CN110376899B - 一种采用周期干扰差分补偿的双模结构半周期重复控制器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种采用周期干扰差分补偿的双模结构半周期重复控制器。根据奇次谐波半周期的负对称性和偶次谐波半周期的正对称性，分别构造相应的等效干扰；将等效干扰和干扰补偿项嵌入到吸引律；依据吸引律，构造e/v信号转换模块，其输出信号用于齐次谐波和偶次谐波半周期重复控制器的修正量，并以并联方式组合成双模结构半周期重复控制器。具体的控制器参数整定可依据表征系统收敛过程的单调减区域、绝对吸引层、稳态误差带以及跟踪误差首次进入稳态误差带所需最多步数的具体表达式。本发明提供的时域设计、兼有良好的控制精度及完全抑制齐次谐波和偶次谐波干扰信号、有效抑制分数次谐波和非周期干扰信号的基于吸引律的双模结构半周期重复控制器。

Description

一种采用周期干扰差分补偿的双模结构半周期重复控制器
技术领域
本发明涉及一种采用周期干扰差分补偿的双模结构半周期重复控制器，该方法适于逆变电源，也适用于工业控制中的周期运行过程。
背景技术
多年来，周期信号的跟踪和干扰抑制补偿问题一直是众多学者关注的课题。重复控制是一种适用于周期系统的控制技术，现有的重复控制技术主要集中于基于内模原理的频域设计方法。内模原理的本质是采用延迟时间为T的延迟环节的正反馈形式1/(1-e-Ts)来构造周期为T的周期信号内模，并将其嵌入稳定的闭环系统中，内模输出就会对输入信号逐周期累加形成控制作用，从而解决周期性参考信号的跟踪或周期性干扰信号的抑制问题。这种控制技术已经广泛应用于电机伺服系统、电力电子逆变器、硬盘/光盘伺服系统及其它重复运行过程。
实际工程中采用计算机控制技术，控制系统多是以离散时间方式实现。离散重复控制器设计主要有两种途径：一种是通过对连续重复控制器离散化得到；另一种是直接针对离散时间系统进行控制器设计。取采样周期Ts，使得参考信号周期为采样周期的整数倍，记每个周期中的采样点个数为N，即T＝NTs。这样，离散周期信号内模为1/(1-Z-N)。减少控制器的内存占用量和内模的响应速度是重复控制实现时需要考虑的问题。专利号US7265932B2的美国发明专利针对满足的半周期对称信号x(t)＝-x(t-N/2)，提出了一种半周期重复控制器，比整周期重复控制器的内存占用量减少一半，且系统在半周期后就开始内模响应。Costa-Castello等(Costa-Castello R,Grino R,FossasE.Odd-Harmonicdigital repetitive control of a single-phase current active filter.IEEETransactions on Power Electronics,19(4):1060-1068,2004)提出一种齐次谐波重复控制方法也减少一半内存占用量。但对于偶次谐波是关于半周期正对称，仅用齐次谐波重复控制器，甚至会放大偶次谐波干扰。Keliang Zhou等(Keliang Zhou,Danwei Wang,etal.Plug-in dual-mode-structure repetitive controller for CVCF PWM inverters,IEEE Transactions on Industrial Electronics,56(3):784-791,2009)设计了一种双模结构重复控制器，可同时对齐次谐波和偶次谐波进行抑制，但并未考虑分数次谐波干扰的抑制问题。上述重复控制器的设计是在频域进行的，然而信号对称性表现在时域中，对于更为复杂的对称性信号并不能进行有效处理。因此，仍然有必要继续深入地研究重复控制技术。
发明内容
为了克服已有重复控制方法的未考虑干扰信号的对称性质和抑制干扰信号缓慢、动态品质较差以及控制时滞过长等问题，本发明提供了一种采用周期干扰差分补偿的双模结构半周期重复控制器，可同时抑制齐次谐波和偶次谐波，且设计过程是在时域进行，更有利于结合现有的干扰观测器技术。采用这种双模结构半周期重复控制技术能够实现周期参考信号跟踪任务，同时可快速消除齐/偶次谐波干扰。
本发明解决上述技术问题采用的技术方案为：
一种采用周期干扰差分补偿的双模结构半周期重复控制器，包括以下步骤：
步骤1：给定参考信号rk是周期为N的正弦信号，满足
rk＝A sin(2πk/N)，rk＝rk-N (1)
其中，rk,rk-N分别为k，k-N时刻的给定参考信号，A为给定参考信号rk的幅值；
步骤2：齐次谐波mk满足半周期的负对称特性：
mk＝-mk-N/2 (2)
其中，mk,mk-N/2分别为第k和k-N/2时刻的齐次谐波；偶次谐波nk满足半周期的正对称特性：
nk＝nk-N/2 (3)
其中，nk,nk-N/2分别为第k和k-N/2时刻的偶次谐波；根据齐次/偶次谐波的半周期对称，分别构造两种等效干扰。对于式(2)，齐次谐波的等效干扰dk,m为
dk,m＝wk+wk-N/2 (4)
其中，wk,wk-N/2分别为k和k-N/2时刻的干扰信号；dk,m为第k时刻的齐次谐波等效干扰；对于式(3)，偶次谐波的等效干扰dk,n为
dk,n＝wk-wk-N/2 (5)
其中，dk,n为第k时刻的偶次谐波等效干扰。
步骤3：构造下述离散吸引律：
Figure GDA0003460889230000021
其中，ek+1,ek分为k+1，k时刻的跟踪误差，且ek＝rk-yk；0＜ρ＜1,δ＞0为用于调整吸引速度的参数；
在吸引律(6)中，参数ρ，δ确定了跟踪误差的收敛过程；跟踪误差从任意初始误差值e0开始经过
Figure GDA0003460889230000022
步首次穿越原点，然后跟踪误差将正负交替的绝对收敛，但最终仍会收敛于原点；其中，
Figure GDA0003460889230000031
为不小于·的最小整数；
Figure GDA0003460889230000032
为了提高系统对齐次和偶次谐波干扰的抑制能力，可将离散吸引律(6)修正为
Figure GDA0003460889230000033
Figure GDA0003460889230000034
其中，dk+1,m和dk+1,n可分别抑制齐次谐波和偶次谐波干扰信号；dk,m和dk,n分别用于补偿dk+1,m和dk+1,n，实现对分数次谐波和非周期干扰信号的抑制。
步骤4：依据吸引律(8)，则齐次谐波半周期重复控制器的表达式为
Figure GDA0003460889230000035
其中，uk,m，uk-1,m，uk-N/2,m，uk-1-N/2,m分别为第k，k-1，k-N/2，k-1-N/2时刻的齐次谐波半周期重复控制器；rk+1分别为k+1时刻的给定参考信号；yk,yk-1,yk-1-N/2,yk-N/2,yk+1-N/2分别为第k，k-1，k-1-N/2，k-N/2，k+1-N/2时刻的输出信号；依据吸引律(9)，则偶次谐波半周期重复控制器的表达式为
Figure GDA0003460889230000036
其中，uk,n，uk-1,n，uk-N/2,n，uk-1-N/2,n分别为第k，k-1，k-N/2，k-1-N/2时刻的偶次谐波半周期重复控制器；式(10)和式(11)中的a1,a2,b1,b2为逆变器的系统参数，逆变器的数学模型如下：
yk+1+a1yk+a2yk-1＝b1uk+b2uk-1+wk+1 (12)
其中，yk+1,yk,yk-1为逆变器k+1，k，k-1时刻的输出信号，uk,uk-1表示逆变器k，k-1时刻的控制输入信号，a1,a2,b1,b2为系统参数；wk+1＝mk+1+nk+1+Δwk+1为k+1时刻的系统干扰信号，包括齐次谐波mk+1、偶次谐波nk+1以及其他间谐波和参数摄动Δwk+1；
步骤5：为了同时抑制齐次谐波和偶次谐波干扰，将式(10)和(11)以并联形式组合成双模结构半周期重复控制器，其具体形式如下：
uk＝λuk,m+(1-λ)uk,n (13)
其中，0≤λ≤1；uk,m，uk,n分别为第k时刻的齐次谐波和偶次谐波半周期重复控制器；将uk作为逆变器的控制输入信号，可量测获得逆变器系统输出信号yk，跟随参考信号rk变化，且系统跟踪误差的动态行为由式(14)表征；
Figure GDA0003460889230000041
步骤6：进一步，为表征吸引律的吸引过程，本发明给出单调减区域、绝对吸引层、稳态误差带以及跟踪误差首次进入稳态误差带所需最多步数4个指标的表达式；这4个指标可用于指导控制器参数整定，其中单调减区域、绝对吸引层、稳态误差带的定义如下：
1)单调减区域ΔMDR
Figure GDA0003460889230000042
2)绝对吸引层ΔAAL
|ek+1|＜|ek|，当|ek|＞ΔAAL (16)
3)稳态误差带ΔSSE
|ek+1|≤ΔSSE，当|ek|≤ΔSSE (17)
这里，ΔMDR为单调减区域边界，ΔAAL为绝对吸引层边界，ΔSSE为稳态误差带边界。
在双模结构半周期重复控制器(13)作用下，且干扰补偿误差满足
|λ(dk,m-dk+1,m)+(1-λ)(dk,n-dk+1,n)|≤Δ (18)
时，各指标的表达式如下：
1)单调减区域ΔMDR
Figure GDA0003460889230000051
其中，Δ为干扰补偿误差的上确界；
2)绝对吸引层ΔAAL
Figure GDA0003460889230000052
3)稳态误差带ΔSSE
Figure GDA0003460889230000053
4)收敛步数
Figure GDA0003460889230000054
Figure GDA0003460889230000055
其中，e0为跟踪误差初始值，ei为第i时刻的跟踪误差；ψ满足
Figure GDA0003460889230000056
本发明的技术构思为：提出一种采用周期干扰差分补偿的双模结构半周期重复控制器。根据齐次谐波的负半周期对称和偶次谐波的正半周期对称，分别设计半周期重复控制器。将齐次谐波半周期重复控制器和偶次谐波半周期重复控制器以并联方式组合成双模结构半周期重复控制器。依据该控制器可同时抑制齐次谐波和偶次谐波，实现对参考信号的精确跟踪。
本发明的控制效果主要表现在：采用离散吸引律，将齐次谐波和偶次谐波干扰补偿项“嵌入”到吸引律中，依此设计出双模结构半周期重复控制器，该控制技术不仅能跟踪上给定的参考信号，而且可以实现对齐次谐波和偶次谐波的消除，有效抑制分数次(间)谐波和非周期干扰信号；采用新型吸引律，在减少系统颤振和加快收敛速度的同时又保证系统的鲁棒性。
附图说明
图1是逆变器的齐次和偶次谐波干扰的对称特性图。
图2是基于吸引律的控制系统设计流程图。
图3是本发明吸引律
Figure GDA0003460889230000061
和指数吸引律ek+1＝(1-ρ)ek-δsgn(ek)的误差收敛速度比较图。
图4是双模结构半周期重复控制系统方框图。
图5是当控制器参数ρ＝0.5,δ＝0.2时，在齐次谐波半周期重复控制器(14)(不考虑干扰补偿项)作用下的给定参考信号、输出信号和跟踪误差信号。
图6是当控制器参数ρ＝0.5,δ＝0.2,λ＝0.8时，在双模结构半周期重复控制器(21)(不考虑干扰补偿项)作用下的给定参考信号、输出信号和跟踪误差信号。
图7是当控制器参数ρ＝0.5,δ＝0.2,λ＝0.8时，在双模结构半周期重复控制器(21)(不考虑干扰补偿项)作用下的给定参考信号、输出信号、跟踪误差信号以及三个边界。
图8是当控制器参数ρ＝0.5,δ＝0.2,λ＝0.8时，在双模结构半周期重复控制器(21)(考虑干扰补偿项)作用下的给定参考信号、输出信号、跟踪误差信号以及三个边界。
图9是当控制器参数ρ＝0.3,δ＝0.1,λ＝0.8时，在双模结构半周期重复控制器(21)(不考虑干扰补偿项)作用下的给定参考信号、输出信号、跟踪误差信号以及三个边界。
图10是当控制器参数ρ＝0.3,δ＝0.1,λ＝0.8时，在双模结构半周期重复控制器(21)(考虑干扰补偿项)作用下的给定参考信号、输出信号、跟踪误差信号以及三个边界。
具体实施方式
下面结合附图对本发明具体实施方式做进一步描述。
参照图1-10，一种采用周期干扰差分补偿的双模结构半周期重复控制器，被控对象为逆变器，所述的逆变器控制系统数学模型为：
yk+1+a1yk+a2yk-1＝b1uk+b2uk-1+wk+1 (1)
其中，yk+1,yk,yk-1为逆变器k+1，k，k-1时刻的输出信号，uk,uk-1表示逆变器k，k-1时刻的控制输入信号，a1,a2,b1,b2为系统参数；wk+1＝mk+1+nk+1+Δwk+1为k+1时刻的系统干扰信号，包括齐次谐波mk+1、偶次谐波nk+1以及其他间谐波和参数摄动Δwk+1；
给定参考信号rk是周期为N的正弦信号，满足
rk＝A sin(2πk/N)，rk＝rk-N (2)
其中，rk,rk-N分别为k，k-N时刻的给定参考信号，A为给定参考信号rk的幅值；
齐次谐波mk满足负半周期对称特性(见图1)：
mk＝-mk-N/2 (3)
其中，mk,mk-N/2分别为第k和k-N/2时刻的齐次谐波；偶次谐波nk满足正半周期对称特性(见图1)：
nk＝nk-N/2 (4)
其中，nk,nk-N/2分别为第k和k-N/2时刻的偶次谐波；根据齐次/偶次谐波的半周期对称，分别构造两种等效干扰。对于式(3)，齐次谐波的等效干扰dk,m为
dk,m＝wk+wk-N/2 (5)
其中，wk,wk-N/2分别为k和k-N/2时刻的干扰信号；dk,m为第k时刻的齐次谐波等效干扰；对于式(4)，偶次谐波的等效干扰dk,n为
dk,n＝wk-wk-N/2 (6)
其中，dk,n为第k时刻的偶次谐波等效干扰；
构造下述离散吸引律：
Figure GDA0003460889230000071
其中，ek+1,ek分为k+1，k时刻的跟踪误差，且ek＝rk-yk；0＜ρ＜1,δ＞0为用于调整吸引速度的参数；在吸引律(7)中，参数ρ，δ确定了跟踪误差的收敛过程；跟踪误差从任意初始误差值e0开始经过
Figure GDA0003460889230000072
步首次穿越原点，然后跟踪误差将正负交替的绝对收敛，但最终仍会收敛于原点；其中，
Figure GDA0003460889230000073
为不小于·的最小整数；
Figure GDA0003460889230000081
吸引律(7)和指数吸引律ek+1＝(1-ρ)ek-δsgn(ek)的误差收敛速度比较见图3。为了提高系统对齐次和偶次谐波干扰的抑制能力，可将离散吸引律(7)修正为
Figure GDA0003460889230000082
Figure GDA0003460889230000083
由跟踪误差ek＝rk-yk和系统(1)知，
Figure GDA0003460889230000084
将wk+1+wk+1-N/2表达为
Figure GDA0003460889230000085
记等效干扰dk,m＝wk+wk-N/2，
Figure GDA0003460889230000086
将式(13)代入式(9)，则齐次谐波半周期重复控制器的表达式为
Figure GDA0003460889230000087
为了区别齐次谐波半周期重复控制器和偶次谐波半周期重复控制器，依据齐次谐波的半周期对称性而获得控制器记为uk,m，则相应的齐次谐波半周期重复控制器表达为
Figure GDA0003460889230000088
由跟踪误差ek＝rk-yk和系统(1)知，
Figure GDA0003460889230000091
将wk+1-wk+1-N/2表达为
Figure GDA0003460889230000092
记等效干扰dk,n＝wk-wk-N/2，
Figure GDA0003460889230000093
将式(18)代入式(10)，则偶次谐波半周期重复控制器的表达式为
Figure GDA0003460889230000094
为了区别齐次谐波半周期重复控制器和偶次谐波半周期重复控制器，依据偶次谐波的半周期对称性而获得控制器记为uk,n，则相应的偶次谐波半周期重复控制器表达为
Figure GDA0003460889230000095
为了同时抑制齐次谐波和偶次谐波干扰，将式(15)和(20)以并联形式组合成双模结构半周期重复控制器(见图4)，其具体形式如下：
uk＝λuk,m+(1-λ)uk,n (21)
其中，0≤λ≤1。将uk作为逆变器的控制输入信号，可量测获得逆变器系统输出信号yk，跟随参考信号rk变化，且系统跟踪误差的动态行为由式(22)表征；
Figure GDA0003460889230000096
进一步，为表征吸引律的吸引过程，本发明给出单调减区域、绝对吸引层、稳态误差带以及跟踪误差首次进入稳态误差带所需最多步数4个指标的表达式；这4个指标可用于指导控制器参数整定，其中单调减区域、绝对吸引层、稳态误差带的定义如下：
1)单调减区域ΔMDR
Figure GDA0003460889230000101
2)绝对吸引层ΔAAL
|ek+1|＜|ek|，当|ek|＞ΔAAL (24)
3)稳态误差带ΔSSE
|ek+1|≤ΔSSE，当|ek|≤ΔSSE (25)
这里，ΔMDR为单调减区域边界，ΔAAL为绝对吸引层边界，ΔSSE为稳态误差带边界。
在双模结构半周期重复控制器(21)作用下，且干扰补偿误差满足
|λ(dk,m-dk+1,m)+(1-λ)(dk,n-dk+1,n)|≤Δ (26)
时，各指标的表达式如下：
1)单调减区域ΔMDR
Figure GDA0003460889230000102
其中，Δ为干扰补偿误差的上确界；
2)绝对吸引层ΔAAL
Figure GDA0003460889230000103
3)稳态误差带ΔSSE
Figure GDA0003460889230000104
4)收敛步数|k**|
Figure GDA0003460889230000112
其中，e0为跟踪误差初始值，ei为第i时刻的跟踪误差；ψ满足
Figure GDA0003460889230000113
再进一步，离散多周期重复控制器设计完成后，需要整定其中的控制器参数。其可调参数包括ρ，δ，λ，其参数λ的整定可根据齐次谐波和偶次谐波的幅值来进行，其它参数ρ，δ的整定可根据表征吸引律吸引过程的三个边界指标进行。
实施例
针对逆变器输出波形进行闭环控制。所采用的逆变器系统由给定正弦信号部分，双模结构半周期重复控制器，PWM调制部分，逆变器主控电路以及采样电路构成。其中给定正弦信号、双模结构半周期重复控制器以及PWM调制模块均由DSP控制板实现，其余部分均由逆变器硬件电路实现。整个逆变器控制系统由DSP给定需要输出的期望信号，经过PWM调制后驱动逆变器的功率开关管的高低脉冲信号，实现导通和关断。逆变器输出信号经过LC滤波电流还原成正弦信号，由采样电流采样所需的电压和电流等信号数据返回到DSP，然后经过双模结构半周期重复控制器作用后修正输入信号，实现逆变器波形跟踪控制，降低逆变器输出波形的THD值。
下面给出逆变器的双模结构半周期控制器的设计过程。
首先建立系统数学模型。将逆变器的主控电路、LC滤波电路以及采样电路作为对象进行建模，得到如下二阶差分方程模型
yk+1+a1yk+a2yk-1＝b1uk+b2uk-1+wk+1 (32)
其中，yk+1,yk,yk-1分别表示k+1，k，k-1时刻的逆变器输出电压，uk,uk-1表示k和k-1时刻逆变器的控制量，wk+1为逆变器系统的不确定特性，由外部干扰以及未建模特性等所组成。模型中的系统参数a1,a2,b1,b2通过机理建模所获得，其具体取值如下：
a1＝-0.5775,a2＝0.2804,b1＝0.4102,b2＝0.2589 (33)
实施例中，逆变器的给定参考信号rk+1＝100sin(2πfkTs)，单位为V，信号频率为50Hz，采样周期为Ts＝0.0001s，参考信号周期为0.02s。逆变器系统的扰动信号为
Figure GDA0003460889230000121
其中，第一项用于模拟逆变器齐次谐波干扰信号，第二项用于模拟逆变器偶次谐波干扰信号，第三项用于模拟逆变器间(分数次)谐波干扰信号，第四项为随机扰动信号。
取上述系统参数进行数值仿真，用于检验双模结构半周期重复控制器在逆变器系统上的实施结果，并与半周期重复控制器的实施结果进行对比：
(1)采用齐次谐波半周期控制器(15)且不考虑干扰补偿项(令dk,m＝0)；仿真时，逆变器系统干扰只考虑齐次谐波和偶次谐波干扰，则h1＝5,h2＝1,h3＝0,h4＝0；控制器参数选取为ρ＝0.5,δ＝0.2，仿真结果见图5。
(2)采用控制器(21)且不考虑干扰补偿项(令dk,m＝dk,n＝0)，其中λ＝0.8，控制器(21)为双模结构半周期重复控制器；仿真时，逆变器系统干扰只考虑齐次谐波和偶次谐波干扰，则h1＝5,h2＝1,h3＝0,h4＝0；控制器参数选取为ρ＝0.5,δ＝0.2，仿真结果见图6。
上述数值仿真结果验证了本发明专利给出的双模结构半周期重复控制器在半个周期(0.01s)就起作用，实现了齐次谐波和偶次谐波干扰的抑制(见图6)。从图5可以看出，当采用常规的半周期重复控制器只能抑制齐次谐波干扰，甚至放大了偶次谐波干扰。
在双模结构重复控制器(21)的作用下，选取不同的控制器参数ρ，δ，λ，以及是否嵌入干扰补偿项，都会导致收敛过程三个边界层也不相同。为了检验本发明给出的单调减区域ΔMDR，绝对吸引层边界ΔAAL，稳态误差带边界ΔSSE的边界值以及干扰补偿措施的有效性，就ρ，δ，λ的两种取值和是否嵌入干扰补偿项分别进行讨论。仿真时，考虑齐次谐波、偶次谐波、间谐波以及其他非周期干扰，置h1＝5,h2＝1,h3＝0.5,h4＝0.1。
(1)采用双模结构重复控制器(21)且不考虑干扰补偿项(令dk,m＝dk,n＝0)，控制器参数设置为ρ＝0.5,δ＝0.2,λ＝0.8。此时，|λ(dk,m-dk+1,m)+(1-λ)(dk,n-dk+1,n)|≤Δ＝0.4197，相应的
Figure GDA0003460889230000122
Figure GDA0003460889230000123
仿真结果见图7。
(2)采用双模结构重复控制器(21)且考虑干扰补偿项，控制器参数设置为ρ＝0.5,δ＝0.2,λ＝0.8。此时，|λ(dk,m-dk+1,m)+(1-λ)(dk,n-dk+1,n)|≤Δ＝0.2873，相应的
Figure GDA0003460889230000131
Figure GDA0003460889230000132
仿真结果见图8。
(3)采用双模结构重复控制器(21)且不考虑干扰补偿项(令dk,m＝dk,n＝0)，控制器参数设置为ρ＝0.3,δ＝0.1,λ＝0.8。此时，|λ(dk,m-dk+1,m)+(1-λ)(dk,n-dk+1,n)|≤Δ＝0.4197，相应的
Figure GDA0003460889230000133
仿真结果见图9。
(4)采用双模结构重复控制器(21)且考虑干扰补偿项，控制器参数设置为ρ＝0.3,δ＝0.1,λ＝0.8。此时，|λ(dk,m-dk+1,m)+(1-λ)(dk,n-dk+1,n)|≤Δ＝0.2873，相应的
Figure GDA0003460889230000134
Figure GDA0003460889230000135
仿真结果见图10。
数值仿真结果表明，采用双模结构半周期重复控制器能到达预期控制效果，实现了快速、有效地抑制逆变器系统的齐次谐波、偶次谐波、间谐波以及其他非周期干扰信号。从图8和10相比于图7和9对比可以看出，嵌入了干扰补偿项的控制器在抑制间谐波以及其他非周期干扰信号上有更大的优势，稳态误差带的界更小。

Claims (2)

1.一种采用周期干扰差分补偿的双模结构半周期重复控制器，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1：给定参考信号rk是周期为N的正弦信号，满足
rk＝A sin(2πk/N)，rk＝rk-N (1)
其中，rk,rk-N分别为k，k-N时刻的给定参考信号，A为给定参考信号rk的幅值；
步骤2：齐次谐波mk满足负半周期的对称特性：
mk＝-mk-N/2 (2)
其中，mk,mk-N/2分别为第k和k-N/2时刻的齐次谐波；偶次谐波nk满足正半周期的对称特性：
nk＝nk-N/2 (3)
其中，nk,nk-N/2分别为第k和k-N/2时刻的偶次谐波；根据齐次/偶次谐波的半周期对称，分别构造两种等效干扰；对于式(2)，齐次谐波的等效干扰dk,m为
dk,m＝wk+wk-N/2 (4)
其中，wk,wk-N/2分别为k和k-N/2时刻的干扰信号；dk,m为第k时刻的齐次谐波等效干扰；
对于式(3)，偶次谐波的等效干扰dk,n为
dk,n＝wk-wk-N/2 (5)
其中，dk,n为第k时刻的偶次谐波等效干扰；
步骤3：构造下述离散吸引律：
Figure FDA0003460889220000011
其中，ek+1,ek分为k+1，k时刻的跟踪误差，且ek＝rk-yk；0＜ρ＜1,δ＞0为用于调整吸引速度的参数；在吸引律(6)中，参数ρ，δ确定了跟踪误差的收敛过程；跟踪误差从任意初始误差值e0开始经过
Figure FDA0003460889220000012
步首次穿越原点，然后跟踪误差将正负交替的绝对收敛，但最终仍会收敛于原点；其中，
Figure FDA0003460889220000013
为不小于·的最小整数；
Figure FDA0003460889220000021
为了提高系统对齐次和偶次谐波干扰的抑制能力，可将离散吸引律(6)修正为
Figure FDA0003460889220000022
Figure FDA0003460889220000023
其中，dk+1,m和dk+1,n可分别抑制齐次谐波和偶次谐波干扰信号；dk,m和dk,n分别用于补偿dk+1,m和dk+1,n，实现对分数次谐波和非周期干扰信号的抑制；
步骤4：依据吸引律(8)，则齐次谐波半周期重复控制器的表达式为
Figure FDA0003460889220000024
其中，uk,m，uk-1,m，uk-N/2,m，uk-1-N/2,m分别为第k，k-1，k-N/2，k-1-N/2时刻的齐次谐波半周期重复控制器；rk+1分别为k+1时刻的给定参考信号；yk,yk-1,yk-1-N/2,yk-N/2,yk+1-N/2分别为第k，k-1，k-1-N/2，k-N/2，k+1-N/2时刻的输出信号；依据吸引律(9)，则偶次谐波半周期重复控制器的表达式为
Figure FDA0003460889220000025
其中，uk,n，uk-1,n，uk-N/2,n，uk-1-N/2,n分别为第k，k-1，k-N/2，k-1-N/2时刻的偶次谐波半周期重复控制器；式(10)和式(11)中的a1,a2,b1,b2为逆变器的系统参数，逆变器的数学模型如下：
yk+1+a1yk+a2yk-1＝b1uk+b2uk-1+wk+1 (12)
其中，yk+1,yk,yk-1为逆变器k+1，k，k-1时刻的输出信号，uk,uk-1表示逆变器k，k-1时刻的控制输入信号，a1,a2,b1,b2为系统参数；wk+1＝mk+1+nk+1+Δwk+1为k+1时刻的系统干扰信号，包括齐次谐波mk+1、偶次谐波nk+1以及其他间谐波和参数摄动Δwk+1；
步骤5：为了同时抑制齐次谐波和偶次谐波干扰，将式(10)和(11)以并联形式组合成双模结构半周期重复控制器，其具体形式如下：
uk＝λuk,m+(1-λ)uk,n (13)
其中，0≤λ≤1；
步骤6：将uk作为逆变器的控制输入信号，可量测获得逆变器系统输出信号yk，跟随参考信号rk变化，且系统跟踪误差的动态行为由式(14)表征；
Figure FDA0003460889220000031
2.如权利要求1所述的一种采用周期干扰差分补偿的双模结构半周期重复控制器，其特征在于：采用双模结构半周期重复控制器(13)，系统跟踪误差的吸引过程由单调减区域、绝对吸引层、稳态误差带以及跟踪误差首次进入稳态误差带所需最多步数4个指标表征，这4个指标可用于指导控制器参数整定；
在双模结构半周期重复控制器(13)作用下，且干扰补偿误差满足
|λ(dk,m-dk+1,m)+(1-λ)(dk,n-dk+1,n)|≤Δ (15)时，各指标的表达式如下：
1)单调减区域ΔMDR
Figure FDA0003460889220000032
其中，Δ为干扰补偿误差的上确界；
2)绝对吸引层ΔAAL
Figure FDA0003460889220000033
3)稳态误差带ΔSSE
Figure FDA0003460889220000041
4)收敛步数|k**|
Figure FDA0003460889220000042
其中，e0为跟踪误差初始值，ei为第i时刻的跟踪误差；ψ满足
Figure FDA0003460889220000043
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