CN110277915B - 适用于峰值电流模式dc-dc变换器的自适应瞬态响应优化电路 - Google Patents

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Abstract

适用于峰值电流模式DC‑DC变换器的自适应瞬态响应优化电路，属于电子电路技术领域。本发明根据峰值电流模式DC‑DC变换器的反馈电压与基准电压的实际情况自适应调控输出的瞬态增强电流信号的大小及方向，并将产生的电流信号与电感电流采样信号和斜坡补偿信号相叠加，通过电阻转化为电压信号之后输入至PWM比较器正输入端，从大信号的角度加快了原有系统环路在负载阶跃时的调整速度，优化了系统的瞬态响应。本发明相对于传统的瞬态响应优化电路，可以自适应地提供与输出电压变化相关的瞬态增强电流信号，有着噪声小和系统更加稳定的特点，并且可以有效提高系统瞬态响应速度。

Description

适用于峰值电流模式DC-DC变换器的自适应瞬态响应优化 电路
技术领域
本发明属于电子电路技术领域，涉及一种适用于峰值电流模式DC-DC变换器的自适应瞬态响应优化电路。
背景技术
目前，在许多方面的DC-DC变换器应用中对负载电流和输出快速瞬态响应有了越来越高的要求。为了针对不同应用情况下负载出现快速切换的情况，需要使供电电源的输出具有快速负载响应能力用来应对这种需求。
瞬态响应优化的传统做法一般是在小信号层面对系统环路进行优化，用来优化在不同负载情况下环路特性。但是传统的做法往往只是在特定的负载点处进行优化，而在实际使用中DC-DC变换器通常会存在多种不同的负载情况，包括不同的输入输出电压等情况。上述情况会导致在一些负载或输入输出环境下DC-DC变换器系统出现瞬态响应较慢的现象。为了满足在不同应用条件下负载突变的瞬态响应要求，有必要优化系统瞬态响应。
发明内容
针对传统特定负载点优化的方式存在的不同负载或输入输出导致的DC-DC变换器系统瞬态响应较慢的问题，本发明提出一种适用于峰值电流模式DC-DC变换器的自适应瞬态响应优化电路，根据DC-DC变换器的反馈电压VFB和基准电压VREF的变化自适应改变产生电流的大小及方向，并与电感电流采样信号ISENSE和斜坡补偿输出信号ISLOPE相叠加，通过电阻转化为电压信号VS之后输入至PWM比较器正输入端，从大信号的角度加快了原有DC-DC变换器系统环路在负载阶跃时的调整速度，优化了系统的瞬态响应。
为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
适用于峰值电流模式DC-DC变换器的自适应瞬态响应优化电路，所述峰值电流模式DC-DC变换器包括PWM比较器，所述PWM比较器的正输入端连接所述峰值电流模式DC-DC变换器的电感电流采样信号和斜坡补偿信号，其负输入端连接反馈电压和基准电压经过误差放大后的信号，其输出端产生所述峰值电流模式DC-DC变换器中功率管的栅极驱动电压，所述反馈电压为所述峰值电流模式DC-DC变换器输出电压的分压信号；
所述自适应瞬态响应优化电路包括两个输入端和一个输出端，所述自适应瞬态响应优化电路的第一输入端连接所述反馈电压，其第二输入端连接所述基准电压，其输出端产生与所述反馈电压和基准电压的差值成比例的电流信号叠加到所述PWM比较器的正输入端。
具体的，所述自适应瞬态响应优化电路包括第一NMOS管、第二NMOS管、第三NMOS管、第四NMOS管、第五NMOS管、第六NMOS管、第七NMOS管、第八NMOS管、第九NMOS管、第十NMOS管、第一PMOS管、第二PMOS管、第三PMOS管、第四PMOS管、第五PMOS管、第六PMOS管、第七PMOS管、第八PMOS管以及偏置电流源，
第三PMOS管的栅极作为所述自适应瞬态响应优化电路的第一输入端，其源极连接第四PMOS管的源极和所述偏置电流源，其漏极连接第四NMOS管和第八NMOS管的栅极、以及第五NMOS管的栅极和漏极；
第四PMOS管的栅极作为所述自适应瞬态响应优化电路的第二输入端，其漏极连接第三NMOS管和第七NMOS管的栅极、以及第六NMOS管的栅极和漏极；
第二PMOS管的栅漏短接并连接第一PMOS管的栅极和第四NMOS管的漏极，其源极连接第一PMOS管、第五PMOS管、第六PMOS管、第七PMOS管和第八PMOS管的源极并连接电源电压；
第五PMOS管的栅漏短接并连接第六PMOS管的栅极和第七NMOS管的漏极；
第七PMOS管的栅漏短接并连接第八PMOS管的栅极和第十NMOS管的漏极；
第九NMOS管的栅漏短接并连接第十NMOS管的栅极、第六PMOS管和第八NMOS管的漏极，其源极连接第一NMOS管、第二NMOS管、第三NMOS管、第四NMOS管、第五NMOS管、第六NMOS管、第七NMOS管、第八NMOS管和第十NMOS管的源极并接地；
第二NMOS管的栅漏短接并连接第一NMOS管的栅极、第一PMOS管和第三NMOS管的漏极；
第一NMOS管的漏极连接第八PMOS管的漏极并作为所述自适应瞬态响应优化电路的输出端。
本发明的有益效果为：本发明能够根据DC-DC变换器在发生负载阶跃的情况下根据不同的输出电压，自适应的产生一股与反馈电压VFB和基准电压VREF之差成比例的瞬态增强电流信号IOUT，IOUT根据VFB和VREF实际情况自适应改变大小及方向，并与电感电流采样信号ISENSE和斜坡补偿输出信号ISLOPE相叠加，通过电阻转化为电压信号VS之后输入至PWM比较器正输入端，从大信号的角度加快了原有系统环路在负载阶跃时的调整速度，优化了系统的瞬态响应。本发明相对于传统的瞬态响应优化电路，可以自适应地提供与输出电压变化相关的瞬态增强电流信号，有着噪声小和系统更加稳定的特点，并且可以有效提高系统瞬态响应速度。
附图说明
图1为本发明提出的适用于峰值电流模式DC-DC变换器的自适应瞬态响应优化电路的应用原理图。
图2为本发明提出的适用于峰值电流模式DC-DC变换器的自适应瞬态响应优化电路的一种实现电路图。
图3为峰值电流模式DC-DC变换器的负载由重载阶跃至轻载情况下的自适应瞬态响应优化电路功能示意图。
图4为峰值电流模式DC-DC变换器的负载由轻载阶跃至重载情况下的自适应瞬态响应优化电路功能示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例详细描述本发明的技术方案。
如图1所示是本发明提出的适用于峰值电流模式DC-DC变换器的自适应瞬态响应优化电路的应用原理图，自适应瞬态响应优化电路有两个输入端和一个输出端，自适应瞬态响应优化电路的第一输入端接反馈电压VFB，第二输入端接基准电压VREF，自适应瞬态响应优化电路输出电流信号IOUT，电流信号IOUT即为本发明产生的瞬态增强电流信号，产生的瞬态增强电流信号IOUT是与反馈电压VFB和基准电压VREF的差值相关的电流信号，将电流信号IOUT与峰值电流模式DC-DC变换器本身的电感电流采样信号ISENSE和斜坡补偿信号ISLOPE相叠加，在经过一个电阻RS之后转化为电压信号VS并接至PWM比较器的正输入端，由PWM比较器产生对应的栅极驱动信号控制峰值电流模式DC-DC变换器的功率管。
本发明提出的自适应瞬态响应优化电路通过检测反馈电压VFB与基准电压VREF来判断峰值电流模式DC-DC变换器的输出是否发生瞬态变化，并输出一个随输出电压变化的直流电流信号IOUT与电感电流采样信号ISENSE和斜坡补偿电流信号ISLOPE叠加，再经过一个电阻RS转化成电压信号VS之后输入至PWM比较器实现自适应的快速瞬态响应并提高负载调整率。该结构中因为直接将反馈电压VFB和基准电压VREF进行比较所以也可以实现在瞬态变化下的快速响应。其中的峰值电流模式DC-DC变换器、电感电流采样电路、斜坡补偿电路和PWM比较器均采用常规电路。
自适应瞬态响应优化电路用于产生一个与反馈电压和基准电压的差值(VFB-VREF)成比例的电流信号IOUT，如图2所示给出了自适应瞬态响应优化电路的一种实现形式，包括第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第四NMOS管MN4、第五NMOS管MN5、第六NMOS管MN6、第七NMOS管MN7、第八NMOS管MN8、第九NMOS管MN9、第十NMOS管MN10、第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6、第七PMOS管MP7、第八PMOS管MP8以及偏置电流源IBIAS；第三PMOS管MP3的栅极作为自适应瞬态响应优化电路的第一输入端连接峰值电流模式DC-DC变换器的反馈电压VFB，其源极连接第四PMOS管MP4的源极和偏置电流源IBIAS，其漏极连接第四NMOS管MN4和第八NMOS管MN8的栅极、以及第五NMOS管MN5的栅极和漏极；第四PMOS管MP4的栅极作为自适应瞬态响应优化电路的第二输入端连接基准电压VREF，其漏极连接第三NMOS管MN3和第七NMOS管MN7的栅极、以及第六NMOS管MN6的栅极和漏极；第二PMOS管MP2的栅漏短接并连接第一PMOS管MP1的栅极和第四NMOS管MN4的漏极，其源极连接第一PMOS管MP1、第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6、第七PMOS管MP7和第八PMOS管MP8的源极并连接电源电压VDDA；第五PMOS管MP5的栅漏短接并连接第六PMOS管MP6的栅极和第七NMOS管MN7的漏极；第七PMOS管MP7的栅漏短接并连接第八PMOS管MP8的栅极和第十NMOS管MN10的漏极；第九NMOS管MN9的栅漏短接并连接第十NMOS管MN10的栅极、第六PMOS管MP6和第八NMOS管MN8的漏极，其源极连接第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第四NMOS管MN4、第五NMOS管MN5、第六NMOS管MN6、第七NMOS管MN7、第八NMOS管MN8和第十NMOS管MN10的源极并接地VSSA；第二NMOS管MN2的栅漏短接并连接第一NMOS管MN1的栅极、第一PMOS管MP1和第三NMOS管MN3的漏极；第一NMOS管MN1的漏极连接第八PMOS管MP8的漏极并作为自适应瞬态响应优化电路的输出端。
本实施例提出的具体电路结构通过输入对管第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4将反馈电压VFB和基准电压VREF转化为两路与之相关的电流信号，并通过电流镜对这两股电流进行镜像之后再对其进行相减、镜像等处理后，最终得到与反馈电压VFB和基准电压VREF的电压差成正比的自适应瞬态增强电流信号IOUT。自适应瞬态响应优化电路输出信号IOUT满足下式：
IOUT＝G(VFB-VREF) (1)
其中，VFB为反馈电压，VREF为基准电压，比值G＝gm3,4*K，gm3,4为第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4的跨导，K为电流镜镜像比，K由电路中第七PMOS管MP7和第八PMOS管MP8、第一NMOS管MN1和第二NMOS管MN2构成的电流镜的比值决定。自适应瞬态响应优化电路能有效的根据DC-DC变换器的输出电压变化情况自适应地输出电流信号IOUT并输入至内部电流环路中，优化DC-DC变换器的瞬态响应性能。从提供额外大信号角度优化快速瞬态响应，有着噪声小和系统更加稳定的特点，并且可以有效提高系统瞬态响应速度。
图3为DC-DC变换器的负载由重载阶跃至轻载情况下的自适应瞬态响应优化电路功能示意图，在变换器电路负载由重载突然变化为轻载时，输出负载电流也随之变小，此时由于负载发生突变，输出电压会出现过冲；此时的反馈电压VFB同样会由于出现一个过冲而高于基准电压VREF，通过自适应瞬态响应优化电路输出信号IOUT的表达式可知，这时自适应瞬态响应优化电路会输出一股正向的自适应电流信号IOUT，相当于在原本VS电压的基础上叠加了一个自适应直流电平信号，可以加速驱动信号G_driver上的占空比变化，即加速整个阶跃过程中的系统瞬态响应速度，实现自适应的瞬态响应优化功能。
图4为DC-DC变换器的负载由轻载阶跃至重载情况下的自适应瞬态响应优化电路功能示意图，在变换器电路负载由轻载突然变化为重载时，输出负载电流也随之变大，此时由于负载发生突变，输出电压会出现下冲；此时的反馈电压VFB同样会由于出现一个下冲而低于基准电压VREF，通过自适应瞬态响应优化电路输出信号IOUT的表达式可知，这时自适应瞬态响应优化电路会输出一股反向的自适应电流信号，相当于在原本VS电压的基础上减小了一个自适应直流电平信号，可以加速驱动信号G_driver上的占空比变化，即加速整个阶跃过程中的系统瞬态响应速度，实现自适应的瞬态响应优化功能。
综上所述，本发明提出的自适应瞬态响应优化电路能够根据反馈电压VFB和基准点电压VREF实际情况自适应调控输出电流的大小及方向，输出对应的瞬态增强电流信号IOUT，IOUT与电感电流采样信号ISENSE和斜坡补偿输出信号ISLOPE相叠加，在经过一个电阻之后转成电压信号并输入至PWM比较器的正相输入端，加速PWM比较器产生的驱动信号的占空比变化，加速整个阶跃过程中的系统瞬态响应速度。本发明提出的自适应瞬态响应优化电路能有效地根据DC-DC变换器的输出电压变化情况自适应地输出电流信号IOUT并输入至内部电流环路中，优化DC-DC变换器的瞬态响应性能。从提供额外大信号角度优化快速瞬态响应，有着噪声小和系统更加稳定的特点，并且可以有效提高系统瞬态响应速度。
本发明提出的自适应瞬态响应优化电路将DC-DC变换器的输出电压变化情况反馈到PWM比较器正输入端，若直接将输出反馈信号VFB叠加至电流环即PWM比较器的正输入端处，则会导致以下几个问题：首先，由于电压反馈信号是直接叠加至电感电流采样信号之上，所以在系统所有的运行情况下均会导致整体环路受到影响，具体表现为会导致系统的电流限发生显著降低，严重时甚至会影响系统的正常工作；进一步来说，由于是整个阶段中反馈电压信号都会叠加至电感电流采样信号，所以也会削弱电流环路对于电感电流变化的敏感度，降低瞬态响应速度；最后，由于这里都是采用电压信号，所以在电压信号进行叠加时也需要复杂的额外电路来实现功能。但本发明提出将反馈电压VFB和基准电压VREF之差相关的电流信号作为输入电流环路的参量的做法就不会存在上述问题。具体说明如下：首先，因为是采用反馈电压与基准电压之差相关的电流信号作为输出信号，所以在系统的稳定阶段，反馈电压与基准电压基本相等此电路模块输出电流信号为零，即不会对原本的系统环路产生影响，而仅仅只是会在系统输出发生变化，即为反馈电压与基准电压之差不再为零时，输出瞬态响应优化电流信号，并将此信号引入电流环路对电路进行瞬态优化调节；其次，由于输出电流信号大小方向均是与反馈电压与基准电压之差相关，所以在输出的不同变化幅度下，输出电流信号大小也会进行自适应的调整变化来对环路进行自适应的调节，优化整体环路的响应速度；最后，由于均采用电流信号相叠加，所以极大的简化了求和电路的设计，电流相加仅需要将输出接至一起，其后再通过一个电阻来转化为电压信号即可。
值得说明的是，除了本发明提出的自适应瞬态响应优化电路的这种结构，其他同样能够产生与反馈电压VFB和基准电压VREF的差值成比例的电流的结构也在本发明的保护范围之内；本发明不局限于上述实施方式，凡是通过在电感电流采样信号和斜坡补偿信号上叠加与反馈电压和基准电压之差成比例的电流信号的方式来提高负载调整率的方法，均应落在本发明保护范围之内。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims (1)

1.适用于峰值电流模式DC-DC变换器的自适应瞬态响应优化电路，所述峰值电流模DC-DC变换器包括PWM比较器，所述PWM比较器的正输入端连接所述峰值电流模DC-DC变换器的电感电流采样信号和斜坡补偿信号叠加后的信号，其负输入端连接反馈电压和基准电压经过误差放大后的信号，其输出端产生所述峰值电流模DC-DC变换器中功率管的栅极驱动电压，所述反馈电压为所述峰值电流模DC-DC变换器输出电压的分压信号；
其特征在于，所述自适应瞬态响应优化电路包括两个输入端和一个输出端，所述自适应瞬态响应优化电路的第一输入端连接所述反馈电压，其第二输入端连接所述基准电压，其输出端产生与所述反馈电压减去基准电压的值成比例的电流信号叠加到所述PWM比较器的正输入端，所述PWM比较器将其正输入端叠加获得的电流信号经过电阻转化为对应的电压信号后与其负输入端的信号进行比较；
所述自适应瞬态响应优化电路包括第一NMOS管、第二NMOS管、第三NMOS管、第四NMOS管、第五NMOS管、第六NMOS管、第七NMOS管、第八NMOS管、第九NMOS管、第十NMOS管、第一PMOS管、第二PMOS管、第三PMOS管、第四PMOS管、第五PMOS管、第六PMOS管、第七PMOS管、第八PMOS管以及偏置电流源，
第三PMOS管的栅极作为所述自适应瞬态响应优化电路的第一输入端，其源极连接第四PMOS管的源极和所述偏置电流源，其漏极连接第四NMOS管和第八NMOS管的栅极、以及第五NMOS管的栅极和漏极；
第四PMOS管的栅极作为所述自适应瞬态响应优化电路的第二输入端，其漏极连接第三NMOS管和第七NMOS管的栅极、以及第六NMOS管的栅极和漏极；
第二PMOS管的栅漏短接并连接第一PMOS管的栅极和第四NMOS管的漏极，其源极连接第一PMOS管、第五PMOS管、第六PMOS管、第七PMOS管和第八PMOS管的源极并连接电源电压；
第五PMOS管的栅漏短接并连接第六PMOS管的栅极和第七NMOS管的漏极；
第七PMOS管的栅漏短接并连接第八PMOS管的栅极和第十NMOS管的漏极；
第九NMOS管的栅漏短接并连接第十NMOS管的栅极、第六PMOS管和第八NMOS管的漏极，其源极连接第一NMOS管、第二NMOS管、第三NMOS管、第四NMOS管、第五NMOS管、第六NMOS管、第七NMOS管、第八NMOS管和第十NMOS管的源极并接地；
第二NMOS管的栅漏短接并连接第一NMOS管的栅极、第一PMOS管和第三NMOS管的漏极；
第一NMOS管的漏极连接第八PMOS管的漏极并作为所述自适应瞬态响应优化电路的输出端。
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A Three-Level Single-Inductor Triple-Output Converter;Li-Cheng Chu;《2017 IEEE International Solid-State Circuits Conference (ISSCC)》;20170306;全文 *
提高 Buck 型 DC-DC 变换器带载能力的补偿设计;李新;《微电子学》;20110228;全文 *

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