CN110291714A

CN110291714A - 用于谐波补偿的系统和方法

Info

Publication number: CN110291714A
Application number: CN201880011714.9A
Authority: CN
Inventors: 埃里克·胡斯泰特; 帕西菲克·麦沙
Original assignee: KSR IP Holdings LLC
Current assignee: Ksr Ip; KSR IP Holdings LLC
Priority date: 2017-02-14
Filing date: 2018-02-14
Publication date: 2019-09-27
Also published as: WO2018152177A1; KR20190109528A; DE112018000820T5; US10411632B2; US20180234043A1

Abstract

提供了一种用于检测和消除非正弦反电动势(EMF)电压在DQ平面中的谐波效应的系统。该系统是磁场定向控制器(FOC)，其包括多相电机、比例‑积分‑微分控制器以及微控制器。微控制器不仅分析定子电流，还分析反电动势(BEMF)电压以提取EMF的磁通矢量。这些矢量由于电机中固有的几何形状和饱和效应而具有失真。因此，微控制器通过将BEMF矢量和机器运行点(包括当前旋转速度和电流)传输到算法中来校正这些缺陷，进而在DQ坐标系中针对该特定运行点产生指令电压。该指令电压被插入到电流PI控制器的控制输出中，从而防止非正弦反电动势电压产生非正弦电流。

Description

用于谐波补偿的系统和方法

相关申请的交叉引用

本申请要求2017年2月14日根据美国联邦法典第35条第119款(e)项提交的序号为62/458,751的美国临时专利申请的优先权。

技术领域

本发明一般涉及具有谐波补偿的系统，更具体地说，涉及分析反电动势以校正多相电机中的谐波的系统。

背景技术

传统上，汽车交流发电机仅限于作为纯发电机使用，其中电压调节器调制小励磁电流以产生恒定的直流(DC)输出电压。今天，除了常规发电功能外，这些机器还可以用作电动机，为驾驶辅助或发动机起动等任务提供转矩。电压调节以及其他电动机功能现在是称为电子控制单元(ECU)的逆变器系统的功能。为了实现这些附加功能，许多交流发电机现在利用磁场定向控制(FOC)来调节交流发电机的转矩产生，以在发电模式下产生恒定输出电压，或在电动机模式下产生转矩需求。FOC将三相电动机的定子正弦电流转换为两个正交分量，可以将其识别为矢量。测得的相电流被转换为DQ坐标系中的矢量。定子电流矢量的d轴分量用于控制转子磁链，q轴分量用于控制电动机转矩。可以推导解耦的转矩和磁通电流用于控制算法开发。然后使用诸如比例积分控制器(PI控制器)等的控制器通过环路反馈机制来调节相电流。

然而，一些多相电机倾向于开发非正弦反电动势(BEMF)电压，尤其是低成本的爪极式交流发电机。这些交流发电机适用于汽车启停系统，轻度/微混合应用以及发电。该BEMF电压是非正弦的，因此包含比电动机基频更高阶的谐波。由于FOC的性质，出现在DQ平面中的这些谐波作为AC分量频率偏移N-1，其中N表示谐波次数。由于这些谐波容易超出环路带宽，而给控制算法带来了可控性问题。由于PI控制固有的带宽限制，简单的PI控制器调谐无法在机器的整个运行转速范围内提供足够的性能。

因此，具有能够预测和消除非正弦BEMF电压的在DQ平面的影响的系统将是有利的。

发明内容

在一个实施例中，提供了一种用于校正来自电机的输出中的谐波失真的系统，该电机产生第一电输出，该系统还包括一对比例-积分-微分控制器，以及具有校正模型和算法的微控制器。这对比例-积分-微分控制器接收第一电输出，该比例-积分-微分控制器具有第二电输出。微控制器被配置为接受来自电机的机器电流矢量和第一电输出。微控制器基于机器电流矢量和第一电输出对模型表进行相关。微控制器传输第一前馈项和第二前馈项。第一前馈项和第二前馈项被插入到该对比例-积分-微分控制器的第二电输出中，从而通过微控制器将校正电压传输到第二电输出中消除电机中的谐波。

在另一个实施例中，提供了一种用于确定模型表的方法。该方法包括由微控制器分析转子位置信号、在DQ平面中的转子磁通位置信号和转子转矩信号，以及励磁电流。接着在已知的旋转速度下捕获一个电循环样本的反电动势同时在预定的采样率上捕获励磁电流。然后通过微控制器从样本中确定反电动势的谐波含量。该方法继续通过使用转子位置信号执行直接正交零变换，转子位置信号揭示DQ坐标系中剩余的多个谐波，并且去除机器的基频，使得DQ坐标系中只剩下多个谐波。通过微控制器的校正算法对DQ坐标系中剩余的多个谐波进行了变换，使得模型表填充有转子位置信号和两个电压值，这两个电压值对应于该特定转子位置在DQ坐标系中剩余的多个谐波。

在另一个实施例中，提供了一种用于校正电机中的谐波的方法。该方法包括通过控制器分析定子电流和反电动势电压。接下来，提取指示电机的旋转和机器速度的反电动势的磁通矢量对。然后确定来自几何形状和饱和效应的失真。然后将反电动势的磁通矢量对通过微控制器传输到算法中。接下来，产生与反电动势的磁通矢量对相关的DQ坐标系中的指令电压。然后，通过控制器将指令电压作为校正信号插入电流比例-积分-微分控制器的控制输出中。该校正信号防止反电动势电压在机器的整个运行范围内产生非正弦电流，从而维持DQ平面中的比例-积分-微分控制器的控制量为DC值。

鉴于以下详细描述并结合附图，本公开描述的实施例所提供的这些和其他特性将得到更充分的理解。

附图简要说明

附图中阐述的实施例在性质上是示例性和示例性的，并不旨在限制由权利要求限定的主题。当结合以下附图阅读时，以下对示例性实施例的详细描述可以被理解，其中相同的结构用相同的附图标记表示，并且其中：

图1示意性地描述了根据本公开描述的一个或多个实施例的示例性磁场定向控制系统的示意图；

图2示意性地描述了根据本公开所示和所描述的一个或多个实施例的图1的磁场定向控制系统的微控制器；

图3示意性地描述了根据本公开所示和所描述的一个或多个实施例的用于通过校正算法确定模型表的方法的流程图；

图4示意性地描述了根据本公开所示和所描述的一个或多个实施例的去除了DC量的D-谐波和Q-谐波的曲线图；以及

图5示意性地描述了根据本公开所示和所描述的一个或多个实施例的用于校正由多相电机产生的非正弦反电动势电压的方法的流程图。

具体实施方式

图1大体上描述了用于检测和消除非正弦反电动势(BEMF)电压在DQ平面中的谐波效应的系统。该系统是磁场定向控制器(FOC)，其包括多相电机，比例积分微分控制器和微控制器。微控制器不仅分析转子磁通位置，还分析BEMF电压以提取EMF的磁通矢量。由于同步多相电机中固有的几何形状和饱和效应，这些矢量具有失真。由于提取BEMF电压并获知转子磁通定位，微控制器内的校正算法通过将BEMF矢量和机器运行点(包括当前转速和电流)传输到算法中来纠正这些缺陷，进而在DQ坐标系中为该特定运行点产生指令电压。该指令电压插入电流比例-积分控制器(PI控制器)的控制输出，如此以防止非正弦BEMF电压产生非正弦电流。

参考图1，示意性地描述了示例性磁场定向控制电路示意图。FOC控制系统10包括同步多相电机12，例如交流发电机。应当理解，具有鼠笼式转子的异步电动机可以代替同步多相电机12。该多相电机12包括定子(未示出)和转子14。功率级逆变器22可通信地耦合到多相电机12，使得功率级逆变器22驱动多相电机12。

仍然参考图1，该FOC控制系统10还包括通信地耦合到多相电机12的克拉克(Clarke)变换模块44。该克拉克变换模块44通信地耦合到帕克(Park)变换模块18。第一比较器54、第二比较器56和微控制器19通信地耦合到帕克变换模块18。励磁电流信号49通信地耦合到微控制器19。第一参考信号50通信地耦合到第一比较器54，而第二参考信号52通信地耦合到微控制器19。第一比较器54通信地耦合到第一PI控制器30。第二比较器56通信地耦合到第二PI控制器34。

仍然参考图1，第一PI控制器30的输出27通信地耦合到第一信号校正结点35，并且第二PI控制器34的输出29通信地耦合到第二信号校正结点37。第一前馈项31或第一指令电压从微控制器19通信地耦合到第一信号校正结点35。第二前馈项33或第二命令电压从微控制器19通信地耦合到第二信号校正结点37。来自第一信号校正结点35的第一校正输出28和来自第二信号校正结点37的第二校正输出32通信地耦合到逆帕克变换模块20。逆帕克变换模块20通信地耦合到功率级逆变器22。

参考图2，示意性地描述了FOC控制系统10的微控制器19的电路示意图。图2所示的组件包括存储器模块72、处理设备74、输入模块76、通信模块78和数据存储设备80。这些组件通过通信路径82互连。

仍然参考图2，通信路径82可以由能够传输信号的任何介质形成，例如导线、导电迹线、光波导等。此外，通信路径82可以由能够发送信号的介质的组合形成。在一个实施例中，通信路径82包括导电迹线，导电线，连接器和总线的组合，它们协作以允许将电数据信号传输到诸如处理器、存储器、传感器、输入设备、输出设备和通信设备的组件。术语“信号”表示能够在介质中传播的波形(例如，电、光、磁、机械或电磁)，例如，DC、AC、正弦波、三角波、方波、振动等。通信路径82可通信地耦合FOC控制系统10的各种组件。如本公开所使用的，术语“通信地耦合”意味着耦合的组件能够彼此交换数据信号，例如，通过导电介质的电信号，通过空气的电磁信号，通过光波导的光信号等。

仍然参考图2，处理设备74可以是能够执行机器可读指令的任何设备。因此，处理设备74可以是控制器、集成电路、微芯片、计算机或任何其他计算设备。处理设备74通过通信路径82通信地耦合到FOC控制系统10的其他组件。虽然图2中描述的实施例仅包括一个处理设备74，但是其他实施例可以包括通过通信路径82彼此通信地耦合的多个处理器。

仍然参考图2，输入模块76通信地耦合到通信路径82并且通信地耦合到处理设备74。输入模块76能够通信地耦合到帕克变换模块18、励磁电流49、多相电机12和/或数据存储设备80。输入模块76可以接收转子位置信号16、转子磁通分量信号I_d46、转子转矩信号I_q48和/或励磁电流49。输入模块可以将信号16，46，48，49转换成由处理装置74读取的电信号，和/或可以将信号16，46，48，49转换成数据存储装置80能够用于存储数据的介质，如下所述。

仍然参考图2，FOC控制系统10的存储器模块72耦合到通信路径82并且通信地耦合到处理设备74。存储器模块72可以被配置为易失性和/或非易失性计算机可读介质，并且，正如这样，可以包括随机存取存储器(包括SRAM、DRAM和/或其他类型的随机存取存储器)、只读存储器(ROM)、闪存、寄存器、光盘(CD)、数字通用光盘(DVD)和/或能够存储机器可读指令的其他类型的存储组件，使得机器可读指令可以由处理设备74访问和执行。机器可读指令可以包括以任何一代的任何编程语言编写的逻辑或算法。例如，可以由处理器直接执行的机器语言，或汇编语言、面向对象编程(OOP)、脚本语言、微代码等，可以编译或组装成机器可读指令并存储在存储器模块72上。可选择的，机器可读指令可以用硬件描述语言(HDL)编写，例如通过现场可编程门阵列(FPGA)配置或专用集成电路(ASIC)或其等价物。因此，这里描述的功能可以以任何传统的计算机编程语言，预编程的硬件元件或硬件和软件组件的组合来实现。存储器模块72可以包括其上的一个或多个编程指令，当由处理设备74执行该指令时，使得处理设备74完成各种处理，例如本公开关于图3描述的处理。

仍然参考图2，存储在存储器模块72上的编程指令可以呈现为多个软件逻辑模块72a，其中每个逻辑模块提供用于完成一个或多个任务的编程指令。例如，图2示意性地描述了包含根据本公开所示和所述的一个或多个实施例的示例性逻辑组件72a的存储器模块72。如图2所示，存储器模块72可以被配置为存储各种处理逻辑，例如模型表72b和校正算法72c。模型表72b可以包含查找表，该查找表包括测量数据，这将在下面进一步详细描述。模型表72b可以被配置为基于转子14的位置提供两个电压值，并且如果适用的话，提供励磁电流49，如下面将更详细地描述。进一步地，应当理解，校正算法72c可以包含计算这些值而不是使用测量数据的表达式或模型，或者可以被配置为读取这些值以生成模型表72b并且在需要进行适当的校正时参考模型表72b。如此，校正算法72c可以包括用于确定，计算和/或校正BEMF矢量98,100的操作系统和/或其他软件，下面将更详细地讨论。

仍然参考图2，通信模块78耦合到通信路径82并且通信地耦合到处理设备74。通信模块78可以是能够经由网络发送和/或接收数据的任何设备。因此，通信模块78可以包括用于发送和/或接收任何有线或无线通信的通信收发器。例如，通信模块78可以包括天线、调制解调器、LAN端口、Wi-Fi卡、WiMax卡，移动通信硬件、近场通信硬件、卫星通信硬件和/或用于与其他网络和/或设备通信的任何有线或无线硬件。在一个实施例中，通信模块78包括配置成根据蓝牙无线通信协议操作的硬件。在一些实施例中，通信模块78可以是无线通信模块，其被配置为根据蓝牙4.0通信协议传输和/或接收无线信号。在这样的实施例中，通信模块78可以使用比其他能量效率低的无线通信协议更少的能量来传输和接收信号。然而，在一些实施例中，通信模块78被配置为根据除了4.0通信协议之外的无线通信协议传输和/或接收无线信号。一些实施例可以不包括通信模块78，诸如包括用于经由有线网络发送和/或接收数据的有线通信模块的实施例。

仍然参考图2，数据存储设备80(通常可以是存储介质)可以包含一个或多个数据存储库，用于存储接收和/或生成的数据。数据存储设备80可以是任何物理存储介质，包括但不限于硬盘驱动器(HDD)、存储器、可移动存储器和/或类似物。虽然数据存储设备80被描述为本地设备，但是应该理解，数据存储设备80可以是远程存储设备，例如服务器计算设备或类似的设备。

仍然参考图2，这里示出并描述了包含在FOC控制系统10的存储设备(例如，数据存储设备80)内的各种数据的框图。数据存储装置80可包括，例如，转子位置数据84、励磁电流数据85、转子磁通位置数据I_d86、转子转矩数据I_q88、电流矢量数据90、转子磁通BEMFU_d数据92、转子转矩BEMFU_q数据94和/或数据库数据96。

参考图1和图2，转子位置数据84可以是在多相电机12处产生并传输到微控制器19的转子位置16。励磁电流数据85可以是励磁电流49或转子14的角度。转子磁通位置数据I_d86和转子转矩数据I_q88可以是从帕克变换模块18产生的信号，分别以46和48示出。电流矢量数据90可以是实际转子磁通位置数据I_d和转子转矩数据I_q之和。转子磁通BEMFU_d数据92可以存储来自转子磁通BEMF矢量的数据或与转子磁通BEMF矢量相关的数据，如98所示，并且转子磁通BEMFU_d数据92可以存储来自转矩BEMF矢量的数据或与转矩BEMF矢量相关的数据，如100所示。并且，进一步地结合如下图3和图5的方法进行讨论。

参见图2，数据库数据96可以包括，例如包含在模型表72b内的数据，诸如，但不限于D次谐波、Q次谐波、观察图和/或类似物，如下将更详细地描述。在一些实施例中，数据库数据96可以与模型表72b一起工作，使得存储在数据库数据96中的D次谐波、Q次谐波可以用校正算法72c进行分析并且被计算以填充模型表72b，如此，基于转子位置16和(如果适用的话)励磁电流49，微控制器19的校正算法72c提供每个转子位置处的D次谐波和Q次谐波值的归一化值，如下面更详细地描述。

应该理解，图2中所示的组件仅仅是示例性的，并不旨在限制本公开的范围。更具体地，虽然图2中的组件示出为驻留在FOC控制系统10内，但这是非限制性的示例。在一些实施例中，一个或多个组件可以驻留在FOC控制系统10的外部。

参考图1，现在将描述系统操作。在运行时，FOC控制系统10被配置为直接监控转子14，例如，多相电机12内的转子磁通位置。这样，转子位置16直接传输到帕克变换模块18和逆帕克变换模块20。功率级逆变器22基于从逆帕克变换模块20接收的校正输入来驱动多相电机12，如下面进一步详细描述的。逆帕克变换模块20从第一信号校正结点35接收校正的磁通信号U_d，如28所示。逆帕克变换模块20从第二信号校正结点37接收校正的转矩信号U_q，如32所示。下面还将更详细地描述磁通校正信号U_d28、转矩校正信号U_q、第一信号校正结点35和第二信号校正结点37。

仍然参考图1，被描述为三相AC电动机的多相电机12通常可以将三个120度空间位移的正弦电压施加到三个定子相。如此，每个相可以存在单独的正弦波和单独的矢量。FOC控制系统10通常被称为矢量控制方案。也就是说，FOC控制系统10被配置为控制由特定矢量表示的定子电流。如图所示，多相电机12输送三相输出，U相电流(I_u)，V相电流(I_v)和W相电流(I_v)，分别由38,40和42示出。可归因于转子速度和三相时间的电流I_u38，I_v40和I_v42从多相电机12传输到克拉克变换模块44中。

仍然参考图1，通常已知克拉克变换模块44输出两个坐标时变系统(α，β)。具体地，克拉克变换模块的两个坐标时变系统(α，β)是仍然取决于时间和速度的二维正交系统。如此，分别在38,40和42处示出的电流I_u、I_v和I_v变换为两个坐标时变系统(α，β)。

仍然参考图1，变换的两个坐标时变系统输出(α，β)被传输到帕克变换模块18，作为帕克变换模块18的输入。应当理解，帕克变换模块18修改在d，q旋转坐标系中的两个相位正交系统(α，β)。这样，d坐标可以与用于电流矢量的转子磁通分量对准，并且q坐标可以与电流矢量的转矩分量对准。因此，d，q分量取决于电流矢量(α，β)。这样，帕克变换模块18提供了在d，q旋转坐标系中的电流。因此，转子磁通分量I_d和转子转矩分量I_q(分别以46,48示出)从帕克变换模块18被传输。

仍然参考图1，在DQ平面中，FOC控制系统10可以比较矢量以便使用第一PI控制器30和第二PI控制器34控制矢量。为了使FOC控制系统10控制矢量，FOC控制系统10可能需要两个常数作为输入参考：转子磁通分量I_d46和转子转矩分量I_q48。如本领域通常已知和理解的，FOC控制系统10通常基于这些投影来实现在稳态和瞬态工作模式下的准确控制。

仍然参考图1，转子磁通参考I_d50或磁通指令，以及转子转矩参考I_q52或转矩指令可输入到FOC控制系统10中分别作为来自，例如但不限于，速度调节器(未示出)和同步电动机(未示出)，例如永磁同步电动机的输出。第一比较器54处，将转子磁通分量I_d46与转子磁通参考I_d50进行比较。在第二比较器56处，将转子转矩分量I_q48与转子转矩参考I_q52进行比较。

仍然参考图1，一旦转子磁通分量I_d46与转子磁通参考I_d50进行比较，就能确定I_derror58并将其传输到第一PI控制器30。I_derror58是转子磁通参考I_d50和转子磁通分量I_d46之间的差值。类似地，一旦转子转矩分量I_q48与转子转矩参考I_q52进行比较，就能确定I_qerror60并将其传输到第二PI控制器34。I_qerror60是转子转矩参考I_q52和转子转矩分量I_q48之间的差值。

仍然参考图1，第一PI控制器30和第二PI控制器34通过使用常数参考将转矩和磁通反馈调节到期望值。也就是说，PI控制器30,34的比例部分将尝试校正设定点和测量输出之间的误差。积分部分随时间累积误差，以便对误差施加校正。微分部分与系统的速度成比例，使得微分器的输出用于减慢多相电机12的速度。如此，第一PI控制器30和第二PI控制器34作为反馈系统的一部分，控制调节电动机电流的过程。

在传统的系统中，第一PI控制器30的输出，受控磁通分量信号U_d(如27所示)和第二PI控制器34的输出，受控转矩分量信号U_q(如29所示)直接传输(未显示)到逆帕克变换模块20。然而，如通常所知，FOC控制系统10正常工作是因为假设电压和电流是纯正弦波。如果电压和电流不是纯正弦波，则FOC控制系统10难以调节电动机电流。在多相电机中，存在产生非正弦BEMF电压的趋势。如此，非正弦BEMF电压为控制算法带来了可控性问题。为了对抗非正弦BEMF电压，现在将讨论具有校正算法72c(图2)的微控制器19，其可以预测和消除非正弦BEMF电压在DQ平面中的影响。

应该被普遍理解的是，BEMF中的谐波可能是由于转子14的齿中的几何形状产生非正弦磁链(未示出)，并且这些磁链在旋转时会在定子绕组中感应出电压(没有显示)。应进一步理解的是，根据法拉第感应定律，感应电压与磁通变化率成比例。

因此，包括谐波随速度线性变化的所有感应电压与磁通变化率成比例。电流谐波的另一个已知来源是定子电感是否随励磁电流49而变化。如此，感应电压可能是由于在机器内的磁阻路径中建立的磁通所致，这可能是同样的磁阻路径，其也决定了定子L_d和L_q。因此，如果BEMF不是正弦曲线，那么电感将不是常数。为了充分处理谐波，BEMF和变化的电感都需要向前馈电。通过改变电感产生的谐波由方程：得出。

因此，即使电流原本是正弦的，如果电感正在改变，为了保持电流正弦，施加的电压可以不是正弦的。因此，如果电感正在改变，为了保持电流正弦，可以基于实际电流以直角施加合适电压矢量。应当注意，电感中的电压和电流相隔90度，使得电压引导电流。因此，在矢量中，由于90度角度差，I_q电流需要d中的电压矢量。结果，可能需要将BEMF和变化的电感都向前馈电到FOC控制系统10中。

现在参考图3，描述通过校正算法72c确定模型表72b的方法300。模型表72b和校正算法72c建立插入到FOC控制系统10中的校正指令电压作为第一前馈项31和第二前馈项33。为了建立模型表76b，在302处，BEMF 98,100以已知的旋转速度捕获一个电循环。应当理解，但不限于，BEMF 98,100可以从三个主要来源测得：(1)来自诸如Ansys Maxwell的工具的模拟数据；(2)来自对单个机器的直接测量；和/或(3)对作为系统线路末端测试/校准过程的一部分的直接测量。

参见图3，在304处，BEMF98,100可和励磁电流49一起被捕获，以足够大的采样率来获得谐波保真度。此外，应当理解，如果多相电机12在外部被激励，例如在爪极交流发电机中所见，并且如果励磁电流49对谐波含量具有显著影响，例如饱和效应，那么可以在励磁电流49的预期范围上捕获几个反电动势样本。一旦多相反EMF，在306处，被捕获并存储，在308处，使用相关位置数据执行DQ0变换，其，在310处，显示DQ坐标系中的谐波。然后，在312处，去除这些代表了机器基频的振幅的“DC量”。从而曲线图400(图4)就是D-谐波和Q-谐波的示例观测曲线图，在步骤314处，将D-谐波和Q-谐波插入到校正算法72c中，从而可以通过绘制第一前馈项31和第二前馈项33来创建模型表72b，如下面更详细地讨论的。模型表还可以基于转子位置对D-谐波和/或Q-谐波的校正进行相关。

参考图3和图4，示意性地描绘了去除了“DC量”的D-谐波402和Q-谐波404的曲线图400。曲线图的横坐标表示以伏特为单位的振幅406，并且其范围从-10伏特到+10伏特，然而，这是示例性的而非限制性的。纵坐标表示以弧度为单位的电角度408。该曲线图描绘了从0弧度到18弧度，然而，这仅是示例性而非限制性的。如图所示，D-谐波402用实线示出，Q-谐波404用虚线示出。D-谐波和Q-谐波都围绕从正到负的零幅度线振荡。进一步地，Q-谐波可以具有比D-谐波更大的振幅。此外，如上所述，Q-谐波和D-谐波可以彼此偏移90度。

参考图3和图4，如上所述，模型表72b填充有D-谐波402和Q-谐波404输入到FOC算法中，从而使得曲线图400是谐波失真的观测模型图。也就是说，对于这个特定的多相电机12和在预定公差范围内的所有其他多相电机12，模型表72b填充有输入到校正算法72c的D-谐波和Q-谐波，如此以使得基于转子位置16(图1)和/或励磁电流49，或转子角度(图1)，合适的前馈项或指令电压被插入FOC控制系统10中。

校正算法72c利用第一前馈项31或第一指令电压(D-谐波校正)和第二前馈项33或第二指令电压(Q-谐波校正)来计算和填充模型表72b，其使用的方程式如下：

U_correct(electrical_angle)＝

scalar(V)×Rpm_mult×BEMF(electrical_angle，i_field)+

scalar(I)×I(dq)×ω×L(electrical_angle，i_field)

其中，scalar(V)和scalar(I)为在表达式中计算的物理量(例如电流，电感等)的值按比例用于在微控制器19中工作的值，同时考虑FOC控制系统10在数字空间中的获得数字转换。进一步地，

其中，Rpm为转速(微分位置矢量)，ref_rpm为BEMF的参考速度。而且，i_field为励磁电流。electrical_angle为当前的瞬时机器位置(FOC变量)。BEMF(electrical_angle，i_field)为一个函数，该函数返回给定电角度和给定励磁电流(磁通谐波)的伏特矢量。

多相电机12的电气频率通过以下等式计算：

最后，L(electrical_angle，i_field)为一个函数，该函数对于给定角度和励磁电流返回定子的电感值d或q。应当理解，虽然仅提供了一个等式，但对于D，Q这两者的等式在两个正交矢量上执行的预期是相同的。

模型表72b、查找表、模型、等式或类似的以及校正算法72c可以通过基于转子14的位置提供两个电压值BEMF U_d98和BEMF U_q 100来起作用，作为转子位置16和励磁电流49传输。模型表72b可以在每个转子位置提供D和Q谐波值的归一化值。这样，与表示该角度处的D和Q谐波的振幅的两个数字相关的转子位置(和励磁电流，如果适用的话)可以被馈送至模型表72b，现在将详细描述。如此，微控制器19提供合适的前馈项31,33到FOC控制系统10用于在信号校正结点35,37处的PI控制器输出27,29。因此，传统的使用PI控制器输出27,29以尝试控制谐波的方法是不需要的，这样FOC环路就无需能够补偿谐波。

现在参考图5，描述了一种校正由多相电机12产生的非正弦BEMF电压的方法500。如上所述，输入模块76接收多个信号到微控制器19中。在502处，当多相电机12被激活时，在504处，微控制器19分析转子位置16、转子磁通分量I_d 46、转子转矩信号I_q 48和/或励磁电流49或转子14的角度。在步骤506处，提取BEMF U_d 98的磁通矢量和BEMF U_q100的转矩矢量，指示多相电机12的转子14旋转和多相电机12的转子速度。

参考图5，在508处，微控制器19确定来自几何形状和饱和效应的失真。在510处，BEMF U_d 98的磁通矢量和BEMF U_q 100的转矩矢量通过校正算法72c与模型表72b进行比较。在511处，校正算法72c基于当前D谐波和Q谐波，为当前D和Q谐波402,404(图4)、转子位置16以及(如果适用的话)励磁电流49确定合适的指令电压。这样，模型表72b提供在DQ坐标系中第一指令电压值，其与BEMF U_d 98和转子位置16的磁通矢量相关，以及DQ坐标系中的第二指令电压，其与BEMF U_q 100的转矩矢量相关。在512处，生成DQ坐标系中的第一指令电压值。在514处，生成DQ坐标系中的第二指令电压。

在516处，将BEMF U_d 98的磁通矢量的第一指令电压值作为第一前馈项31插入第一信号校正结点35中。第一前馈项31校正第一PI控制器30的受控磁通分量输出U_d 27。在518处，将BEMF U_q 100的转矩矢量的第二指令电压值作为第二前馈项33插入第二信号校正结点37中。第二前馈项33校正第二PI控制器34的受控转矩分量输出U_q29。在520处，将校正的U_d 28和校正的U_q 32传输到逆帕克变换模块20中。当在502处激活多相电机12时，将校正算法72c确定谐波，使用模型表72b以用于确定基于谐波和转子位置的值并传输合适的前馈项31，33的这个过程重复执行。

仍然参考图5，第一前馈项31和第二前馈项33防止BEMF电压(U_d和U_q)在多相电机12的运行范围内产生非正弦电流，从而将DQ平面中PI控制器30,34环路的控制量保持为DC值。

应当理解，图5中所示的过程表示该过程只是在单个方向上。然而，这仅是为了说明解释程序的单个迭代或循环。应当理解，该过程连续环路通过多次迭代。还应当理解，这些仅仅是使用模型表72b的示例，并且，如上所述，存在确定和校正FOC控制系统10中的谐波的其他方式。

虽然本文已说明和描述了特定实施例，但应当理解，在不脱离所要求保护的主题的精神和范围的情况下，可以进行各种其他改变和修改。此外，尽管本文已经描述了所要求保护的主题的各个方面，但是这些方面不需要组合使用。因此，所附权利要求旨在覆盖在所要求保护的主题的范围内的所有这些变化和修改。

权利要求是：

Claims

1.一种用于校正来自电机的输出中的谐波失真的系统，所述电机产生第一电输出，所述系统包括：

一对比例-积分-微分控制器，所述一对比例-积分-微分控制器接收所述第一电输出，所述比例-积分-微分控制器具有第二电输出；

微控制器，所述微控制器具有模型表和校正算法，所述微控制器被配置为接收来自所述电机的机器电流矢量并且被配置为接收所述第一电输出；以及

所述微控制器基于所述机器电流矢量和所述第一电输出对所述模型表进行相关，所述微控制器传输第一前馈项和第二前馈项，每个所述前馈项具有校正电压，

其中，所述第一前馈项和所述第二前馈项被插入到所述一对比例-积分-微分控制器的所述第二电输出中，使得所述校正电压通过所述微控制器被传输到所述第二电输出中消除所述电机中的谐波。

2.根据权利要求1所述的系统，其中，所述电机包括转子，所述转子具有位置输出，所述微控制器使用所述模型表中的值对所述位置输出进行相关，并且所述校正算法传输所述第一前馈项和所述第二前馈项。

3.根据权利要求2所述的系统，其中，所述电机传输励磁电流，所述微控制器使用所述位置输出对所述励磁电流进行相关，从而所述校正算法能够将对应的模型表中的值作为所述第一前馈项和所述第二前馈项传输。

4.根据权利要求1所述的系统，其中，所述模型表是查找表。

5.根据权利要求1所述的系统，其中，所述机器电流矢量为在DQ旋转平面中的转子磁通信号与转子转矩信号之和。

6.根据权利要求2所述的系统，其中，所述微控制器分析多个反电动势电压，从而提取所述多个反电动势电压的磁通矢量。

7.根据权利要求6所述的系统，其中，所述微控制器基于所述模型表中的值确定所述第一前馈项和所述第二前馈项，所述模型表中的值与所述机器电流矢量、所述位置输出以及所述多个反电动势电压的所述磁通矢量相关。

8.根据权利要求8所述的系统，其中，所述一对比例-积分-微分控制器包括第一比例-积分-微分控制器和第二比例-积分-微分控制器，所述第一比例-积分-微分控制器传输第一控制器输出，所述第二比例-积分-微分控制器传输第二控制器输出。

9.根据权利要求9所述的系统，其中，所述第一前馈项被插入所述第一控制器输出中，所述第二前馈项被插入所述第二控制器输出中。

10.根据权利要求1所述的系统，其中，所述电机是多相电机。

11.一种用于确定模型表的方法，所述方法包括：

通过微控制器分析转子位置信号，在DQ平面中的转子磁通位置信号和转子转矩信号，以及励磁电流；

在已知旋转速度下捕获一个电循环样本的反电动势同时在预定的采样率上捕获励磁电流；

通过所述微控制器从所述样本中确定所述反电动势的谐波含量；

使用所述转子位置信号执行直接正交零变换以揭示在DQ坐标系中剩余的多个谐波；

去除机器的基频，使得在DQ坐标系中仅剩下多个谐波，

其中，通过所述微控制器的校正算法对DQ坐标系中剩余的多个谐波进行变换，使得所述模型表填充有所述转子位置信号以及两个电压值，所述两个电压值对应于该特定的转子位置在DQ坐标系中剩余的多个谐波。

12.根据权利要求12所述的方法，其中，当所述多相电机被外部电激励并且所述励磁电流对饱和效应有影响时，在已知旋转速度下捕获一个电循环样本的反电动势同时在预定采样率上捕获励磁电流样本和所捕获的样本的附加步骤是在励磁电流的预期范围之上的。

13.根据权利要求12所述的方法，其中，多相电机传输励磁电流，所述微控制器使用所述模型表中的值对所述励磁电流进行相关，所述模型表中的值具有相应的转子位置信号和相应的两个电压值。

14.根据权利要求14所述的方法，其中，通过所述校正算法将所述两个电压值作为所述第一前馈项和所述第二前馈项传输。

15.根据权利要求12所述的方法，其中，所述模型表是查找表。

16.一种用于校正电机中的谐波的方法，所述方法包括：

通过微控制器分析定子电流和反电动势电压；

提取反电动势的一对磁通矢量，所述反电动势的所述一对磁通矢量表示所述电机的旋转和机器速度；

确定来自几何形状和饱和效应的失真；

通过所述微控制器将所述反电动势的所述一对磁通矢量传输到校正算法中；

在DQ坐标系中产生与所述反电动势的所述一对磁通矢量相关的指令电压；以及

通过所述微控制器将所述指令电压作为校正信号插入电流比例-积分-微分控制器的控制输出中，

其中，所述校正信号防止所述反电动势电压在机器的运行范围内产生非正弦电流，从而维持DQ平面中的比例-积分-微分控制器的控制量为DC值。