定所述第一电容器节点和所述第二电容器节点之间的所述调制电容器的所述电容值；并且
其中所述信道切换电路可操作以根据所述信道选择信号将所述调制电容器的所述第一电容器节点和所述第二电容器节点选择性地连接到选择的端子对。
16.根据权利要求15所述的IC，其中所述N个电容器具有不同的电容值，并且其中所述N个电容器的所述电容值是二进制加权的。
17.根据权利要求14所述的IC，其中所述整流器电路包括多个交叉耦合全桥整流器电路，所述多个交叉耦合全桥整流器电路各自对应于所述多个应答器信道电路，并且可操作以从在所述对应的信号输入节点对处接收的RF信号生成所述电源电压。
18.一种多信道RFID应答器系统，包括：
多个应答器天线电路，所述多个应答器天线电路接收射频信号即RF信号，各个所述应答器天线电路包括具有电感和电容器的天线，各个所述天线彼此以不同取向定位；
多个应答器信道电路，所述多个应答器信道电路各自包括连接到所述应答器天线电路中的对应的一个的信号输入节点对，所述信号输入节点对包括第一信号输入节点和第二信号输入节点；
调制电容器；
信道切换电路，所述信道切换电路根据信道选择信号将所述调制电容器选择性地连接到所述信号输入节点对中的选择的信号输入节点对；以及
调制电路，所述调制电路根据调制控制信号在两个或更多个电容值之间选择性地改变所述调制电容器的电容值，以使用连接到所述信号输入节点对中的选择的信号输入节点对的应答器天线电路传输数据。
19.根据权利要求18所述的系统，
其中所述调制电容器包括整数N个电容器，各个所述电容器包括连接到第一电容器节点的第一电容器端子以及第二电容器端子，其中N大于1；
其中所述调制控制电路包括N个调制控制开关，各个所述调制控制开关包括连接到所述N个电容器中的对应的一个的所述第二电容器端子的第一开关端子，以及连接到第二电容器节点的第二端子，所述调制控制开关根据所述调制控制信号的N个开关控制信号可操作，以各自设定所述第一电容器节点和所述第二电容器节点之间的所述调制电容器的所述电容值；并且
其中所述信道切换电路可操作以根据所述信道选择信号将所述调制电容器的所述第一电容器节点和所述第二电容器节点选择性地连接到所述信号输入节点对中的选择的信号输入节点对。
20.根据权利要求18所述的系统，其中各个所述应答器信道电路包括交叉耦合全桥整流器电路，以从在所述对应的信号输入节点对处接收的所述RF信号生成电源电压。
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