CN104124871A - 开关式稳压器、电子装置和电子电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种开关式稳压器，其被配置为将输入电压转换为输出电压。控制单元被配置为响应于基准电压和复合电压之间的比较结果来执行开关控制，复合电压包括通过对输出电压进行反馈而获得的反馈电压和根据输入电流而导出的导出电压。

Description

开关式稳压器、电子装置和电子电路

相关申请的交叉引用

本申请基于2013年4月26日提交的日本专利申请第2013-093383号、2013年9月9日提交的日本专利申请第2013-185869号和2013年10月15日提交的日本专利申请第2013-215007号，并要求上述日本专利申请的优先权。

技术领域

本发明涉及用于将输入电压转换为输出电压的开关式稳压器、电子装置和电子电路。

背景技术

每个电子电路都具有用于反馈输出电压以使MOS晶体管导通或关断的开关式稳压器，从而控制输出电压以使得输出值变为通常使用的目标电压。

例如，开关式稳压器具有反馈回路，并且在反馈回路路径上包括被提供为误差放大器的差分放大器。输出电压作为反馈电压输入至差分放大器。差分放大器输出通过对反馈电压与基准电压之间的差值进行放大而得到的差分电压。差分电压被输入至比较器。

开关式稳压器还具有电流感测放大器，用于检测输入电流。输入电流被转换为电压，其作为输入转换电压输入至比较器。从而，比较器对输入转换电压和差分电压进行比较，并根据比较结果来使MOS晶体管导通或关断。该反馈控制使得输出电压保持恒定。但是，实际上，由于输出电压根据对晶体管的导通/关断控制而波动，因此，为了使输出电压平滑，在开关式稳压器的输出端处提供电容器和电感器。

此外，开关式稳压器具有相位补偿电路。相位补偿电路主要包括电容器和电阻器，其降低交流输出信号相对于输入信号的增益。而且，相位补偿电路调节输出信号相对于输入信号的相位延迟。即，相位补偿电路调节输出信号相对于输入信号的增益和相位之间的关系。具体地，由于用于平滑的电容器和用于相位补偿的电容器的影响，波特(Bode)图中出现了第一极点和第二极点，每个极点处，相位延迟90度(总共180度)。此外，由于电阻器，相位超前92度。因此，在相位延迟180度之前，相位补偿电路调节增益以使得增益变为0dB或更低。从而，能够防止输出电压的振荡。

这里，在开关式稳压器电路内提供相位补偿电路的情况下，相位补偿电路的内部元件(诸如电容器)的选择可能需要大量时间。而且，在相位补偿电路的电容器的电容量相对较大的情况下，响应于输出电压的改变而对MOS晶体管的导通/关断控制被延迟。作为解决该问题的示例，日本专利申请公开第2007-174772号中公开了DC-DC转换器控制电路。DC-DC转换器控制电路控制输出电压以使得输出电压变为目标电压，而无需在电路中提供差分放大器和相位补偿电路。

但是，日本专利申请公开第2007-174772号中所公开的DC-DC转换器控制电路是被以“电压模式”控制的电路。这里，电压模式是指基于输入电压的改变而对控制电路的输出电压进行控制以使得输出电压接近目标电压的模式。日本专利申请公开第2007-174772号中所公开的以如上所述电压模式被控制的DC-DC转换器控制电路可以通过移除差分放大器和相位补偿电路来消除一个极点。但是，由于电压模式的用于平滑的电容器的双重极点(double pole)以及连接至晶体管的输出的线圈，相位被延迟180度，从而输出电压很可能变得振荡。作为对输出进行稳定的措施，例如提供另一相位补偿电路的措施变得必要。从而，设计变得复杂，并且由于向电路提供了新的组件，因此电路尺寸增大。

而且，在不提供用于增大整个电路的增益的诸如差分放大器之类的元件(下文中将称其为增益增大元件)的情况下，存在以下问题。即，如果假设在电路中提供了增益增大元件的情况下整个电路的DC增益例如为1000倍，则由于输出电流Iout的增大，整个电路的DC增益减小。例如，由于输出电流Iout的增大，增益减小为一半，即，增益从1000倍变为500倍。从而，电路内部的比较器的非反相输入端和反相输入端之间的电压差具体地根据电压差公式([电压差]＝Vout/A，其中A表示增益)而变为如下值。在输入比较器的非反相输入端的电压为1V并且输入反相端的电压为1V的情况下，非反相输入端与反相输入端二者之间的电压差变为0V，即没有差异。但是，实际上，由于非反相输入端与反相输入端二者之间的特性差异，即使在输入电压之间不存在差异的情况下，非反相输入端和反相输入端之间也存在电压差。例如，根据电压差公式，在增益A为1000的情况下，电压差变为1mV，以及在增益A为500的情况下，电压差变为2mV。这里，在输出电流Iout增大的情况下，整个电路的DC增益由于以下原因而减小。在输出电压Vout实质上恒定的情况下，由于输出电流Iout增大，因此负载电阻器Rd的电阻值根据欧姆定律而减小。此外，如果负载电阻器Rd的电阻值减小，DC增益也根据增益关系公式(A＝Gm×R，其中Gm表示电导，R表示电阻)而减小。

而且，如上所述在比较器的两个输入端具有电压差的情况下，当对输入至比较器的非反相输入端的电压和输入至反相输入端的基准值进行比较时，即使在两个电压值之间的差值变为0V的情况下，比较器的两个输入端之间的电压差也根据增益的减小而呈现为目标电压Vtar与输出电压Vout的电压差。但是，如上所述在整个电路的DC增益高到一定程度的情况下，即使DC增益根据输出电流Iout的增大而减小，比较器的两个输入端之间的电压差也变为相对较小的值，并且输出电压Vout与目标电压Vtar的电压差也变为较小的值。

此外，由于整个电路的DC增益由于输出电压Vout的增大而减小，比较器的两个输入端之间的电压差变得比DC增益减小之前高，该电压差为输出电压Vout与目标电压Vtar之间的电压差。

这里，如果从电路内部移除增益增大元件，整个电路的增益进一步减小。如果从电路内部移除增益增大元件，例如，整个电路的DC增益从作为移除增益增大元件之前的DC增益的1000倍减小到100倍。该情况下，如果输出电流Iout增大，DC增益进一步减小(例如，从100倍到50倍)，当DC增益A为100时，电压差变为10mV，当DC增益A为50时，电压差变为20mV。

而且，在电路中存在增益增大元件的情况下由于输出电流Iout的增大而导致的比较器的两个输入端之间的电压差(2-1＝1mV)和在电路中不存在增益增大元件的情况下的电压差(20-10＝10mV)中，电路中不存在增益增大元件的情况下的电压差更大。因此，在电路中不存在增益增大元件的情况下输出电压Vout与目标电压Vtar的电压差变得大于在电路中存在增益增大元件的情况下的电压差，从而不可能向负载提供稳定的电力。

发明内容

本发明的第一个目的是简化设计并稳定输出电压。

本发明的第二个目的是保证输出电压的电压值稳定。

根据本发明的第一方面的实施例，提供一种开关式稳压器，其被配置为将输入电压转换为输出电压，所述开关式稳压器包括：控制单元，其被配置为响应于基准电压与复合电压之间的比较结果而执行开关控制，所述复合电压包括通过反馈输出电压而获得的反馈电压以及基于输入电流而导出的导出电压。

所述开关式稳压器还可以包括：晶体管，其被配置为被进行开关控制；以及线圈，其连接至晶体管的输出侧，并且输入电流可以为在线圈中流动的电流。

所述开关式稳压器还可以包括加法单元，其被配置为对电流进行相加，所述加法单元可以将通过对反馈电压进行转换而获得的反馈电流与包括AC分量和DC分量的输入电流相加，来导出复合电压。

所述开关式稳压器还可以包括比较单元，其被配置为对复合电压和基准电压进行比较，晶体管可以响应于具有固定周期的时钟信号的边沿而导通，以及可以响应于来自比较单元的输出信号而关断。

所述开关式稳压器还可以包括第一电阻器，其连接在晶体管输出侧的输出端的前一级，并且复合电压可以为第一电阻器的上游侧的电压。

所述开关式稳压器还可以包括：滤波器单元，其被配置为使得与导出电压的DC分量相对应的输入电流的DC分量通过；以及生成单元，其被配置为生成电流值随时间增大随后减小的第一斜坡电流，以及复合电压可以包括反馈电压、导出电压的DC分量、以及对应于第一斜坡电流的电压。

所述开关式稳压器的生成单元可以生成电流值在晶体管导通时刻以恒定斜率增大而随后在晶体管关断时刻被重置的第一斜坡电流。

所述开关式稳压器还可以包括第二电阻器，其被配置为根据复合电流导出复合电压，所述复合电流包括输入电流和对应于反馈电压的反馈电流。

所述开关式稳压器还可以包括改变单元，其被配置为响应于输入电流的电流值而改变基准电压。

所述开关式稳压器的改变单元可以响应于输入电流的DC分量的增大而增大基准电压。

所述开关式稳压器还可以包括滤波器单元，其被配置为使得输入电流的DC分量通过，以及所述改变单元可以将从滤波器单元输出的输入电流的DC分量转换为电压，并且将该电压与基准电压相加。

所述开关式稳压器还可以包括减小单元，其被配置为响应于输入电流的DC分量的增大而减小复合电压。

所述开关式稳压器还可以包括：提供单元，其被配置为提供电流值随时间增大并随后减小的第二斜坡电流；以及信号输出单元，其被配置为响应于输入电压的电压值而输出用于改变第二斜坡电流的电流值的上升速率的信号。

所述开关式稳压器的信号输出单元可以响应于输入电压的减小而输出用于减小第二斜坡电流的电流值的上升速率的信号。

所述开关式稳压器还可以包括设置单元，其被配置为响应于输入电流的峰值来设置基准电压。

所述开关式稳压器还可以包括提供单元，其被配置为向复合电压提供电流值随时间增大并随后减小的斜坡电流，以及设置单元可以响应于输入电流的峰值和斜坡电流的峰值来设置基准电压。

所述开关式稳压器的设置单元可以将输入电流的峰值和斜坡电流的峰值与具有预定电压值的基准电源电压相加来设置基准电压。

所述开关式稳压器还可以包括获取单元，其被配置为获取电流的峰值，以及所述获取单元可以获取在开关控制的从导通到关断的一个周期内的峰值，并且重置前一周期内所获取的峰值，从而获取当前周期的峰值。

根据本发明的第二方面的实施例，提供一种电子装置，其包括：上述开关式稳压器；以及控制装置，其接收开关式稳压器的电压，从而进行操作。

根据本发明的第三方面的实施例，提供一种电子电路，其被配置为将输入电压转换为输出电压，所述电子电路包括：控制单元，其被配置为响应于基准电压与复合电压之间的比较结果而执行开关控制，所述复合电压包括通过反馈输出电压而获得的反馈电压和基于输入电流而导出的导出电压。

根据本发明的第四方面的实施例，提供一种开关式稳压器，其被配置为将输入电压转换为输出电压，所述开关式稳压器包括：加法单元，其被配置为将通过反馈输出电压而获得的反馈电压和通过对与输出电流相对应的电流进行电压转换而获得的转换电压相加，以导出相加电压；控制单元，其被配置为响应于相加电压与基准电压之间的比较结果而执行开关控制；以及改变单元，其被配置为根据与输出电流相对应的电流的值来改变基准电压。

通过所述开关式稳压器的改变单元来改变基准电压可以根据转换电压的DC分量的增大而增大基准值。

根据本发明的第五方面的实施例，提供一种开关式稳压器，其被配置为将输入电压转换为预定的输出电压，所述开关式稳压器包括：加法单元，其被配置为将通过反馈输出电压而获得的反馈电压与通过对与输出电流相对应的电流进行电压转换而获得的转换电压相加，以导出相加电压；控制单元，其被配置为响应于相加电压与基准电压之间的比较结果而执行开关控制；以及分流单元，其根据与输出电流相对应的电流将与输出电流相对应的电流的一部分分流到不同的路径。

与所述开关式稳压器的输出电流相对应的电流的该部分可以对应于转换电压的DC分量的增大。

与所述开关式稳压器的输出电流相对应的电流是电流值通过开关控制而改变并且在线圈中流动的电流。

根据本发明的第一至第三方面的实施例，由于响应于复合电压与基准电压之间的比较结果而执行开关控制，因此所述稳压器能够防止输出电压的振荡，并且可以获得输出的稳定输出电压。而且，与电压模式的电路相比，所述稳压器的设计变得容易，并且由于无需在电路内提供新的组件，因此能够减小整个电路的尺寸。

而且，根据本发明的第一至第三方面的实施例，由于加法单元将反馈电流与包括AC分量和DC分量的输入电流相加，从而导出复合电压，因此所述稳压器能够响应于输出电压的改变而控制晶体管的导通/关断，并且能够减小输出电压与目标电压之间的电压差。

而且，根据本发明的第一至第三方面的实施例，由于晶体管响应于具有固定周期的时钟信号的边沿而导通，并且响应于来自比较单元的输出信号而关断，因此所述稳压器变得能够进行高速响应，并且由于能够提前得知开关频率，诸如无线电接收装置之类的其他装置能够针对噪声采取措施，从而变得不太可能受噪声影响。

而且，根据本发明的第一至第三方面的实施例，由于复合电压是晶体管输出侧的输出端的前一级处所连接的第一电阻器的上游侧的电压，因此所述稳压器能够消除多个组件，从而能够减小制造成本。

而且，根据本发明的第一至第三方面的实施例，由于复合电压包括反馈电压、导出电压的DC分量、和与第一斜坡电流相对应的电压，因此所述稳压器不受线圈电流的AC分量的幅度的影响，从而能够将线圈的电感设置为任意值。

而且，根据本发明的第一至第三方面的实施例，由于生成单元生成电流值在晶体管的导通时刻以恒定斜率增大而随后在晶体管的关断时刻被重置的第一斜坡电流，因此所述稳压器能够以预定周期设置晶体管的导通/关断时刻，从而能够使输出电压稳定。

而且，根据本发明的第一至第三方面的实施例，由于所述稳压器包括第二电阻器，第二电阻器根据包括输入电流和反馈电流的复合电流而导出复合电压，因此所述稳压器能够仅通过一个电阻器来调整输出电压，并且易于对所述稳压器电路内部的元件进行调节，从而能够提高导出输出电压的精度。

而且，根据本发明的第一至第三方面的实施例，由于基准电压响应于输入电流的电流值而变化，因此即使输出电流发生变化所述稳压器也能够使输出电压的输出稳定，并且能够控制输出电压以使得输出电压与目标电压之间的电压差很小。

而且，根据本发明的第一至第三方面的实施例，由于改变单元响应于输入电流的DC分量的增大而增大基准电压，因此即使输出电流增大，所述稳压器也能够使输出电压的输出稳定，并且能够控制输出电压以使得输出电压与目标电压之间的电压差很小。

而且，根据本发明的第一至第三方面的实施例，由于复合电压响应于输入电流的DC分量的增大而减小，因此即使输出电流增大，所述稳压器也能够控制输出电压以使得输出电压稳定，并且能够减小输出电压与目标电压之间的电压差。

而且，根据本发明的第一至第三方面的实施例，由于用于改变第二斜坡电流的电流值的上升速率的信号根据输入电压的电压值进行输出，因此即使输入电压改变，所述稳压器也能够控制输出电压以使得输出电压稳定，并且能够减小输出电压与目标电压之间的电压差。

而且，根据本发明的第一至第三方面的实施例，由于响应于基准电压与复合电压之间的比较结果而执行开关控制，其中复合电压包括通过反馈输出电压而获得的反馈电压和根据输入电流而导出的导出电压，因此能够消除提供在反馈回路路径上的误差放大器，从而能够消除相位补偿电路。而且，无需为选择相位补偿电路的诸如电容器之类的元件而耗费时间，从而能够显著地减小电路设计的工时。此外，根据本发明，由于基准电压根据输入电流的峰值而设置，因此复合电压中所包括的输入电流和基准电压中所包括的输入电流变为相同值，从而能够减小输出电压与目标电压之间的电压差。

而且，根据本发明的第一至第三方面的实施例，由于基准电压根据输入电流的峰值和斜坡电流的峰值而设置，因此即使通过斜坡补偿电路执行斜坡补偿，也能够减小输出电压和目标电压之间的电压差。

而且，根据本发明的第一至第三方面的实施例，由于输入电流的峰值和斜坡电流的峰值与具有预定电压值的基准电源电压相加，从而设置基准电压，因此能够将与反馈电压相加的电压和与基准电源电压相加的电压设置为相同的电压。

而且，根据本发明的第一至第三方面的实施例，由于获取单元获取开关控制的从导通到关断的一个周期内的峰值，并且重置前一周期内获得的峰值，从而获得当前周期的峰值，能够根据峰值的改变来设置基准电压。

而且，根据本发明的第四方面的实施例，由于基准电压响应于与输出电流相对应的电流的值而变化，因此能够抑制输出电压根据整个电路的增益的减小而变化，并且能够减小输出电压与目标电压之间的电压差，以及能够向负载提供稳定的电力。

而且，根据本发明的第四方面的实施例，由于通过改变单元响应于转换电压的DC分量的增大而增大基准电压来改变基准电压，因此能够以消除了转换电压的电压值的周期性改变的状态来增大基准电压。

而且，根据本发明的第五方面的实施例，由于响应于与输出电流相对应的电流而使得与输出电流相对应的电流的一部分流入不同的路径，因此能够抑制输出电压由于整个电路的增益的减小而改变，并且能够减小输出电压与目标电压之间的差值，以及能够向负载提供稳定的电力。

而且，根据本发明的第五方面的实施例，由于与输出电流相对应的电流的一部分是转换电压的DC分量的增大部分，因此能够分流与转换电压的DC分量的增大部分相对应的电流。

而且，根据本发明的第四和第五方面的实施例，由于与输出电流相对应的电流是电流值通过开关控制而变化并且在线圈中流动的电流，因此能够根据电流值的改变而执行电压控制。能够抑制输出电压由于整个电路的增益的减小而改变，并且能够减小输出电压与目标电压之间的差值，以及能够向负载提供稳定的电力。

而且，根据本发明的第五方面的实施例，由于响应于转换电压的DC分量而使得与输出电流相对应的电流的一部分流入不同的路径，因此能够抑制输出电压由于整个电路的DC增益的改变而改变，并且能够减小输出电压与目标电压之间的差值。

附图说明

附图中：

图1是示出第一实施例的开关式稳压器的电路配置的视图；

图2是示出与第一实施例的稳压器相关的各信号的时间上的改变的视图；

图3是示出电流模式中的频率特性的波特图；

图4是示出第二实施例的稳压器的电路配置的视图；

图5是示出第三实施例的稳压器的电路配置的视图；

图6是示出与第三实施例的稳压器相关的各信号的时间上的改变的视图；

图7是示出第四实施例的稳压器的电路配置的视图；

图8示出了基准电压和输出电压的电压值根据对基准电压的调节的存在或不存在的改变的曲线图；

图9是示出第五实施例的稳压器的电路配置的视图；

图10是示出与第五实施例的稳压器相关的各信号的时间上的改变的视图；

图11是示出第六实施例的稳压器的电路配置的视图；

图12是示出与第六实施例的稳压器相关的各信号的时间上的改变的视图；

图13是示出第七实施例的稳压器的电路配置的视图；

图14是示出在稳压器包括斜坡补偿电路的情况下各信号的时间上的改变的视图；

图15是用于说明输出电压与目标电压之间的电压差根据输入电压的电压值的减小而扩大的视图；

图16是示出在稳压器包括线性校正电路(line correctingcircuit)和斜坡补偿电路的情况下各信号的时间上的改变的视图；

图17是示出第一假定配置形式的稳压器的电路配置的视图；

图18是示出与第一假定配置的稳压器相关的各信号的改变的视图；

图19是示出电流模式中的频率特性的波特图；

图20示出了基准电压和输出电压根据对基准电压的校正的存在或不存在的改变的曲线图；

图21是示出第二假定配置的稳压器的电路配置的视图；

图22是示出与第二假定配置的稳压器相关的各信号的改变的视图；

图23是在图22的一个周期(从时刻t7至时刻t12)的信号波形的放大视图；

图24是示出第八实施例的稳压器的电路配置的视图；

图25是用于说明在使用峰值保持电路的情况下各信号的改变的视图；

图26是用于说明已根据输入峰值电流校正了的基准电压相关的各信号的改变的视图；

图27是示出除图26的曲线图之外的斜坡电流曲线图的视图；

图28是示出第九实施例的稳压器的电路配置的视图；

图29是用于说明基于输入电流的峰值和斜坡电流的峰值来设置基准值的视图；

图30是用于说明与已根据复合峰值电流而设置的基准电压相关的各信号的改变的视图；

图31是主要示出第十实施例的开关式稳压器的电路配置的视图；

图32是示出与该开关式稳压器相关的各信号的时间上的改变的视图；

图33是示出输出电压根据已调整电源的电压值是否与基准电压相加而改变的视图；

图34是主要示出第十一实施例的开关式稳压器的电路配置的视图；以及

图35是示出与该开关式稳压器相关的各信号的时间上的改变的视图。

具体实施方式

下文中，将参照附图来描述本发明的第一至第七实施例。以下的实施例仅为示例性的，本发明的技术范围不限于此。

<第一实施例>

<1.开关式稳压器的配置>

图1是示出第一实施例的开关式稳压器1A(下文中将称其为“稳压器1A”)的电路配置的视图。稳压器1A通过对晶体管101A(下文中将对其进行描述)进行开关控制而输出一个输出电压Vout。稳压器1A通过输入端TaA从电池2A接收输入电压Vin(例如，14V)。稳压器1A使输入电压Vin逐步降低至输出电压Vout。稳压器1A执行控制以使得通过使输入电压Vin降低而获得的输出电压Vout变为目标电压Vtar(例如，5V)。从而，基于输出电压Vout的输出电流Iout通过输出端TbA流入负载3A。负载3A是例如电子装置的电控单元(ECU)的微计算机。ECU是例如用于控制引擎的驱动的装置，并且为了向电控单元的微计算机提供必要的电力，可以使用稳压器1A。因此，作为电子装置，例如不仅可以应用引擎控制装置，还可以应用诸如导航装置和音频装置之类的各种其他装置。

在稳压器1A的输入端TaA和输出端TbA之间，提供晶体管101A。晶体管101A是N沟道MOS晶体管，对其进行开关控制来降低输入电压Vin。晶体管101A的漏极连接至输入端TaA。晶体管101A的栅极连接至驱动器102A。驱动器102A控制晶体管101A的导通/关断。晶体管101A的源极连接至驱动器102A。而且，该源极连接至线圈21A。流入线圈21A中的电流IL(下文中将称其为“线圈电流IL”)的电流值通过对晶体管101A的开关控制而变化。即，根据对晶体管101A的开关控制，基于输入电压Vin的输入电流Iin在线圈21A中流动。因此，线圈电流IL与输入电流Iin具有相同的电流值。线圈21A直接连接至感测电阻器22A。感测电阻器22A的另一端通过输出端TbA连接至负载3A。负载3A的另一端连接至地。

线圈21A与感测电阻器22A的连接点连接至感测放大器24A的非反相输入端。感测电阻器22A的另一端连接至感测放大器24A的反相输入端。如果线圈电流IL在感测电阻器22A中流动，则感测放大器24A导出感测电阻器22A的两端之间的电压差。然后，感测放大器24A根据感测电阻器22A的两端之间的电压差导出线圈电流IL的电流值。以下将基于通过感测放大器24A导出的线圈电流IL与在线圈21A中流动的线圈电流IL具有相同电流值的假设进行描述。但是，通过感测放大器24A导出的线圈电流IL的电流值可以为在线圈21A中流动的线圈电流IL的电流值的倍数。

电容器23A连接至感测电阻器22A的另一端与输出端TbA的连接点。电容器23A消除了线圈电流IL中的AC分量，从而使输出电压Vout稳定。

电容器23A的另一端连接至肖特基(Schottky)二极管109A的阳极和地。在晶体管101A关断的情况下，肖特基二极管109A使线圈电流IL从阳极流向阴极。

而且，上述感测电阻器22A的另一端与感测放大器24A的反相输入端的连接点连接至第一电阻器25A。第一电阻器25A的另一端连接至第二电阻器26A。第二电阻器26A的另一端连接至地。第一电阻器25A和第二电阻器26A是用于对已反馈的输出电压Vout进行分压的电阻器。第一电阻器25A和第二电阻器26A的连接点连接至加法器电路30A。第一电阻器25A和第二电阻器26A的连接点的电压变为反馈电压Vfb。反馈电压Vfb是通过利用第一电阻器25A和第二电阻器26A对输出电压Vout进行分压而获得的电压。

加法器电路30A连接至如上所述第一电阻器25A和第二电阻器26A的连接点。而且，加法器电路30A连接至感测放大器24A的输出端。从感测放大器24A输出的线圈电流IL输入至加法器电路30A。此外，加法器电路30A连接至比较器103A的非反相输入端。加法器电路30A将反馈电压Vfb转换为电流，从而导出反馈电流Ifb。然后，加法器电路30A将反馈电流Ifb与线圈电流IL相加，从而导出复合电流Iad。加法器电路30A将复合电流Iad转换为电压，从而导出复合电压Vad。从而，将复合电压Vad施加到比较器103A的非反相输入端。随后，将描述稳压器1A的控制单元10A的电路配置。控制电路10A包括与对晶体管101A进行开关控制相关的元件。控制单元10A的触发器104A具有设置(S)端、重置(R)端、和输出(Q)端。设置(S)端连接至时钟输入端TcA。时钟输入端TcA连接至提供在稳压器1A的外部的微计算机。设置(S)端通过时钟输入端TcA从微计算机接收具有预定周期的时钟信号。重置(R)端连接至比较器103A的输出端。输出(Q)端连接至驱动器102A。

比较器103A的非反相输入端连接至如上所述的加法器30A，并且其反相输入端连接至基准电源105A。基准电源105A的另一端连接至地。基准电源105A是输出基准电压Vref(例如，1.25V)的电压源，基准电压为恒定电压。

恒压源106A连接至二极管107A的阳极。二极管107A的阴极连接至用于自举的电容器108A。恒压源106A输出预定电压(例如，5V)。二极管107A和电容器108A的连接点连接至驱动器102A。电容器108A的另一端连接至连接点1A，连接点1A为线圈21A和肖特基二极管109A的连接点。恒压源106A、二极管107A、和电容器108A构成已知的自举电路，并且能够稳定地对晶体管101A执行开关控制。

本实施例被配置为如上所述的那样，并且其具有以下两个特点。第一个特点是不像现有技术中那样提供用于反馈的差分放大器和相位补偿电路。第二个特点如下。从感测放大器24A输出的线圈电流IL(包括AC分量和DC分量)与对应于反馈电压Vfb的反馈电流Ifb相加，从而导出复合电压Vad，并且复合电压Vad与基准电源105A的基准电压Vref进行比较。通过比较器103A执行复合电压Vad与基准电压Vref之间的比较。此外，通过时钟信号CL来使晶体管101A以固定周期导通，并且通过比较器103A的输出来使晶体管101A关断。这就是所述的第二个特点。以下将描述这些特点的效果。

<2.稳压器的操作>

随后，将描述稳压器1A的操作。将主要参照图2对稳压器的操作进行描述。图2是示出与第一实施例的稳压器1A相关的各信号的时间上的变化的视图。图2中，示出了时钟信号曲线图、晶体管控制曲线图、线圈电流曲线图、复合电压曲线图、和输出电压曲线图。每个曲线图的水平轴表示时间(毫秒)。

<2-1.时钟信号曲线图>

时钟信号曲线图是表示从提供在稳压器1A外部的微计算机输入至触发器104A的设置(S)端的时钟信号CL的波形的曲线图。时钟信号CL以固定频率重复上升和下降。例如，如果时钟信号CL在时刻t1的上升沿输入至设置(S)端，则触发器104A从输出(Q)端向驱动器102A输出高电平信号(下文中将称其为“H信号”)。如果接收到H信号，则驱动器102A将比晶体管101A的源极的电压高的电压施加至栅极。从而，晶体管101A在时刻t1处导通。之后，具有预定周期的时钟信号CL输入至触发器104A的设置(S)端。在具有预定周期的时钟信号CL的上升时刻(时刻t3、t5、t7、t9、t11、t13、和t15)处，触发器104A从输出(Q)端向驱动器102A输出H信号。

<2-2.晶体管控制曲线图>

晶体管控制曲线图是表示晶体管101A的导通/关断状态的曲线图。换句话说，晶体管控制曲线图(下文中称其为“控制曲线图”)是表示晶体管101A的导通时间段和关断时间段的曲线图。例如，在晶体管101A的导通时间段和关断时间段具有相同长度的情况下，控制曲线图中示出的导通占空比和关断占空比变为相同比率(50％)。控制曲线图表示晶体管101A在时刻t1导通并且导通状态一直保持到时刻t2。而且，如上所述，晶体管101A导通的时刻与时钟信号CL的上升时刻相同。控制曲线图示出了晶体管101A在时刻t2关断。之后，控制曲线图根据导通占空比和关断占空比而重复改变。而且，晶体管101A关断的时刻根据基准电压Vref和复合电压Vad(以下将对其进行描述)之间的关系(以下将对其进行描述)来确定，而与时钟信号CL的下降时刻无关。为此，存在晶体管101A的导通时间段和关断时间段具有不同长度的情况。在导通时间段和关断时间段具有不同长度的情况下，导通占空比和关断占空比变得彼此不同。

而且，如上所述，每当具有预定周期的时钟信号CL上升时(即，在时刻t1、t3、t5、t7、t9、t11、t13和t15处)，晶体管101A导通。即，晶体管101A以固定频率开关。

<2-3.线圈电流曲线图>

线圈电流曲线图是示出在线圈21A中流动的线圈电流IL的波形的曲线图。线圈电流曲线图的纵轴表示电流值[A]。线圈电流IL是在晶体管101A导通(例如，在时刻t1处)情况下在线圈21A中流动的电流，并且变为与如上所述的输入电流Iin具有相同的电流值。在晶体管101A导通期间(例如，在从时刻t1直至时刻t2的时间段中)，经由晶体管101A提供电流，从而线圈电流IL从电流值I1减小为电流值I2。在晶体管101A关断期间(例如，在从时刻t2直至时刻t3的时间段中)，线圈电流IL的电流值通过肖特基二极管109A而从电流值I2增大为电流值I1。如上所述，线圈电流IL响应于晶体管101A的导通/关断而变化。而且，线圈电流IL具有DC分量和AC分量。例如，在时刻t2处，线圈电流变为电流值I2，并且DC分量变为电流值I1，而AC分量变为电流值I2与电流值I1的差值(I2-I1)。

<2-4.复合电压曲线图>

复合电压曲线图是表示施加到比较器103A的非反相输入端的复合电压Vad的波形的曲线图。而且，在复合电压曲线图中，示出了反馈电压Vfb的波形和基准电压Vref的波形。复合电压曲线图的纵轴表示电压值[V]。

复合电压Vad是包括反馈电压Vfb和根据线圈电流IL导出的电压VL(下文中称其为“导出电压VL”)的电压。具体地，复合电压Vad是包括具有DC分量和AC分量的导出电压VL以及通过反馈输出电压Vout而获得的反馈电压Vfb的电压。例如，在时刻t1处，反馈电压Vfb和导出电压VL分别变为电压值V0和电压值V1与电压值V0的差值(V1-V0)。复合电压Vad变为电压值V1，并且基准电压Vref变为电压值V2。这里，基准电压Vref恒定地处于电压值V2，并且反馈电压Vfb实质上恒定地处于电压值V0。

如果晶体管101A例如在时刻t1处导通，则随着线圈电流IL的增大，复合电压Vad增大。如果在时刻t2处复合电压Vad与基准电压Vref一致，则触发器104A被比较器103A重置，从而晶体管101A关断。如果晶体管101A关断，则线圈电流IL减小，从而复合电压Vad也减小。之后，在时刻t3处，晶体管101A由于时钟信号CL的上升而再次导通。之后，重复相同的操作。

<2-5.输出电压曲线图>

输出电压曲线图是表示输出电压Vout的波形的曲线图。输出电压曲线图的纵轴表示电压值[V]。在从时刻t1直至时刻t5的时间段中，输出电压Vout通过用于平滑的电容器23A而变为实质上恒定地处于电压值V10。电压值V10对应于目标电压Vtar。换句话说，输出电压Vout变化以使得输出电压Vout与目标电压Vtar之间没有差值。用于根据如上所述至少包括DC分量的线圈电流IL的电流值来控制输出电压Vout的电压值的模式被称为电流模式。

随后，将描述本实施例的效果。

本实施例的稳压器1A通过电流模式执行控制。图3中，在图3的上部分中，通过增益特性曲线ga示出了电流模式中的每个频率下的增益特性。而且，在图3的下部分中，通过相位特性曲线ph示出了相位特性。由于稳压器1A以电流模式执行控制，因此稳压器1A不受线圈21A的阻抗的影响，从而出现归因于电容器23A的一个极点。该极点的频率是例如约1kHz，如通过增益特性曲线ga所示出的。因此，增益实质上在从0Hz至约1kHz之间恒定(例如，处于40dB)，并且在约1kHz之后减小。该增益的减小是由于电容器23A的阻抗因频率的增大而减小所引起的。此外，在本实施例中，由于没有使用用于反馈的差分放大器，因此增益变为很小的值。因此，随着频率的增大，增益相对快速地减小到0dB。例如，在约100kHz处，增益变为0dB。同时，如通过相位特性曲线ph所示的，在极点频率之前和之后，相位超过90度。例如，在约50Hz之前，相位基本恒定于180度，在约50Hz之后相位开始延迟，并且在约10kHz处相位延迟90度。由于归因于极点影响的相位延迟仅为90度(此时，处于100kHz，增益为0dB)，因此将相位裕度设置为约80度的值是足够的。因此，能够确保输出电压Vout不振荡地稳定操作。

如上所述，本实施例的稳压器1A的增益和相位通过电流模式根据信号的频率而被控制，而没有使用差分放大器和相位补偿电路。因此，能够避免输出电压Vout的振荡，并且能够获得输出的稳定的输出电压Vout。因此，与电压模式的电路相比，本实施例的稳压器1A能够被容易地设计，并且由于无需在电路内部提供新的组件，因此能够减小整个电路的尺寸。

而且，根据本实施例的稳压器1A，由于不存在差分放大器，电路内部的增益减小。因此，反馈电压Vfb与预定基准电压Vref之间的电压差也增大。从而，接收到该电压差的比较器能够检测到反馈电压Vfb的改变。

因此，本实施例的稳压器1A利用线圈电流IL的电流值的改变。具体地，将线圈电流IL的电流值与对应于反馈电压Vfb的反馈电流相加，从而获得复合电压Vad，将复合电压Vad与基准电压进行比较。因此，稳压器1A能够响应于输出电压Vout的改变来控制晶体管101A的导通/关断，并且能够减小输出电压Vout和目标电压Vtar之间的电压差。此外，由于根据具有固定频率的时钟信号CL来控制使晶体管101A导通的时刻，因此晶体管101A的开关频率也变为固定频率。在开关频率改变的情况下，在车载装置中，噪声会变得更可能影响无线电接收装置等。与此相比，在本实施例的稳压器1A中，由于开关操作以固定频率执行，因此能够将无线电接收装置的接收频率和开关频率设置为不同的频率。从而，稳压器1A能够避免将开关噪声叠加于无线电接收装置上。而且，由于能够提前得知开关频率，因此诸如无线电接收装置之类的其他装置能够针对噪声采取措施，从而不太可能受噪声的影响。

<第二实施例>

随后，将描述第二实施例。在第一实施例中，已经描述了利用感测电阻器22A和感测放大器24A来导出线圈电流IL、以及利用加法器电路30A来导出复合电压Vad的配置。与此相比，在第二实施例中，在不使用感测电阻器22A、感测放大器24A和加法器电路30A的情况下来导出复合电压Vad，从而对晶体管101A进行控制。通过改变第一实施例的稳压器1A的一部分的配置而获得了开关式稳压器1aA(下文中将称其为“稳压器1aA”)。下文中，将参照图4来主要描述配置改变和根据配置改变的操作。

<3.配置改变和根据配置改变的操作>

<3-1.配置改变>

图4是示出第二实施例的稳压器1aA的电路配置的视图。稳压器1aA包括检测电阻器27A，其代替感测放大器24A和加法器电路30A，而作为第一实施例的稳压器1A的组件之外的新元件。检测电阻器27A连接在晶体管101A的输出侧(源极侧)，并且处于输出端TbA的前一级。换句话说，检测电阻器27A设置在线圈21A与输出端TbA之间。而且，与第一实施例的稳压器1A的配置不同的是，在稳压器1aA中，不提供感测电阻器22A和感测放大器24A。

而且，在第一实施例的稳压器1A中，感测电阻器22A和感测放大器24A的连接点连接至第一电阻器25A。与此相比，在稳压器1aA中，线圈21A和检测电阻器27A的连接点连接至第一电阻器25A。而且，第一电阻器25A和第二电阻器26A的连接点直接连接至比较器103A的非反相输入端。即，第一电阻器25A和第二电阻器26A的连接点连接至比较器103A的非反相输入端，而不经由加法器电路30A。

<3-2.根据配置改变的操作>

检测电阻器27A提取检测电阻器27A和该检测电阻器的上游侧(即，晶体管(101A)侧)线圈21A的连接点c2A的电压，作为反馈电压。因此，反馈电压变为输出电压Vout与对应于线圈电流IL的导出电压VL的和。换句话说，反馈电压是包括导出电压VL和输出电压Vout的电压，并且被提供给包括第一电阻器25A和第二电阻器26A的分压电路。

第一电阻器25A和第二电阻器26A对包括输出电压Vout和导出电压VL的反馈电压进行分压，从而输出复合电压Vad。作为结果，复合电压Vad被施加到比较器103A的非反相输入端，从而对晶体管101A执行开关控制。如上所述，由于检测电阻器27A的上游侧电压被提供给比较器103A，因此能够实现与包括感测放大器24A和加法器电路30A的第一实施例的稳压器相同的功能。而且，与第一实施例的稳压器1A相比，由于消除了感测放大器24A和加法器电路30A的多个组件，因此稳压器1aA能够减小制造成本。

<第三实施例>

随后，将描述第三实施例。在第一实施例中，线圈电流IL的AC分量的电流值的改变受线圈21A的电感的影响。具体地，在线圈21A的电感相对较大的情况下，线圈电流IL的AC分量的幅度变小。与此相比，在线圈21A的电感相对较小的情况下，线圈电流IL的AC分量的幅度变大。因此，为了适当地设置线圈电流IL的AC分量的幅度，必须将线圈21A的电感设置为预定范围内的值。即，根据线圈电流IL的AC分量的幅度对线圈的电感值进行限制，从而不能将其设置为任意值。与此相比，在第三实施例的开关式稳压器1bA(下文中将称其为“稳压器1bA”)中，线圈电流IL的AC分量被单独生成，从而使得线圈21A的电感不受限制。通过改变第一实施例的稳压器1A的一部分的配置而获得了稳压器1bA。下文中，将参照图5和图6来主要描述配置改变和根据配置改变的操作。

<4.配置改变和根据配置改变的操作>

<4-1.配置改变>

图5是示出第三实施例的稳压器1bA的电路配置的视图。稳压器1bA包括低通滤波器(LPF)40A和斜坡生成电路41A，来作为第一实施例的稳压器1A的组件之外的新组件。LPF40A连接至感测放大器24A的输出侧。而且，LPF40A连接至加法器电路30A。斜坡生成电路41A连接至加法器电路30A。而且，斜坡生成电路41A连接至触发器104A的输出(Q)端和驱动器102A之间的点。

<4-2.根据配置改变的操作>

LPF40A使得从感测电阻器22A输出的线圈电流IL的DC分量(下文中称其为“DC电流Id”)通过，并且将DC电流Id输出至加法器电路30A。

斜坡生成电路41A生成具有预定斜坡的斜坡电流，并且将该斜坡电流提供给加法器电路30A。该斜坡电流是与被LPF40A消除了的线圈电流IL的AC分量相对应的电流。

随后，将参照图6来描述DC电流Id和斜坡电流。图6是示出与第三实施例的稳压器1bA相关的各信号的时间上的改变的视图。图6中，除了时钟信号曲线图、晶体管控制曲线图、线圈电流曲线图、复合电压曲线图、和输出电压曲线图之外还示出了DC电流曲线图和斜坡生成曲线图。每个曲线图的水平轴表示时间(毫秒)。

DC电流曲线图是表示DC电流Id的波形的曲线图，其中DC电流Id是已通过LPF40A的线圈电流IL的DC分量。DC电流曲线图的纵轴表示电流值[A]。由于AC分量被LPF40A消除，因此DC电流Id实质上表示一个恒定电流值(例如，电流值I1)。

斜坡生成曲线图是表示与线圈电流IL的AC分量相对应的斜坡电流SL的波形的曲线图。斜坡生成曲线图的纵轴表示电流值[A]。在晶体管101A导通的情况下，即，在从触发器104A的输出(Q)端输出H信号的情况下，斜坡电流SL的电流值以恒定斜率增大，而在晶体管101A通过比较器103A的输出而关断时刻，斜坡电流SL的电流值被重置。图6中，斜坡电流SL的电流值在从时刻t1直到时刻t2的时间段中从0A增大到电流值I21，之后减小为0A。在从触发器104A的输出(Q)端输出L信号的情况下，斜坡电流SL的电流值变为0A。

如上所述，斜坡电流SL的电流值在晶体管101A导通时刻以恒定斜率增大，然后在晶体管101A关断时刻被重置为0，从而能够以预定周期使晶体管101A导通或关断，以使得输出电压Vout稳定。其原因是，如果电流值以其增大时的恒定斜率减小，则晶体管101A不以预定周期导通或关断，从而输出电压Vout不稳定。之后，斜坡电流SL与晶体管101A的导通/关断时刻同步地、重复并周期性地增大和减小。

复合电压曲线图的复合电压Vad0是包括DC电压Vd、斜坡电压SV、和反馈电压Vfb的电压。换句话说，复合电压Vad0是对应于斜坡电流SL的斜坡电压SV，并且是包括导出电压VL的DC分量的电压，而不是如在第一实施例中描述的包括DC分量和AC分量的导出电压VL。而且，DC电压Vd是根据DC电流Id导出的电压。斜坡电压SV是根据斜坡电流SL导出的电压。

例如，在时刻t1，反馈电压Vfb和DC电压Vd分别变为电压值V0和电压值V1与电压值V0的差值(V1-V0)，并且复合电压Vad0变为电压值V1。而且，在时刻t2，反馈电压Vfb和DC电压Vd与时刻t1时具有相同的电压值，但是，由于增加了斜坡电压SV，因此复合电压Vad0变为比时刻t1时的电压值大的电压值V2。

如上所述，如果晶体管101A在时刻t1导通，则复合电压Vad0的电压值随着斜坡电压SV的增大而增大，以及如果复合电压Vad0在时刻t2变为与基准电压Vref相同的电压值，则晶体管101A关断，从而斜坡电压SV被重置。因此，复合电压Vad0的电压值从电压值V2减小为电压值V1。之后，在从时刻t2直到时刻t3的时间段中，复合电压Vad0恒定保持在电压值V1。之后，与晶体管101A的导通/关断时刻同步地重复相同的操作。如上所述，稳压器1bA响应于复合电压Vad0的周期性改变来控制晶体管101A的导通/关断，从而能够使得输出电压Vout的输出稳定，并且能够控制输出电压Vout的电压值以使得输出电压Vout的电压值与目标电压Vtar的电压值之间的差值很小。而且，线圈电流IL的AC分量的电流值的改变受线圈21A的电感的影响。具体地，在线圈21A的电感相对较大的情况下，线圈电流IL的AC分量的幅度变小。与此相比，在线圈21A的电感相对较小的情况下，线圈电流IL的AC分量的幅度变大。因此，为了适当地设置线圈电流IL的AC分量的幅度，必须将线圈21A的电感设置为预定范围内的值。即，线圈的电感值根据线圈电流IL的AC分量的幅度而被限制。为此，稳压器1bA通过斜坡生成电路41A而生成斜坡电流SL，从而能够将线圈的电感设置为任意值，而不受线圈电流IL的AC分量的幅度的影响。从而，稳压器1bA能够调整线圈电流IL的电流量，并且稳压器1bA能够对输出电压Vout的输出执行稳定的控制。

<第四实施例>

下面，将描述第四实施例。在第一实施例中，描述了使用加法器电路30A来导出复合电压Vad的情况。而且，在第一实施例中，输出电压Vout被第一电阻器25A和第二电阻器26A分压，从而导出将包含于复合电压Vad中的反馈电压Vfb。第四实施例被配置为使得在电路没有如上所述的如加法器电路30A、第一电阻器25A和第二电阻器26A之类的一些内部组件的情况下导出复合电压Vad。第四实施例的开关式稳压器1cA(下文中将称其为“稳压器1cA”)通过改变第一实施例的稳压器1A的一部分而获得。下文中，将参照图7来主要描述配置改变和根据配置改变的操作。

<5.配置改变和根据配置改变的操作>

<5-1.配置改变>

图7是示出第四实施例的稳压器1cA的电路配置的视图。稳压器1cA包括用于将电压转换为电流的V/I转换电路28A和导出电阻器29A，来作为第一实施例的稳压器1A的配置之外的新组件。V/I转换电路28A的非反相输入端连接至感测电阻器22A的另一端与感测放大器24A的反相输入端的连接点。V/I转换电路28A的反相输入端连接至地。V/I转换电路28A的输出端连接至连接点c3A，连接点c3A为感测放大器24A的输出端与比较器103A的非反相输入端的连接点。导出电阻器29A连接至比较器103A的非反相输入端与连接点c3A之间的点。导出电阻器29A的另一端连接至地。而且，与第一实施例的稳压器1A的配置不同的是，在稳压器1cA中，没有提供第一电阻器25A、第二电阻器26A和加法器电路30A。

<5-2.根据配置改变的操作>

V/I转换电路28A将已被反馈的输出电压Vout转换为反馈电流Ifb。反馈电流Ifb在连接点c3A处与线圈电流IL汇合。在导出电阻器29A中，流有复合电流Iad。复合电流Iad是包括反馈电流Ifb和线圈电流IL的电流。导出电阻器29A根据复合电流Iad导出复合电压Vad。从而，根据在导出电阻器29A中流动的复合电流Iad而导出复合电压Vad。复合电压Vad被施加到比较器103A的非反相输入端。从而，对晶体管101A执行了开关控制。因此，在没有第一电阻器25A、第二电阻器26A和加法器电路30A的多个组件的情况下，稳压器1cA能够控制输出电压Vout以使得输出电压Vout的电压值稳定，并且能够减小输出电压Vout和目标电压Vtar之间的电压差。而且，由于通过导出电阻器29A而导出复合电压Vad，因此能够仅通过一个电阻器来调整输出电压Vout，并且容易对稳压器1cA的电路的内部元件进行控制，以及能够改进输出电压Vout的导出的精度。

<第五实施例>

随后，将描述第五实施例。在第一实施例的稳压器1A中，在输出电流Iout的电流值增大的情况下，存在这样的问题，即，输出电压Vout的电压值随着输出电流Iout的增大而减小。从而，输出电压Vout与目标电压Vtar之间的电压差增大，使提供到负载3A的电力稳定变得困难。为此，在第五实施例中，调节基准电压Vref以便即使在输出电流Iout增大的情况下也能防止输出电压Vout的电压值减小。而且，以下将描述输出电流Iout的电流值的增大和输出电压Vout的减小之间的关系。

图8示出了表示出基准电压Vref和输出电压Vout的电压值根据对第五实施例的开关式稳压器1dA(下文中称其为“稳压器1dA”)的基准电压Vref的调节存在与否而改变的曲线图。在图8的曲线图中，每个水平轴均表示电流值[A]，每个纵轴均表示电压值[V]。图8的上部分曲线图是表示输出电压Vout和基准电压Vref在基准电压Vref没有被调节的情况下的改变的曲线图。输出电压Vout由线Vout1a表示，而基准电压Vref由线Vref1a表示。

如果输出电流Iout如在图8的上部分曲线图的水平轴中所示从电流值Ia增大到电流值Ic，则输出电压Vout的电压值如线Vout1a所示从电压值V14减小到电压值V12。从而，输出电压Vout和目标电压Vtar之间的电压差增大，使提供到负载3A的电力的稳定变得困难。而且，基准电压Vref的电压值如线Vref1a所示恒定。输出电压Vout随着输出电流Iout的增大而减小的原因如下。输出电流Iout的增大是指输出电流Iout的DC分量的增大。即，与输出电流Iout相对应的线圈电流IL的DC分量增大，而随着线圈电流IL的DC分量的增大，对应于线圈电流IL的导出电压VL也增大。从而，复合电压Vad增大。复合电压Vad是包括通过对输出电压Vout进行分压而获得的反馈电压Vfb和对应于线圈电流IL的导出电压VL的电压。

稳压器1dA对输出电压Vout执行反馈控制以使得复合电压Vad和基准电压Vref彼此一致。随后，假设输出电流Iout增大ΔI，从而随着输出电流Iout的增大，导出电压VL增大ΔV。复合电压Vad在输出电流Iout增大时的初始阶段增大ΔV，从而晶体管101A的导通占空比减小。之后，晶体管101A的导通占空比通过反馈控制而减小到约50％。该情况下，取决于线圈电流IL的增大的复合电压Vad的电压增大ΔV保持。从而，输出电压Vout固定在输出电压Vout已减小ΔV的状态。

在本实施例中，响应于上述输出电压Vout的电压值的减小，来调节基准电压Vref的电压值，以使得输出电压Vout与目标电压Vtar之间的电压差变得很小。

图8的下部分曲线图是表示输出电压Vout和基准电压Vref在基准电压Vref被调节的情况下的改变的曲线图。输出电压Vout由线Vout1b所示，基准电压Vref由线Vref1b所示。在上部分曲线图中，基准电压Vref如线Vref1a所示恒定保持在一个电压值(电压值V30)，但是，在下部分曲线图中，如线Vref1b所示，基准电压Vref的电压值随着输出电流Iout的电流值的增大而增大。

如果输出电流Iout变为电流值Ia，基准电源105A的电压值通过调整电源51A(以下将对其进行描述)而增大。从而基准电压Vref如线Vref1b所示从电压值V30改变为电压值V20。电压值V20是比电压值V30大的电压值。此外，如果输出电流Iout改变为比电流值Ia大的电流值Ib，则基准电压Vref如线Vref1b所示从电压值V20改变为电压值V21。电压值V21是比电压值V20大的电压值。此外，如果输出电流Iout改变为比电流值Ib大的电流值Ic，则基准电压Vref如线Vref1b所示从电压值V21改变为电压值V22。电压值V22是比电压值V21大的电压值。该电压值的改变通过利用调整电源51A增大基准电源105A的电压值而引起。

如上所述，随着输出电流Iout的电流值的增大，作为基准电源105A的电压的基准电压Vref的电压值通过调整电源51A而增大，从而能够通过基准电压Vref的增大而补偿输出电流Iout的电流值的增大。因此，输出电压Vout变为实质上与目标电压Vtar的电压值V15相同的电压值。如上所述，稳压器1dA可以控制输出电压Vout以使得输出电压Vout的电压值稳定。此外，稳压器1dA可以减小输出电压Vout与目标电压Vtar之间的电压差。

随后，将描述第五实施例的稳压器1dA的配置。稳压器1dA通过改变第一实施例的稳压器1A的一部分的配置而获得。之后，将参照图9和图10来主要描述配置改变和根据配置改变的操作。

<6.配置改变和根据配置改变的操作>

<6-1.配置改变>

图9是示出第五实施例的稳压器1dA的电路配置的视图。稳压器1dA包括LPF50A和调整电源51A，来作为除第一实施例的稳压器1A的配置之外的新组件。LPF50A连接至比较器103A和加法器电路30A的连接点。调整电源51A的一端连接至比较器103A的反相输入端，其另一端连接至基准电源105A。调整电源51A包括用于补偿基准电压Vref的电路。而且，稳压器1dA被配置为使得LPF50A的输出被输入到调整电源51A。

<6-2.根据配置改变的操作>

LPF50A是用于使线圈电流IL的DC分量的电流Id1(下文中将称其为“DC电流Id1”)通过的滤波器，并且具有检测输出电流Iout的幅度的功能。调整电源51A是用于使基准电源105A的电压值增大根据DC电流Id1导出的电压Vd1(下文中称其为“DC电压Vd1”)的电源电路。下文中，将参照图10来进行详细描述。

图10是示出与第五实施例的稳压器1dA相关的各信号的时间上的改变的视图。首先，将描述在基准电压没有被调节的情况下各信号的波形。

在从时刻0直到时刻t6的时间段内，稳压器1dA的每个信号重复与第一实施例中相同的周期性改变。之后，在时刻t7处，时钟信号CL上升，从而晶体管101A导通。如果假设输出电流Iout在从时刻t6直到时刻t7的时间段内增大，并且之后保持为增大了的电流值，则由于复合电压Vad1因电流值的初始增大而增大，因此晶体管101A的导通时间段减小。但是，之后，由于反馈控制，晶体管101A的导通时间段逐渐增大，并且在短时间内，导通占空比变为与电流增大之前的相同。在图10中，在时刻t7之后，输出电流固定在输出电流已增大的状态。在时刻t7处，线圈电流IL的电流值变为比电流值I1大的电流值I1a。

复合电压Vad1在从时刻t6直到时刻t7的时间段中瞬态改变。即，在时刻t6之后，线圈电流IL1的电流值增大，从而复合电压Vad1的电压值的增大时间变得比在时刻t6之前的增大时间短。上述复合电压Vad1的增大时间缩短的原因是复合电压Vad1的电压值响应于线圈电流IL1的增大而增大并达到基准电压Vref1的电压值的时间缩短。

因此，晶体管101A的导通时间段缩短，而关断时间段加长。之后，由于反馈控制，晶体管101A的导通时间段逐渐加长。然后，复合电压Vad1的电压值在时刻t7之后稳定，并与晶体管101A的导通/关断时刻同步地周期性地重复改变，如在时刻t6之前一样。换句话说，控制曲线图的导通占空比和关断占空比变为与时刻t6之前的导通占空比和关断占空比一样。

此外，在晶体管101A的导通时间段在时刻t6之后缩短然后返回到原始状态的同时，输出电压Vout1从时刻t6的电压值V10瞬态减小为时刻t7的电压值V10c，从而吸收线圈电流IL的增大。在时刻t7之后，由于取决于复合电压Vad的电压值的稳定的晶体管101A的导通占空比和关断占空比，输出电压Vout已减小到电压值V10c的状态得以保持。

而且，反馈电压Vfb的电压值随着输出电压Vout1的电压值在从时刻t6直到时刻t7的时间段中的瞬态减小而从电压值V0减小到电压值V0c，并且在时刻t7之后，类似于输出电压Vout1，反馈电压Vfb已减小到电压值V0c的状态得以保持。

如上所述，如果输出电流Iout增大，则输出电压Vout减小来吸收电流值的增大，并且随后稳定。

随后，针对输出电压Vout1根据输出电流Iout的增大而减小，来描述在将调整电源51A的DC电压Vd1与基准电压Vref相加而使得基准电压Vref的电压值增大的情况下的信号波形。与上述不同，以下的描述将基于输出电流Iout在时刻t7处增大的假设进行。

调整电源51A的DC电压Vd1的电压值随着与输出电流Iout相对应的线圈电流IL1的增大而增大。如果输出电流Iout在时刻t7增大，并且线圈电流IL1随着输出电流Iout的电流值的增大而增大，则DC电压Vd1随着线圈电流IL1的电流值的增大而增大。从而，基准电源105A的电压值如基准电压Vref2所示从电压值V2增大到电压值V2a。

而且，复合电压Vad2如虚线所示随着DC电压Vd1的增大而从电压值V1增大到电压值V1a。即，几乎在与复合电压Vad2增大的相同时刻，基准电压Vref2也增大相同的电压。因此，能够如在时刻t6之前一样将晶体管101A的导通占空比保持为几乎50％。之后，重复相同的状态。从而，输出电压Vout的电压值如在时刻t6之前一样保持为电压值V10而不减小，如输出电压Vout2的波形所示。而且，由于反馈电压Vfb根据输出电压Vout的电压值而改变，因此反馈电压Vfb如在时刻t6之前一样保持为电压值V0，如反馈电压Vfb2的波形所示。如上所述，稳压器1dA响应于DC电流Id1的电流值的增大而增大了基准电压Vref的电压值，从而使得即使在输出电流Iout增大的情况下也能够使输出电压Vout的输出稳定，并且能够控制输出电压Vout以使得输出电压Vout与目标电压Vtar之间的电压差很小。

<第六实施例>

随后，将描述第六实施例。在上述第五实施例中，随着输出电流Iout的增大，基准电压Vref增大，从而采取防止输出电压Vout减小的措施。与此相比，在本实施例中，随着与输出电流Iout1相对应的线圈电流IL2的增大，复合电压Vad2的电压值减小而不改变基准电压Vref，从而采取防止输出电压Vout减小的措施。第六实施例的开关式稳压器1eA(下文中将称其为“稳压器1eA”)通过改变第一实施例的稳压器1A的部分配置而获得。下文中，将参照图11和图12来主要描述配置改变和根据配置改变的操作。

<7.配置改变和根据配置改变的操作>

<7-1.配置改变>

图11是示出第六实施例的稳压器1eA的电路配置的视图。稳压器1eA包括LPF61A和恒流源62A，来作为除第一实施例的稳压器1A的配置之外的新元件。LPF61A连接至比较器103A和加法器电路30A的连接点。而且，LPF61A的另一端连接至恒流源62A。而且，稳压器1eA被配置为使得LPF61A的输出被输入至恒流源62A。恒流源62A连接至加法器电路30A。而且，恒流源62A被配置为根据LPF61A的输出而从加法器电路30A拉电流。恒流源62A的另一端连接至地。

<7-2.根据配置改变的操作>

LPF61A是用于使线圈电流IL2的DC分量的电流Id2(下文中将称其为“DC电流Id2”)通过的滤波器。恒流源62A是根据从LPF61A输出的电流Id2从加法器电路30A拉电流的电流源。下文中，将参照图12来对其进行详细描述。而且，能够从用于反馈的第二电阻器26A和第一电阻器25A的连接点拉电流。即，仅需要配置为使得随着输出电压Vout的增大，将要通过比较器103A与基准电源105A的电压进行比较的电压显著减小。

图12是示出与第六实施例的稳压器1eA相关的各信号的时间上的改变的视图。图12中，实线所示的曲线图表示了假设输出电流Iout在从时刻t6直到时刻t7的时间段中增大时在根据本实施例的措施之前的状态。这些状态与参照图10描述的相同，这里不再描述。输出电流Iout增大后，输出电压Vout减小。

在本实施例中，随着与输出电流Iout相对应的线圈电流IL的增大，复合电压Vad的电压值减小而基准电压Vref保持，从而问题得到解决。而且，将基于输出电流Iout如在图10中一样在时刻t7增大的假设来进行以下的描述。

如果线圈电流IL1增大，响应于线圈电流IL1的电流值的增大，恒流源62A从与复合电压Vad2相对应的复合电流Iad2中拉出与作为线圈电流IL1的DC分量的DC电流Id2的电流值相对应的电流值。从而，即使DC电流Id2增大，复合电压Vad2的电压值也可以保持在与时刻t6之前的状态相同的状态而不增大。从而，晶体管101A的导通时间段也变为与时刻t6之前相同的导通时间段，因此输出电压Vout2的电压值保持在与时刻t6之前相同的电压值V10而不减小。而且，由于输出电压Vout2的电压值保持恒定，反馈电压Vfb2的电压值也保持在电压值Vc，其为与时刻t6之前的电压值相同的电压值。因此，即使输出电压Vout增大，也能够控制输出电压Vout以使得输出电压Vout的电压值稳定，并且能够减小输出电压Vout与目标电压Vtar之间的电压差。

<第七实施例>

随后，将描述第七实施例。第七实施例的开关式稳压器1fA(下文中称其为“稳压器1fA”)通过改变第一实施例的稳压器1A的部分配置而获得。之后，将参照图13至图16来主要描述配置改变和根据配置改变的操作。

<8.配置改变和根据配置改变的操作>

<8-1.配置改变>

图13是示出第七实施例的稳压器1fA的电路配置的视图。稳压器1fA包括线性校正电路71A和斜坡补偿电路72A，来作为除第一实施例的稳压器1A的配置之外的新元件。线性校正电路71A连接至输入端TaA和晶体管101A的连接点。线性校正电路71A的另一端连接至斜坡补偿电路72A。斜坡补偿电路72A的另一端连接至加法器电路30A。而且，斜坡补偿电路72A连接至触发器104A的输出(Q)端与驱动器102A之间的点。

在导通占空比大于50％的情况下，晶体管101A的关断时刻变为非周期性的。为此，使用斜坡补偿电路72A来防止输出电压Vout的电压值显著改变。换句话说，使用斜坡补偿电路72A来防止分谐波振荡。而且，使用线性校正电路71A来防止输出电压Vout的电压值随着输入电压Vin的电压值的减小而减小。以下将描述每个电路的详细操作。

线性校正电路71A接收输入电压Vin，并根据输入电压Vin的电压值而向斜坡补偿电路72A输出校正信号。斜坡补偿电路72A根据该校正信号来生成斜坡随着输入电压Vin的减小而减小的斜坡电流，并将该斜坡电流输出至加法器电路30A。换句话说，斜坡补偿电路72A根据校正信号来生成其电流值随着输入电压Vin的减小而以较小速率上升的斜坡电流，并将该斜坡电流输出给加法器电路30A。

<8-2.根据配置改变的操作>

在描述包括线性校正电路71A和斜坡补偿电路72A的稳压器1fA的操作之前，将描述在稳压器1fA的新添加的组件仅为斜坡补偿电路72A的情况下各信号的时间上的改变。在与输出电流Iout相对应的线圈电流IL的DC分量随着负载3A的电阻值的减小而增大的情况下，晶体管101A的关断时刻变得不稳定。从而，输出电压Vout的电压值不稳定，并且输出电压Vout与目标电压Vtar之间的电压差增大。斜坡补偿电路72A提供斜坡电流以使得晶体管101A的关断时刻即使在线圈电流IL的电流值增大的情况下也稳定。

图14是示出在稳压器包括斜坡补偿电路72A的情况下各信号的时间上的改变的视图。图14中，示出了时钟信号曲线图、晶体管控制曲线图11、晶体管控制曲线图12、斜坡补偿曲线图11、斜坡补偿曲线图12、和复合电压曲线图。

<8-2-1.稳态>

首先，将描述与输出电流Iout相对应的线圈电流IL的DC分量保持在预定值(稳态)的情况下的各信号的改变。下文中，将针对稳态来描述图14的晶体管控制曲线图11、斜坡补偿曲线图11、和复合电压曲线图。

晶体管控制曲线图11(下文中将称其为”曲线图11”)表示在负载3A的电阻值恒定从而线圈电流IL的电流值恒定的情况下晶体管101A的状态。曲线图11中，在从时刻t1直到时刻t15的时间段中，晶体管101A的导通占空比和关断占空比被保持，例如分别保持在约70％和约30％。

斜坡补偿曲线图11表示从斜坡补偿电路72A输出的斜坡电流SL10的波形。斜坡电流SL10的电流值随时间增大然后减小。如果晶体管101A导通，则斜坡电流SL10的电流值以恒定斜坡从0A开始增大，并且响应于比较器103A的输出，即，在晶体管101A关断时刻，斜坡电流SL10的电流值被重置。

具体地，在从时刻t1直到时刻t1c的时间段中，斜坡电流SL10的电流值从0A增大到电流值I34。之后，电流值减小到0A。在从时刻t1c直到时刻t3的时间段中，电流值保持在0A。之后，在从时刻t3直到时刻t3c的时间段中，电流值从0A增大到电流值I34。之后，斜坡电流SL10重复并周期性地增大和减小。

复合电压曲线图的复合电压Vad10是包括导出电压VL和斜坡电压SV10的电压。导出电压VL是根据线圈电流IL导出的电压。斜坡电压SV10是根据斜坡电流SL10导出的电压。复合电压Vad10在时刻t1处变为电压值V11。而且，基准电压Vref变为电压值V2，并且在时刻t1之后保持在相同的电压值。

此外，如果晶体管101A在时刻t1导通，则复合电压Vad10的电压值在从时刻t1直到时刻t1c的时间段中增大。在时刻t1c，复合电压Vad10变为与基准电压Vref相同的电压值。复合电压Vad10的电压值如上所述增大的原因是斜坡电流SL10的电流值增大。即，由于复合电压Vad10中包括与斜坡电流SL10相对应的斜坡电压SV10，因此复合电压Vad10的上升斜坡变得比加上斜坡电压SV10之前更陡。即，复合电压Vad10的电压上升速率变得比加上斜坡电压SV10之前大。此外，在复合电压Vad10和基准电压Vref变为相同电压值的情况下，晶体管101A关断。如果晶体管101A关断，则斜坡电流SL10的电流值变为0A。因此，复合电压Vad10中要包含的斜坡电压SV10的电压值也变为0V。从而，复合电压Vad10的电压值从电压值V2减小到电压值V11a。

之后，在从时刻t3c直到时刻t5的时间段中，由于晶体管101A关断，因此复合电压Vad10的电压值从电压值V11a减小到电压值V11。在从时刻t5直到时刻t5c的时间段中，复合电压Vad10的电压值增大。在时刻t5c，复合电压Vad10变为与基准电压Vref相同的电压值。由于稳压器1fA如上所述响应于复合电压Vad10的周期性改变而控制晶体管101A的导通/关断，因此能够使输出电压Vout稳定，从而能够减小输出电压Vout与目标电压Vtar之间的电压差。

<8-2-2.电流增大的情况>

随后，将描述与输出电流Iout相对应的线圈电流IL的DC分量增大的情况下各信号的改变。之后，将针对线圈电流IL的DC分量增大的情况来描述图14的晶体管控制曲线图12、斜坡补偿曲线图12、和复合电压曲线图。

晶体管控制曲线图12(下文中将称其为“曲线图12”)表示在线圈电流IL的DC分量随着负载3A的电阻值的减小而增大的情况下晶体管101A的状态。曲线图12中，例如，在从时刻t1直到时刻t3的时间段中，晶体管101A的导通占空比和关断占空比分别变为约50％和约50％。该占空比的改变是由线圈电流IL的DC分量在时刻t1的增大而引起的。即，由于复合电压Vad12(随后将对其进行描述)的电压值随着线圈电流IL的DC分量的增大而增大，因此晶体管101A的导通时间段变得比电压值增大之前短。之后，在从时刻t3直到时刻t5的时间段中，晶体管101A的导通占空比和关断占空比分别变为约80％和20％。在时刻t5之后，晶体管101A的导通占空比和关断占空比分别变为约70％和约30％。即，晶体管101A的导通占空比和关断占空比变为与线圈电流IL的电流值增大之前相同的占空比。

在斜坡补偿曲线图12中，斜坡电流SL12的电流值随时间增大然后减小。即，如果晶体管101A导通，则斜坡电流SL12的电流值以恒定斜率从0A开始增大，并且响应于比较器103A的输出，即，在晶体管101A关断时刻，斜坡电流SL12的电流值被重置。

在从时刻t1直到时刻t1b的时间段中，斜坡电流SL12的电流值从0A增大到电流值I33。然后，电流值减小到0A。这里，从时刻t1直到时刻t1b的时间段是比从时刻t1直到时刻t1c的时间段短的时间段。而且，电流值I33是比电流值I34小的电流值。电流值如上所述在相对较短的时间内减小的原因是晶体管101A的导通周期变短。之后，在从时刻t3直到时刻t3d的时间段中，电流值从0A增大到电流值I35。然后，电流值减小到0A。在从时刻t3d直到时刻t5的时间段中，电流值保持在0A。之后，在从时刻t5直到时刻t5c的时间段中，电流值从0A增大到电流值I34。然后，电流值减小到0A。在从时刻t5c直到时刻t7的时间段中，电流值保持在0A。之后，在从时刻t7直到时刻t7c的时间段中，电流值从0A增大到电流值I34。之后，斜坡电流SL12与晶体管101A的导通/关断时刻同步地重复并周期性地增大和减小。

复合电压Vad12是包括斜坡电压SV12的电压。斜坡电压SV12是根据斜坡电流SL12导出的电压。由于加上了斜坡电压SV12，复合电压Vad12的上升斜坡变得比加上斜坡电压SV12之前更陡。即，由于加上了斜坡电压SV12，复合电压Vad12的电压值的上升速率变得比加上斜坡电压SV12之前更大。由于线圈电流IL的DC分量的增大，在时刻t1，复合电压Vad12变为电压值V11a。而且，基准电压值Vref为电压值V2，并且即使在时刻t1之后也保持在相同的电压值。

由于线圈电流IL的DC分量的增大，在时刻t1，复合电压Vad12的电压值从电压值V11增大到电压值V11a。此外，在时刻t1，晶体管101A导通。在从时刻t1直到时刻t1b的时间段中，复合电压Vad12的电压值增大。在时刻t1b，复合电压Vad12变为与基准电压Vref相同的电压值。复合电压Vad12的电压值如上所述增大的原因是与复合电压Vad中包括的斜坡电压SV12相对应的斜坡电流SL12的电流值增大。在复合电压Vad12和基准电压Vref变为相同的电压值的情况下，晶体管101A关断。

这里，复合电压Vad12的电压值增大时的时间段(从时刻t1至时刻t1b)是比复合电压Vad10的电压值增大时的时间段(从时刻t1到时刻t1c)短的时间段。因此，在复合电压Vad12下晶体管101A的导通时间段变得比在复合电压Vad10下晶体管101A的导通时间段短。但是，之后，复合电压Vad12的电压值增大的时间段变得实质上与复合电压Vad10增大时的时间段相同。即，复合电压Vad12下晶体管101A的导通时间段变得实质上与复合电压Vad10下晶体管101A的导通时间段相同。

具体地，在时刻t1b，如果晶体管101A关断，则斜坡电流SL12的电流值变为0A。因此，复合电压Vad12中将包含的斜坡电压SV12的电压值变为0V。从而，复合电压Vad12的电压值从电压值V2开始减小。之后，在从时刻t1b直到时刻t3的时间段中，由于晶体管101A关断，因此复合电压Vad12减小为比电压值V2和电压值V11之间的范围更低的电压值。复合电压Vad12的电压值在从时刻t3直到时刻t3d的时间段中增大，并且在时刻t3d变为与基准电压Vref相同的电压值。从而，输出电压Vout变为实质上与目标电压Vtar相同的电压值。

在复合电压Vad12和基准电压Vref变为相同的电压值的情况下，晶体管101A关断。如果晶体管101A如上所述关断，则斜坡电流SL12的电流值变为0A。因此，复合电压Vad12中将包含的斜坡电压SV12的电压值也变为0V。从而，复合电压Vad12的电压值从电压值V2减小到约电压值V11a。之后，在从时刻t3d直到时刻t5的时间段中，由于晶体管101关断，因此复合电压Vad12的电压值从约电压值V11a减小到电压值V11。之后，复合电压Vad12的电压值在从时刻t5直到时刻t5c的时间段中增大，并且在时刻t5c变为与基准电压Vref相同的电压值。

如上所述，稳压器1fA包括斜坡补偿电路72A，用于提供斜坡电流，从而使晶体管101A的导通/关断时刻即使在线圈电流IL的DC分量增大的情况下也变得稳定。即，稳压器1fA可以防止分谐波振荡。从而，输出电压Vout的电压值变得稳定，并且输出电压Vout与目标电压Vtar之间的电压差减小。

在如上所述包括斜坡补偿电路72A的稳压器1fA中，在输入电压Vin随着电池2A的电压的减小而减小的情况下，输出电压Vout与目标电压Vtar之间的电压差增大。原因如下。如果输入电压Vin的电压值减小，则晶体管101A的导通时间段变得比输入电压Vin的电压值减小之前的导通时间段长。由于晶体管101A的导通时间段变长，则斜坡电流以恒定斜率上升，从而电流值变得比导通时间段改变之前的电流值大。因此，复合电压Vad的电压值减小，并且输出电压Vout的电压值减小。

图15是用于对输出电压Vout与目标电压Vtar之间的电压差根据输入电压Vin的电压值的减小而扩大进行说明的视图。图15是示出输入电压曲线图、晶体管控制曲线图1、晶体管控制曲线图3、斜坡补偿曲线图1、斜坡补偿曲线图3、复合电压曲线图、和输出电压曲线图的视图。

<8-2-3.稳态>

首先，将描述输入电压Vin的电压值恒定(稳态)情况下各信号的改变。之后，将针对稳态来描述图15的输入电压曲线图、晶体管控制曲线图1、斜坡补偿曲线图1、复合电压曲线图、和输出电压曲线图。

输入电压曲线图是表示通过输入端TaA从电池2A输入的输入电压Vin的波形的曲线图。在从时刻t1直到时刻t15的时间段中，输入电压Vin11的电压值恒定(例如，为电压值V41)。

在晶体管控制曲线图1中，在从时刻t1直到时刻t15的时间段中，导通占空比和关断占空比保持恒定。曲线图1不同于图14中的曲线图11，并且例如，导通占空比和关断占空比分别保持在30％和70％。

在斜坡补偿曲线图1中，在从时刻t1直到时刻t15的时间段中，响应于晶体管101A的导通/关断，斜坡电流SL11的电流值周期性地重复以预定斜率增大然后减小。此外，如复合电压曲线图所示，在从时刻t1直到时刻t15的时间段中，包括根据斜坡电流SL11导出的斜坡电压SV11的复合电压Vad11的电压值与晶体管101A的导通/关断时刻同步地周期性地改变。从而，在输出电压曲线图中，输出电压Vout11变为实质上与目标电压Vtar的电压值V10相同的电压值。而且，在从时刻t1直到时刻t15的时间段中，通过对输出电压Vout11进行反馈而获得的反馈电压Vfb11实质上恒定保持为电压值V0。

<8-2-4.输入电压Vin减小的情况>

随后，将描述输入电压Vin的电压值减小的情况下各信号的改变。在输入电压曲线图中，输入电压Vin14的电压值在从时刻t1直到时刻t7的时间段中恒定保持为电压值V41，然后在时刻t7从电压值V41减小为电压值V40。之后，在从时刻t7直到时刻t15的时间段中，输入电压Vin14保持在电压值V40。

在晶体管控制曲线图3(下文中称其为“曲线图3”)中，在输入电压Vin14的电压值为电压值V41时的从时刻t1直到时刻t7的时间段中，导通占空比和关断占空比变为与曲线图1中相同的占空比(30％和70％)。然后，输入电压Vin14的电压值在时刻t7从电压值V41减小到电压值V40，之后保持在电压值V40。由于输入电压Vin14的电压值的减小，曲线图3的导通占空比变得比曲线图1的导通占空比大。在曲线图3中，例如，导通占空比变为60％，关断占空比变为40％。之后，由于输入电压Vin14在从时刻t7直到时刻t15的时间段中保持在减小了的电压值，因此，在曲线图3中，导通占空比保持在增大了的占空比。

在斜坡补偿曲线图3中，斜坡电流SL13的电流值根据晶体管101A的导通/关断占空比而以预定斜坡改变。具体地，在从时刻t1直到时刻t7的时间段中，根据曲线图3的导通/关断占空比，斜坡电流SL13的电流值重复地以预定斜坡从0A增大到电流值I31并从电流值I31减小到0A。在时刻t7之后，曲线图3的导通占空比增大。从而，斜坡电流SL13的电流值变得比导通占空比增大之前的大。之后，斜坡电流SL13的电流值减小。例如，在从时刻t7直到时刻t8b的时间段中，斜坡电流SL13从0A增大到电流值I32。电流值I32比电流值I31大。之后，斜坡电流SL13在时刻t8b从电流值I32减小到0A，并在从时刻t8b直到时刻t9的时间段中保持在0A。而且，在时刻t9，斜坡电流SL13的电流值从0A开始增大。之后，斜坡电流SL13周期性地重复增大和减小。

在复合电压曲线图中，复合电压Vad13是包括斜坡电压SV13的电压。在从时刻t1直到时刻t7的时间段中，复合电压Vad13类似于复合电压Vad11而周期性地重复改变。在时刻t7，响应于输入电压Vin14的电压值的减小，复合电压Vad13的电压值从电压值V1减小到电压值V1f。之后，在晶体管101A导通时的从时刻t7直到时刻t8b的时间段中，复合电压Vad13的电压值从电压值V1f增大到电压值V2。

由于复合电压Vad13在时刻t7的减小，输出电压Vout13从电压值V10减小到电压值V10b。而且，响应于输出电压Vout13的电压值的减小，反馈电压Vfb13从电压值V0减小到电压值V0b。

而且，在时刻t8b，上述复合电压Vad13从电压值V2减小到电压值V1。之后，在从时刻t8b直到时刻t9的时间段中，复合电压Vad13从电压值V1减小到电压值V1f。然后，在时刻t9，复合电压Vad13从电压值V1f开始增大。

之后，复合电压Vad13周期性地重复增大和减小。在从时刻t8b直到时刻t15的时间段中，输出电压Vout13实质上恒定保持为电压值V10b。即，输出电压Vout13保持在比目标电压Vtar小的电压值。而且，在从时刻t8b直到时刻t15的时间段中，反馈电压Vfb13实质上恒定保持为电压值V0b。即，类似于输出电压Vout13，反馈电压Vfb13保持在减小了的电压值。如上所述，输出电压Vout13与目标电压Vtar之间的电压差变得相对较大。为此，在图13的稳压器1fA的电路内部提供斜坡补偿电路72A和线性校正电路71A，从而输出电压Vout与目标电压Vtar之间的电压差减小。

图16是示出通过在稳压器1A内提供线性校正电路71A和斜坡补偿电路72A而获得的稳压器1fA的各信号的时间上的改变的视图。具体地，图16新包括了晶体管控制曲线图4和斜坡补偿曲线图4来代替图15的晶体管控制曲线图1和斜坡补偿曲线图1。

在输入电压曲线图中，输入电压Vin14的电压值在从时刻t1直到时刻t7的时间段中恒定保持为电压值V41，并且在时刻t7从电压值V41减小到电压值V40。之后，在从时刻t7直到时刻t15的时间段中，输入电压Vin14保持在减小了的电压值。

在晶体管控制曲线图4(下文中称其为“曲线图4”)中，在从时刻t1直到时刻t7的时间段中，导通/关断占空比变得与曲线图3的相同。然后，在时刻t7，输入电压Vin14的电压值从电压值V41减小到电压值V40。由于输入电压Vin14的电压值的减小，曲线图4的导通占空比变得比曲线图3的导通占空比大。在曲线图4中，例如，导通占空比保持在80％，而关断占空比保持在20％。之后，由于输入电压Vin14在从时刻t7直到时刻t15的时间段中保持在减小了的电压值，因此，在曲线图3中，导通占空比保持在增大了的占空比。

在斜坡补偿曲线图4中，在从时刻t1直到时刻t7的时间段中，根据曲线图4的导通/关断占空比，斜坡电流SL14重复地基于来自线性校正电路71A的校正信号而以一个斜率从0A增大到电流值I31并从电流值I31减小到0A。在时刻t7之后，曲线图4的导通占空比增大。因此，斜坡电流SL14的电流值变为比导通占空比增大之前的电流值大的电流值。而且，在时刻t7，输入电压Vin14的电压值减小。响应于输入电压Vin14的减小了的电压值，线性校正电路71A输出校正信号。斜坡补偿电路72A根据该校正信号来设置上升斜坡。换句话说，斜坡补偿电路72A改变电流值的上升速率。具体地，斜坡补偿电路72A根据来自线性校正电路71A的校正信号而减小斜坡电流SL14的电流值的上升速率，来自线性校正电路71A的校正信号由输入电压Vin14的电压值的减小而引起。在从时刻t7直到时刻t8的时间段中，斜坡电流SL14从0A增大到电流值I32。然后，斜坡电流SL14从电流值I32减小到0A。之后，斜坡电流SL14重复地增大和减小。

在时刻t7之后，斜坡电流SL14的斜坡通过从线性校正电路71A输入给斜坡补偿电路72A的校正信号来设置，并且根据晶体管101A的导通/关断占空比而重复地增大和减小。在从时刻t7直到时刻t8c的时间段中，斜坡电流SL14从0A增大到电流值I32。然后，斜坡电流SL14在时刻t8c从电流值I32减小到0A，并且在从时刻t8c直到时刻t9的时间段中保持在0A。而且，在时刻t9，斜坡电流SL14从0A开始增大。之后，斜坡电流SL14与晶体管101A的导通/关断时刻同步地周期性地重复增大和减小。

在复合电压曲线图中，复合电压Vad14是包括斜坡电压SV14的电压。在从时刻t1直到时刻t7的时间段中，复合电压Vad14类似于复合电压Vad13而周期性地重复改变。该情况下，在时刻t7，随着输入电压Vin14的电压值的减小，复合电压Vad13的电压值从电压值V1减小到电压值V1f。与此相比，复合电压Vad14的电压值即使在输入电压Vin14的电压值在时刻t7减小的情况下也几乎不减小。这是因为，响应于输入电压Vin14的电压值的减小，斜坡电流SL14的斜坡变得相对较小。

此外，在晶体管101A导通时的从时刻t7直到时刻t8c的时间段中，复合电压Vad14的电压值从电压值V1f增大到电压值V2。时刻t8c是比时刻t8b晚的时刻。该时刻对比表明线性校正电路71A的提供使得晶体管101A的导通时间段变长。

由于复合电压Vad14在时刻t7不减小，因此输出电压Vout14变为实质上与时刻t7之前的电压值相同的电压值(电压值V10)。而且，由于输出电压Vout14的电压值不减小，因此反馈电压Vfb14变为实质上与时刻t7之前的电压值相同的电压值(电压值V0)。此外，在从时刻t7直到时刻t8c的时间段中，由于复合电压Vad14的电压值的增大，输出电压Vout14与目标电压Vtar实质上恒定保持为相同的电压值(电压值V10)。复合电压Vad14在时刻t8b从电压值V2减小到电压值V1g，并且在从时刻t8c直到时刻t9的时间段中从电压值V1g减小到电压值V1。然后，在时刻t9，复合电压Vad14从电压值V1开始增大。之后，复合电压Vad14周期性地重复增大和减小。

而且，复合电压Vad14是包括导出电压VL、斜坡电压SV14和反馈电压Vfb的电压。如果输入电压Vin减小，则与导出电压VL相对应的线圈电流IL的上升斜率减小。即，线圈电流IL的电流值的上升速率减小。为此，如果线圈电流IL的斜率由于输入电压Vin的改变而改变，则线性校正电路71A输出校正信号以使得复合电压Vad14的电压值的上升速率变为最佳值。

此外，随着复合电压Vad14在从时刻t8c直到时刻t15的时间段中的改变，输出电压Vout变为实质上与目标电压Vtar的电压值V10相同的电压值。而且，反馈电压Vfb14变为实质上与电压值V0相同的电压值。如上所述，电路中包括线性校正电路71A和斜坡补偿电路72A的稳压器1fA能够使得输出电压Vout的输出稳定，而与输入电压Vin的电压值的改变无关，并且能够减小输出电压Vout与目标电压Vtar之间的电压差。

<修改例>

尽管以上已经描述了本发明的第一至第七实施例，但是，本发明不限于上述第一至第七实施例，而是能够被修改为不同的形式。下文中，将描述这些修改例。而且，可以将第一至第七实施例中已描述了的各形式与以下将要描述的各形式进行适当组合。

在第一至第七实施例中，已经描述了包括用于导出线圈电流IL的电流值的感测电阻器22A和感测放大器24A的配置。除了上述第一至第七实施例中所描述的配置之外，可以使用能够导出线圈电流IL的电流值的任意其他配置。例如，由于线圈电流IL是与输入电压Vin相对应的电流，因此感测电阻器22A和感测放大器24A可以设置在输入端TaA与晶体管101A的漏极之间，以导出电流值。

而且，在第一至第七实施例中，已描述了这样的配置，其中通过第一电阻器25A和第二电阻器26A来对包括已反馈了的输出电压Vout的电压进行分压，从而导出反馈电压Vfb，并且将反馈电压Vfb输入到加法器电路30A。与此相比，可以不提供第一电阻器和第二电阻器，而是可以将包括输出电压Vout的电压直接输入至加法器电路30A。

而且，在第一至第七实施例中，已描述了这样的配置，其中在加法器电路30A内执行将诸如反馈电压Vfb之类的电压转换为电流。与此相比，用于将电压转换为电流的电路可以提供在加法器电路30A的外部，并且可以被用于执行将诸如反馈电压Vfb之类的电压转换为电流。

而且，在第一至第七实施例中，已描述了开关式稳压器的配置示例，但是，开关式稳压器可以包括上述实施例中所描述的元件之外的元件。

而且，在第一至第七实施例中，已描述了开关式稳压器的配置示例，但是开关式稳压器的一些内部元件可以设置在外部。

而且，在第一至第七实施例中，已描述了将N沟道MOS晶体管101A作为开关元件的示例，但是，可以将电路配置改变为包括任意其他开关元件(例如，P沟道MOS晶体管)。

下文中，将参照附图来描述本发明的第八和第九实施例。以下实施例仅为示例性的，本发明的技术范围不限于此。

<9.第一假设配置>

<9-1.电路配置>

图17是示出第一假设配置的开关式稳压器1B(下文中称其为“稳压器1B”)的电路配置的视图。稳压器1B通过对晶体管101B(下文中将对其进行描述)进行开关控制而调整输出电压Vout，以使得输出电压Vout变为目标电压Vtar(例如，5V)，并且将输出电流Iout输出到负载3B。而且，负载3B的一端连接至地。

负载3B是例如电子控制单元(ECU)的微计算机。ECU是例如用于控制引擎的驱动的引擎控制ECU，稳压器1B可以用于向ECU的微计算机提供必要的电力。因此，稳压器1B可以被用作电源，其不仅用于引擎控制ECU，还用于包括用于接收稳压器1B的电压以进行操作的控制单元的诸如导航设备和音频设备之类的其他电子设备。

在稳压器1B中，具有预定周期的时钟信号通过时钟输入端TcB输入至触发器104B。触发器104B用于控制晶体管101B的驱动，并且具有设置(S)端、重置(R)端和输出(Q)端。触发器104B被设置为使得如果设置(S)端接收到时钟信号，则从输出(Q)端向驱动器102B输出“H”信号。

而且，如果重置(R)端接收到来自比较器103B(以下将对其进行描述)的信号，则触发器104B从输出(Q)端向驱动器102B输出“L”信号。

根据来自触发器104B的输出(Q)端的信号，驱动器102B控制晶体管101B的导通/关断。在来自输出(Q)端的信号为“H”信号的情况下，晶体管101B施加预定电压或更大电压到栅极，从而使晶体管101B导通，而在来自输出(Q)端的信号为“L”信号的情况下，晶体管101B施加比预定电压小的电压到栅极，或者不施加电压到栅极，从而使晶体管101B关断。

晶体管101B是受开关控制来调节输入电流Iin的电流量的N沟道MOS晶体管。输入电流Iin是根据从电池2B向输入端TaB施加的输入电压Vin(例如，14V)而流动的电流。在从驱动器102B向晶体管101B的栅极施加了预定电压或更大电压的情况下，晶体管101B导通，并且输入电流Iin通过感测电阻器22B而在晶体管101B的漏极和源极之间流动。在小于预定电压的电压施加在晶体管101B的栅极上或没有电压施加在晶体管101B的栅极上的情况下，晶体管101B关断，从而输入电流Iin不在源极和漏极之间流动。即，即使在感测电阻器22B中，输入电流Iin也不流动。

感测电阻器22B是用于检测输入电流Iin的电流值的电阻器。如上所述，流动在感测电阻器22B中的输入电流Iin的电流值响应于对晶体管101B的开关控制而改变。将对使用感测电阻器22B对输入电流Iin的检测进行描述。

而且，如上所述，晶体管101B根据具有预定周期的时钟信号而导通。具体地，在时钟信号的上升沿输入至触发器104B的设置(S)端的情况下，晶体管101B导通。与此相比，在来自比较器103B的输出信号输入至触发器104B的重置(R)端的情况下，晶体管101B关断。即，晶体管101B的导通时刻为预定时刻，关断时刻响应于比较器103B的比较结果而改变。以下将针对晶体管101B的关断来描述比较器103B的操作。

在晶体管101B导通的情况下，在源极和漏极之间流动的输入电流Iin流入线圈21B。

线圈21B减小了由于对晶体管101B的开关控制而引起的输入电流Iin的电流改变。在晶体管101B导通的情况下，输入电流Iin在线圈21B中流动，而在晶体管101B关断的情况下，来自肖特基二极管109B的电流在线圈21B中流动。即，在晶体管101B关断的情况下，肖特基二极管109B的阴极侧的电势变得低于阳极侧的电势。从而，即使晶体管101B从导通切换为关断，电流也通过肖特基二极管109B而流入线圈21B。如上所述如果晶体管101B关断，在线圈21B中流动的电流(下文中将称其为“线圈电流IL”)也不立即变为0A，而是电流值以恒定斜率逐渐减小。因此，在晶体管101B导通的情况下，输入电流Iin和线圈电流IL变为相同的电流值，而在晶体管101B关断的情况下，除非在输入电流Iin和线圈电流IL两个电流值均为0的情况下，否则输入电流Iin和线圈电流IL的电流值变为不同的电流值。

从线圈21B输出的线圈电流IL流入电容器23B。如果线圈电流IL流入电容器23B，输出电压Vout的电压值增大。此外，电容器23B消除了线圈电流IL中的AC分量。因此，作为线圈电流IL的DC分量的输出电流Iout通过输出端TbB而流入负载3B。而且，电容器23B的一端连接至上述肖特基二极管109B的阳极和地。

响应于输出电流Iout的增大和减小，稳压器1B控制晶体管101B以使得输出电压Vout变为恒定。从而，线圈电流IL改变。而且，可以说，线圈电流IL的改变是输入电流Iin的改变。即，输出电压Vout的改变对应于输入电流Iin的改变。通过比较器103B(以下将对其进行描述)来用如上所述改变的输入电流Iin与基准电压Vref进行比较。

此外，如果输出电压Vout改变，输出电压Vout与目标电压Vtar之间出现电压差。通过在线圈21B和电容器23B的连接点处提供的反馈回路，输出电压Vout被施加到由电阻器25B和电阻器26B构成的分压电路。电阻器25B和电阻器26B是用于对输出电压Vout进行分压的电阻器。而且，电阻器26B的一端连接到地。电阻器25B和电阻器26B对输出电压Vout进行分压，并将反馈电压Vfb输出到加法器电路30B。如以下将要描述的那样，加法器电路30B不仅接收反馈电压Vfb还接收输入电流Iin。下文中，将描述输入电流Iin向加法器电路30B的输入。

如果输入电流Iin流入上述感测电阻器22B，则感测电阻器22B的电压输入到感测放大器24B的非反相输入端和反相输入端。感测放大器24B根据感测电阻器22B两端之间的电压差和感测电阻器22B的预定电阻值来检测输入电流Iin的电流值，并将该电流值输出到加法器电路30B。

感测放大器24B构成电流检测电路，但是，在本实施例中，通过感测电阻器22B来检测输入电流的值。不用说，感测电阻器22B可以连接至线圈21B的输出侧，以直接检测线圈电流IL。

加法器电路30B将多个电流相加，从而获得复合电流，并将复合电流转换为电压，以及将该电压输出到比较器103B。加法器电路30B将输入电流Iin与反馈电压Vfb转换成的反馈电流Ifb相加，从而获得复合电流Iad，以及将该反馈电流Iad转换为复合电压Vad，并将该复合电压Vad输出到比较器103B。因此，可以说，复合电压Vad包括反馈电压Vfb和输入电流Iin转换成的电压VL(下文中将称其为“导出电压VL”)。

比较器103B将非反相输入端的电压和反相输入端的电压进行比较，并根据比较结果来输出信号。在输入到非反相输入端的复合电压Vad和从基准电源105B输入到反相输入端的电源电压VB(例如，1.25V)(下文中将称其为“基准电源电压VB”)变为相同的电压值的情况下，比较器103B向触发器104B的重置(R)端输出重置信号。从而，将从驱动器102B施加到晶体管101B的栅极的电压变得小于预定电压值，从而晶体管101B从导通切换为关断。

而且，作为向晶体管101B的栅极施加预定电压的驱动器102B的配置，通过恒压源106B、二极管107B和电容器108B来提供已知的自举电路。由于该电路配置，晶体管101B的开关控制被稳定地执行。

本实施例具有上述配置，并且具有两个特点。第一个特点是，与现有技术不同的是，本实施例无需包括用于反馈的差分放大器和相位补偿电路地对输出电压Vout进行控制。为此，通过将与输入电流Iin相对应的导出电压VL和用于反馈的反馈电压Vfb相加而获得的复合电压Vad与基准电压Vref进行比较。第二个特点是，本实施例根据时钟信号而以预定周期使晶体管101B导通，而响应于比较器103B的输出而关断晶体管101B。

<9-2.信号的改变>

接下来，将描述稳压器1B的各信号。图18给出了示出了第一假设配置的稳压器1B的各信号的时间上的改变的曲线图。每个曲线图的水平轴表示时间[毫秒]。下文中，将首先描述每个曲线图的轮廓，然后描述各信号的时间上的改变。

图18的时钟信号曲线图(a)是示出通过时钟输入端TaB输入的时钟信号CL的改变的曲线图。时钟信号CL以固定频率重复上升和下降。图18的晶体管控制曲线图(b)是示出晶体管101B的导通时间段和关断时间段同时还示出晶体管101B的导通/关断状态的曲线图。图18的线圈电流曲线图(c)是示出在线圈21B中流动的线圈电流IL在每个时刻的电流值[A]的曲线图。图18的复合电压曲线图(d)是示出在每个时刻输入到比较器103B的非反相输入端的复合电压Vad的电压值[V]的曲线图。图18的输出电压曲线图(e)是示出输出电压Vout在每个时刻的电压值[V]的曲线图。

如果时钟信号CL如图18的(a)中所示在时刻t1上升，则触发器104B被设置，从而晶体管101B导通，如图18的(b)中所示。从而，输入电流Iin在感测电阻器22B中流动，甚至线圈电流IL在线圈21B中流动并从电流值I1开始增大，如图18的(c)中所示。而且，由于输入电流Iin在感测电阻器22B中流动，感测放大器24B检测到输入电流Iin并且将该输入电流Iin输出到加法器电路30B。随着输入电流Iin的增大，通过在加法器电路30B中将输入电流Iin和反馈电压Vfb的反馈电流Ifb相加而获得的复合电压Vad从电压值V1开始增大，如图18的(d)中所示。

在时刻t2，如果复合电压Vad达到电压值V4，则从比较器103B的输出端输出重置(R)信号，并且响应于对该重置(R)信号的接收，触发器104B被重置，从而晶体管101B关断，如图18的(b)中所示。从而，输入电流Iin的电流值变为0A，并且将要包含于复合电压Vad中的导出电压VL(输入电流Iin)的AC分量和DC分量变为0，如图18的(d)中所示，从而复合电压Vad仅由反馈电压Vfb(反馈电流Ifb)构成。从而，复合电压Vad减小到电压值V0。而且，如图18的(c)中所示，线圈电流IL在晶体管101B关断时由于从肖特基二极管109B流向线圈21B的电流而逐渐从电流值I2开始减小。

如图18的(b)中所示，从晶体管101B导通的时刻t1直到晶体管101B关断的时刻t2的时间段是导通时间段，而从晶体管101B关断的时刻t2直到下一次导通时刻的时刻t3的时间段是关断时间段。从而，例如，晶体管101B的导通占空比变为50％。此外，根据用于确定晶体管101B的关断时刻的利用比较器103B对复合电压Vad和基准电压Vref的比较结果，导通占空比改变。

由于对晶体管101B的该控制，如图18的(e)中所示，在从时刻t1直到时刻t3的时间段中，输出电压Vout实质上保持在与目标电压Vtar的电压值相同的电压值V10。而且，由于输出电压Vout实质上保持在与目标电压Vtar相同的电压值，因此反馈电压Vfb也实质上恒定保持为电压值V0。用于根据上述至少包括DC分量(以下将对其进行描述)的电流来控制输出电压Vout的模式被称为“电流模式”。

在时刻t3，如果时钟信号CL如在上述时刻t1那样而上升，则触发器104B被设置，从而晶体管101B导通。由于晶体管101B导通，输入电流Iin在感测电阻器22B中流动，甚至线圈电流IL在线圈21B中流动。之后，每个信号如上所述改变。

<9-3.波特图>

接下来，将参照波特图来描述本实施例的效果。本实施例的稳压器1B通过电流模式执行控制。在图19的上部分，通过增益特性曲线ga示出了电流模式中每个频率下的增益特性。而且，在图19的下部分，通过相位特性曲线ph示出了相位特性。由于以电流模式执行控制，因此稳压器1B不受线圈21B的电感的影响，从而仅出现一个基于电容器23B的极点。该极点的频率例如约1kHz，如增益特性曲线ga所示。因此，增益从0Hz到约1kHz实质上保持恒定(例如，为40dB)，并且在约1kHz之后减小。该增益的减小由电容器23B的电感因频率的增大而减小所引起。此外，在本实施例中，由于没有使用用于反馈的差分放大器，因此增益变为相对较小的值。因此，增益随着频率的增大而相对快速地减小到0dB。例如，在约100kHz处，增益变为0dB。

同时，如相位特性曲线ph所示，在极点频率之前和之后，相位超过90度。例如，在约50Hz之前，相位几乎都恒定为180度，而在约50Hz之后相位开始被延迟，并且在约10kHz处被延迟90度。由于归因于极点的影响的相位延迟仅为90度，因此在增益变为0dB的100kHz处，相位裕度被设置为约80度的值就足够。因此，能够确保输出电压Vout无振荡而稳定操作。

如上所述，本实施例的稳压器1B通过电流模式来控制电路内部信号的增益和相位，而不使用差分放大器和相位补偿电路。因此，能够避免输出电压Vout的振荡，并且能够获得将稳定输出的输出电压Vout。因此，与电压模式的电路相比，本实施例的稳压器1B能够被容易地设计，并且由于无需在电路内提供新的组件，因此能够减小整个电路的尺寸。

而且，由于本实施例的稳压器1B不包括差分放大器和相位补偿电路，因此解决了关于在相位补偿电路的内部电容器的电容相对较大的情况下所引起的输出电压的改变而基于对MOS晶体管的导通/关断控制的响应的延迟问题。

而且，本实施例的稳压器1B使用输入电流Iin的电流值的改变来控制晶体管101B。稳压器1B将基准电压Vref与通过将输入电流Iin和与反馈电压Vfb相对应的反馈电流Ifb相加而获得的复合电压Vad进行比较。从而，稳压器1B可以响应于输出电压Vout的改变来控制晶体管101B的导通/关断，并且能够减小输出电压Vout和目标电压Vtar之间的电压差。此外，由于基于具有固定频率的时钟信号CL来控制晶体管101B的导通时刻，从而晶体管101B的开关频率也变为固定频率。在开关频率改变的情况下，在车载装置中，噪声变得更可能影响无线接收装置等。与此相比，在本实施例的稳压器1B中，由于以固定频率来执行开关操作，因此变得能够将无线接收装置的接收频率和开关频率设置为不同的频率。从而，稳压器1B能够避免将开关噪声叠加在无线电接收装置上。而且，根据稳压器1B，由于能够提前得知开关频率，因此诸如无线电接收装置之类的其他装置能够针对噪声采取措施，而不太可能受噪声的影响。

<10.第二假设配置>

接下来，将描述第二假设配置。在第一假设配置的稳压器1B中，在输出电流Iout的电流值增大的情况下，存在输出电压Vout的电压值随着输出电流Iout的增大而减小的问题。从而，输出电压Vout与目标电压Vtar之间的电压差增大，给负载3B提供稳定电力变得困难。为此，第二假设配置的稳压器1aB被配置为响应于输入电流Iin来校正基准电压Vref，从而防止输出电压Vout的电压值随着输出电流Iout的增大而减小。

<10-1.基准电压与输出电压之间的关系>

首先，将描述输出电流Iout的电流值的增大与输出电压Vout的减小之间的关系。图20给出了示出了基准电压Vref和输出电压Vout根据对第二假设配置的开关式稳压器1aB(下文中将称其为“稳压器1aB”)的基准电压Vref的校正的存在与否而改变的曲线图。在图20的曲线图中，每个水平轴表示电流值[A]，每个纵轴表示电压值[V]。图20的曲线图(a)是示出基准电压Vref和没有对基准电压Vref进行校正的稳压器1B的输出电压Vout的改变的曲线图。输出电压Vout由线Vout1a示出，基准电压Vref由线Vref1a示出。

如果输出电流Iout从电流值Ia增大到电流值Ic，如图20的曲线图(a)所示，则输出电压Vout的电压值从电压值V14减小到电压值V12，如线Vout1a所示。从而，输出电压Vout与目标电压Vtar之间的电压差增大，向负载3B提供稳定电力变得困难。而且，基准电压Vref的电压值恒定，如线Vref1a所示。输出电压Vout随着输出电流Iout的增大而减小的原因如下。输出电流Iout的增大是指输入电流Iin的DC分量的增大。即，与输出电流Iout相对应的输入电流Iin的DC分量增大，而随着输入电流的DC分量的增大，对应于输入电流Iin的导出电压VL也增大。从而，复合电压Vad增大。

稳压器1aB对输出电压Vout执行反馈控制以使得复合电压Vad和基准电压Vref彼此一致。例如，假设输出电流Iout增大ΔI，随着输出电流Iout的增大，导出电压VL增大ΔV。然后，复合电压Vad在输出电流Iout增大时的初始阶段增大ΔV。因此，晶体管101B导通时复合电压Vad与基准电压Vref之间的差值变小，并且复合电压Vad相对快速地达到基准电压Vref，从而晶体管101B的导通占空比减小。之后，晶体管101B的导通占空比通过反馈控制而减小到约50％。该状态下，取决于输入电流Iin的增大的复合电压Vad的电压增大ΔV得以保持。从而，输出电压Vout保持在输出电压Vout已减小ΔV的状态。

在本实施例的稳压器1aB中，响应于上述输出电压Vout的电压值的减小，来对基准电压Vref的电压值进行校正，以使得输出电压Vout与目标电压Vtar之间的电压差变小。

图20的曲线图(b)是表示基准电压Vref和对基准电压Vref进行了校正的稳压器1aB的输出电压Vout的改变的曲线图。输出电压Vout由线Vout1b所示，基准电压Vref由线Vref1b所示。在图20的曲线图(a)中，基准电压Vref如线Vref1a所示恒定保持为电压值V30，但是，在图20的曲线图(b)中，如线Vref1b所示，基准电压Vref的电压值随着输出电流Iout的电流值的增大而从电压值V30开始增大。

如果输出电流Iout变为电流值Ia，如以下将要描述的，将导出电压VL与基准电源电压VB相加，从而基准电压Vref的电压值增大。从而，基准电压Vref如线Vref1b所示从电压值V30改变为更大的电压值V20。此外，如果输出电流Iout改变为比电流值Ia大的电流值Ib，则基准电压Vref如线Vref1b所示从电压值V20改变为更大的电压值V21。此外，如果输出电流Iout改变为比电流值Ib大的电流值Ic，则基准电压Vref如线Vref1b所示从电压值V21改变为更大的电压值V22。该电压值的改变在如上所述将导出电压VL与基准电源电压VB相加的情况下发生，从而基准电压Vref的电压值增大。

如上所述，由于随着输出电流Iout的电流值的增大，基准电压Vref的电压值增大，从而能够通过基准电压Vref的增大来补偿输出电流Iout的电流值的增大。因此，输出电压Vout变为本质上与目标电压Vtar的电压值V15相同的电压值。如上所述，稳压器1aB可以控制输出电压Vout以使得输出电压Vout的电压值稳定。此外，稳压器1aB可以减小输出电压Vout与目标电压Vtar之间的电压差。

<10-2.配置>

接下来，将描述第二假设配置的稳压器1aB的配置。稳压器1aB通过改变第一假设配置的稳压器1B的一部分的配置而获得。之后，将参照图21和图22来主要描述配置改变和根据配置改变的操作。

图21是示出第二假设配置的稳压器1B的电路配置的视图。除稳压器1aB包括平均电流导出电路50B和功率相加电路51B作为除第一假设配置的稳压器1B的配置外的新组件之外，稳压器1aB具有与第一假设配置的稳压器1B的配置相同的配置。而且，在图21中，示出了将输入电流Iin1检测为与输出电压Vout1相对应的电流的配置，但是也可以直接检测线圈电流IL。

图21的平均电流导出电路50B导出晶体管101B的导通时间段中输出电流Iin的最大和最小电流值的平均电流Id1。可以说，平均电流Id1是线圈电流IL的最大和最小电流值的平均电流。而且，可以说，平均电流导出电路50B是用于导出输入电流Iin1的DC分量的DC分量导出电路。

功率相加电路51B向比较器103B的反相输入端施加通过将平均电流Id1和转换基准电源电压VB所得的电流相加而获得的基准电压Vref1。即，平均电流导出电路50B和功率相加电路51B构成用于对基准电压Vref1进行校正的基准电压校正电路。此外，比较器103B对复合电压Vad1和基准电压Vref1进行比较。如上所述，稳压器1aB通过复合电压Vad1和基准电压Vref1来控制晶体管101B的开关，从而即使在输出电流Iout增大的情况下也能够使输出电压Vout1稳定，并且能够控制输出电压Vout1与目标电压Vtar之间的电压差以使得该电压差变为很小的值。

<10-3.信号的改变>

图22是示出与第二假设配置的稳压器1aB相关的各信号的时间上的改变的视图。首先，将描述在稳压器1aB中不对基准电压Vref1进行校正的情况下各信号的改变。即，将要描述这样的情况，其中假设基准电源电压VB被设置为电压值V5a，并且该电压值为基准电压Vref1的电压值。

在从时刻0直到时刻t6的时间段内，稳压器1aB的每个信号重复与第一假设配置中相同的周期性改变。之后，在从时刻t6直到时刻t7的时间段中，输出电流Iout1增大，且之后保持在增大了的电流值。该情况下，如果在图22的(a)中所示的时钟信号CL的上升沿处晶体管101B如图22的(b)中所示导通，则复合电压Vad1如图22的(d)中所示增大。因此，晶体管101B的导通时间段减小。但是，之后，由于反馈控制，晶体管101B的导通时间段逐渐加长，并且在短时间内，导通占空比变为与输出电压Vout1增大之前相同的状态。如图22中所示，在时刻t7之后，输出电流Iout1已增大的状态得以保持。

将更详细地描述在从时刻t6直到时刻t7的时间段中每个信号的改变。如图22的(d)中所示，在从时刻t6直到时刻t7的时间段中，复合电压Vad1瞬态改变。即，在时刻t6之后，由于输入电流Iin1的电流值的增大，复合电压Vad1的电压值增大时的时间段变得比时刻t6之前短。复合电压Vad1的电压值增大时的时间段如上所述缩短的原因是，复合电压Vad1的电压值响应于输入电流Iin1的增大而增大并达到基准电压Vref的电压值的时间缩短。

从而，晶体管101B的导通时间段缩短，而关断时间段加长。之后，由于反馈控制，晶体管101B的导通时间段逐渐加长。然后，如图22的(d)中所示，复合电压Vad1的电压值在时刻t7之后稳定，并且如在时刻t6之前一样，与晶体管101B的导通/关断时刻同步地重复周期性的改变。换句话说，控制曲线图的导通占空比变为与时刻t6之前的导通占空比相同的值。

此外，在晶体管101B的导通时间段在时刻t6之后缩短然后返回到原始状态的同时，输出电压Vout1瞬态地从时刻t6的电压值V10减小到时刻t7的电压值V10a，从而吸收输入电流Iin1的增大。在时刻t7之后，由于取决于复合电压Vad1的电压值的稳定的晶体管101B的导通占空比和关断占空比，已减小了的输出电压Vout1保持在电压值V10a。

而且，反馈电压Vfb1的电压值随着输出电压Vout1的电压值在从时刻t6直到时刻t7的时间段中的瞬态减小而减小到电压值V0a，在时刻t7之后，类似于输出电压Vout1，已减小的反馈电压Vfb1保持在电压值V0a。

如上所述，由于根据输入电流Iin1的电压与反馈电压Vfb1相加，并且复合电压Vad1与基准电压Vref1进行比较，因此如果输出电流Iout增大，则输出电压Vout1减小来吸收电流值的增大，并且稳定在该减小后的状态。此外，在基准电压Vref1恒定的情况下，如果输出电流Iout1改变，由于输出电压Vout1也改变，因此输出电压Vout1与目标电压Vtar之间可能出现电压差。

随后，将描述这样情况下的信号改变，其中如果输出电压Vout1由于输出电流Iout1的增大而减小，将平均电流Id1加到基准电源电压VB上，从而基准电压Vref1增大。以下的描述将基于输出电压Vout1不同于以上所描述的那样而在时刻t7增大的假设进行。而且，将基于这样的假设来进行以下描述，其中假设基准电源电压VB被设置为电压值V5，并且在从时刻t0直到时刻t6的时间段中，将平均电流Id1加到基准电源电压VB上，从而基准电压Vref1变为电压值V5a。

平均电流Id1随着与输出电流Iout1相对应的输入电流Iin1的增大而增大。在时刻t7，如果与线圈电流IL相对应的输入电流Iin1如图22的(c)中所示随着输出电流Iout1的增大而增大，则平均电流Id1也增大。从而，图22的(d)中所示的基准电压Vref1如虚线所示从电压值V5a增大到电压值V5b。

而且，随着平均电流Id1的增大，图22的(d)中所示的复合电压Vad1如虚线所示从电压值V2增大到电压值V2a。即，几乎在与复合电压Vad1增大的同时，基准电压Vref1也增大相同的电压值。因此，晶体管101B的导通占空比可以实质上保持在与时刻t6之前相同的50％，并且之后重复相同的状态。从而，如虚线所示，输出电压Vout1的电压值保持在与时刻t6之前一样的电压值V10而不减小。而且，由于反馈电压Vfb1根据输出电压Vout1而改变，如虚线所示，反馈电压Vfb1保持在与时刻t6之前相同的电压值V0。

如上所述，稳压器1aB响应于平均电流Id1的电流值的增大而增大基准电压Vref1的电压值，从而即使在输出电流Iout1增大的情况下也能够使得输出电压Vout1的输出稳定，并且能够控制输出电压Vout1以使得输出电压Vout1与目标电压Vtar之间的电压差变小。

<11.第八实施例>

接下来，将描述第八实施例。在上述第二假设配置中，作为应对输出电压Vout1的减小的措施，稳压器1aB将平均电流Id1加到基准电源电压VB，从而设置基准电压Vref1。在以上的描述中，在该措施之外，已清楚的是，必须防止输出电压Vout1的减小。将参照图23来描述输出电压Vout1减小的原因。图23是在图22的时段(从时刻t7到时刻t12)内第二假设配置中的信号波形的放大视图。而且，图23示出了输入电流曲线图(f)来代替图22的线圈电流曲线图(c)，并且将不对时钟信号曲线图进行描述。

在第二假设配置中，如图23的(d)中所示，输入电流Iin1的DC分量和AC分量被加到反馈电压Vfb1上。同时，作为输入电流Iin1的DC分量的平均电流Id1作为校正量ad1被加到基准电源电压VB，从而基准电压Vref1被设置，并且该基准电压Vref1被用于防止输出电压Vout1响应于输出电流Iout1的增大而减小。而且，输入电流Iin1的DC分量是图23的(f)中所示的最小值I1a与最大值I3a的平均电流Id1(电流值I2a)。

但是，实际上，如图23的(e)中所示，输出电压Vout1关于目标电压Vtar的电压值V10而变为电压值V10b，并且从而输出电压Vout1的电压值变得比目标电压Vtar低差值d1。该电压差是例如几毫伏。而且，输出电压Vout1减小差值d1，并且反馈电压Vfb1变为比基准电源电压VB的电压值V5小差值d1a的电压值V0b。而且，输出电压Vout1的差值d1对应于通过对输出电压Vout1进行反馈而获得的反馈电压Vfb1的差值d1a，并且差值d1变得大于差值d1a。

输出电压Vout1如上所示减小的原因是，例如在时刻t8，关于复合电压Vad1，加上了输入电流Iin1的最大值I3a，从而关于基准电压Vref1，加上了输入电流Iin1的平均电流Id1的电流值I2a。即，基准电压Vref1的电压值减小了输入电流Iin1的最大值I3a与平均电流Id1的电流值I2a之间的差值d1。因此，即使输入电流Iin1的电流值增大，复合电压Vad1也能达到基准电压Vref1而不增大与差值d1相对应的电压。从而，晶体管101B的导通时间段缩短了与差值d1相对应的时间段，并且输出电压Vout1减小了与差值d1相对应的电压值。

以下将描述用于如上所述改进输出电压Vout1的减小的电路配置及信号改变。

<11-1.配置>

图24是示出第八实施例的稳压器1bB的电路配置的视图。稳压器1bB通过对第二假设配置的稳压器1aB的配置添加新组件峰值保持电路52B和低通滤波器(LPF)53B并且除去平均电流导出电路50B而获得。其他配置与第二假设配置的稳压器1aB的相同。

峰值保持电路52B是用于获取输入电流Iin1的峰值的电路。更具体地，峰值保持电路52B是用于检测在对晶体管101B进行控制的一个循环(一个周期)内输入电流Iin1的最大值的电路。峰值保持电路52B从感测放大器24B接收输入电流Iin1的输出，并且获取在从晶体管101B导通时直到晶体管101B关断时的一个循环(一个周期)内输入电流Iin1的最大值(峰值)，并将由输入电流Iin1的峰值构成的电流(下文中将称其为“输入峰值电流Ip1”)输出到LPF53B。峰值保持电路52B在预定时刻对获取的峰值进行重置。

LPF53B是用于减小输入峰值电流Ip1的时间上的改变的滤波器装置。在输入峰值电流Ip1在特定时刻改变的情况下，如果改变了的输入电流Iin被加到基准电源电压VB上，则可能发生振荡。为此，LPF53B减小输入峰值电流Ip1的时间上的改变，并将输出峰值电流Ip1输出到功率相加电路51B。从而，通过LPF53B进行了滤波的输入峰值电流Ip1被输出到功率加法器电路51B。

功率相加电路51B将输入峰值电流Ip1和基准电源电压VB转换成的电流相加，从而获得基准电压Vref1，并且将该基准电压Vref1施加到比较器103B的反相输入端。

<11-2.信号的改变>

图25是示出在使用峰值保持电路52B的情况下各信号的改变的视图。如以上参照图23所描述的那样，第二假设配置的稳压器1aB将平均电流Id1作为校正量ad1加到基准电源电压VB上，从而设置基准电压Vref1。与此相比，本实施例的稳压器1bB例如在时刻t8通过峰值保持电路52B来获取与输入电流Iin1的峰值I3a相对应的输入峰值电流Ip1，并且将所获得的输入峰值电流Ip1作为校正量ad2而加到基准电源电压VB，从而设置基准电压Vref1。即，稳压器1bB根据校正量ad2而设置基准电压Vref1，校正量ad2通过将作为输入峰值电流Ip1与平均电流Id1之间的差值的电流值与校正量ad1相加而获得。

从而，基准电压Vref1的电压值变为比电压值V5b大的电压值V5c。即，基准电压Vref1的电压值V5b与V5c之间的差值对应于差值d1，如图23中所示。

图26是示出根据输入峰值电流Ip1来校正的与基准电压Vref1相关的各信号的改变的视图。如果基准电压Vref1基于输入峰值电流Ip1而从电压值V5b增大校正量ad2而增大到电压值V5c，则复合电压Vad1达到基准电压Vref1的时间加长。从而，晶体管101B的导通时间段加长，导致占空比稳定(例如，为50％)。因此，输出电压Vout1不减小，并可以保持在与目标电压Vtar相同的电压值V10。而且，由于输出电压Vout1的电压值与目标电压Vtar保持在相同的电压值，因此反馈电压Vfb1能够保持在与基准电源电压VB相同的电压值V5。而且，图23所示的输出电压Vout1的电压值V10与V10b之间的差值d1对应于电压值V5b和V5c之间的差值d1。

如上所述，由于基准电压Vref1响应于输入电流Iin1的峰值而设置，因此复合电压Vad1和基准电压Vref1中包括相同的输入电流Iin1，从而能够减小输出电压与目标电压之间的电压差。而且，能够使将要与反馈电压Vfb1相加的电压和将要与基准电源电压VB相加的电压相等。此外，由于在晶体管101B的每个开关周期内获取输入电流Iin的峰值，并根据每个循环的峰值来设置基准电压Vref1，因此能够根据峰值的改变而设置基准电压Vref1。

<12.第九实施例>

接下来，将描述第九实施例。在上述第八实施例中，根据输入电流Iin1的峰值来校正基准电源电压VB，从而减小输出电压Vout1与目标电压Vtar之间的电压差。

在稳压器的电路配置中，可以提供斜坡补偿电路。在晶体管101B的导通占空比大于50％并且输入电流Iin1增大的情况下，可能发生晶体管101B的关断时刻为非周期性的分谐波振荡。如果发生分谐波振荡，则在晶体管101B的开关波形中可能发生抖动，从而噪声可能影响其他设备。如果在稳压器中提供了斜坡补偿电路，则防止了分谐波振荡。具体地，斜坡补偿电路是用于生成斜坡电流的电路，该斜坡电流的电流值在晶体管101B的导通时间段中以预定的上升速率增大，并且在晶体管101B关断时减小。例如，在第八实施例的稳压器1bB中，斜坡补偿电路可以向加法器电路30B输出斜坡电流，以使得该斜坡电流被加到复合电压Vad1上，从而执行斜坡补偿。然后，复合电压Vad1的上升斜率变得比在加上斜坡电流之前大，从而能够防止分谐波振荡。

但是，例如，在稳压器1bB中包含斜坡补偿电路的情况下，存在如图27所示的问题。图27是用于对稳压器1bB中包含斜坡补偿电路的情况下的问题进行说明的视图，其在图26的曲线图之外主要包括斜坡补偿曲线图。在时刻t7，如果晶体管101B导通，则斜坡电流SI以预定上升速率增大。之后，在时刻t8，斜坡电流SI达到峰值电流值I11。然后，如果晶体管101B关断，则斜坡电流SI的电流值减小到0A。之后，斜坡电流SI响应于对晶体管101B的开关控制而重复相同的改变。

斜坡电流SI被提供给加法器电路30A，并被加到复合电压Vad1上。然后，复合电压Vad1的上升斜率变得比加上斜坡电流SI之前的大，并且上升速率增大。从而，复合电压Vad1的电压值达到基准电压Vref1的电压值V5c的时间变得相对较短。因此，晶体管101B的导通时间段缩短，而关断时间段加长。从而，输出电压Vout1变得低于目标电压Vtar。响应于输出电压Vout1的降低，反馈电压Vfb1也变得低于基准电源电压VB，从而晶体管101B的导通时间段加长。该反馈操作被重复，从而输出电压Vout1保持在例如比目标电压Vtar的电压值V10小的电压值V10c。此外，电压值V10和电压值V10c之间的差值d2变为与斜坡电流SI的电流值I11相对应的值。

而且，反馈电压Vfb保持在例如比基准电源电压VB的电压值V5小的电压值V0c。此外，电压值V5和电压值V0c之间的差值d2a变为与斜坡电流SI的电流值I11相对应的值。而且，输出电压Vout1的差值d2对应于通过对输出电压Vout1进行反馈而获得的反馈电压Vfb1的差值d2a，并且差值d2变得大于差值d2a。

以下将描述用于改进如上所述输出电压Vout1的减小的电路配置、以及信号的改变。

<12-1.配置>

图28是示出第九实施例的稳压器1cB的电路配置的视图。稳压器1cB通过对第八实施例的稳压器1bB的配置添加新组件斜坡补偿电路54B并用峰值保持电路52aB代替峰值保持电路52B的配置而获得。其他配置与第八实施例的稳压器1bB的相同。

斜坡补偿电路54B是用于生成斜坡电流SI的电路，该斜坡电流SI的电流值在晶体管101B的导通时间段中以预定的上升速率增大，并在晶体管101B的关断时刻减小。即，斜坡电流SI的电流值随时间增大并随后减小。

此外，斜坡补偿电路54B将斜坡电流SI输出到加法器电路30B，同时将斜坡电流SI输出到峰值保持电路52aB。输出到加法器电路30B的斜坡电流SI被加到包含反馈电流Ifb1和输入电流Iin1的复合电压Vad1上，并且复合电压Vad1被输出到比较器103B。而且，通过峰值保持电路52aB来获取作为斜坡电流SI的最大值的峰值。峰值保持电路52aB向LPF53B输出包括斜坡电流SI的峰值的电流(下文中将称其为“斜坡峰值电流Ip2”)和输入峰值电流Ip1的电流Ip3(下文中将称其为“复合峰值电流Ip3”)。从而，已通过LPF53B进行了滤波的复合峰值电流Ip3被输出到功率相加电路51B。功率相加电路51B将复合峰值电流Ip3和基准电源电压VB转换成的电流相加，从而获得基准电压Vref1，并将基准电压Vref1施加到比较器103B的反相输入端。

<12-2.信号的改变>

随后，将参照图29和图30来描述将复合峰值电流Ip3加到基准电源电压VB上以设置基准电压Vref1从而改进输出电压Vout1的减小的方法。

图29是用于对基于输入电流Iin1的峰值和斜坡电流SI的峰值来设置基准电压Vref1进行说明的视图。第八实施例的稳压器1bB将输入峰值电流Ip1作为校正量ad2加到基准电源电压VB，从而设置基准电压Vref1。与此相比，本实施例的稳压器1cB例如在时刻t8，将包括输入到峰值保持电路52aB的输入电流Iin1的峰值I3a的输入峰值电流Ip1和包括斜坡电流SI的峰值I11的斜坡峰值电流Ip2相加，从而获得复合峰值电流Ip3，并且将复合峰值电流Ip3作为校正量ad4来设置基准电压Vref1。即，稳压器1cB将与输入电流Iin1的电流值I3a相对应的校正量ad2和与斜坡电流SI的电流值I11相对应的校正量ad3相加，从而获得校正量ad4，并且将校正量ad4加到基准电源电压VB，从而设置基准电压Vref1。

从而，基准电压Vref1的电压值基于校正量ad2而变为比电压值V5c大的电压值V5d。基准电压Vref1的电压值V5c和V5d之间的差值对应于图27所示的差值d2。

图30是示出了与根据复合峰值电流Ip3设置的基准电压Vref1相关的各信号的改变的视图。如果基准电压Vref1基于复合峰值电流Ip3从电压值V5c增大校正量ad4而增大到电压值V5d，复合电压Vad1达到基准电压Vref1的时间加长。因此，晶体管101B的导通时间段加长，从而占空比稳定(例如，50％)。因此，输出电压Vout1不减小，并且能够保持在与目标电压Vtar相同的电压值V10。

而且，图23中所示的输出电压Vout1的电压值V10和V10c之间的差值d1对应于基准电压Vref1的电压值V5b与V5c之间的差值d1。

如上所述，由于基准电压Vref1根据输入电流Iin1的峰值和斜坡电流SI的峰值而设置，因此如果提供了斜坡补偿电路54B，并将斜坡电流SI加到复合电压Vad1，从而执行斜坡补偿，则将要加到反馈电压Vfb1的电压和将要加到基准电源电压VB的电压变为相同的电压，从而能够减小输出电压Vout1与目标电压Vtar之间的差值。而且，由于在晶体管101B的每个开关周期内获取输入电流Iin1的峰值和斜坡电流SI的峰值，并且根据每个周期的峰值来设置基准电压Vref1，因此能够根据这些峰值的改变来设置基准电压Vref1，并且能够减小输出电压Vout1与目标电压Vtar之间的差值。

<修改例>

尽管以上描述了本发明的第八和第九实施例，但是本发明不限于上述第八和第九实施例，并且能够被修改为各种形式。下文中，将描述这些修改例。而且，包括第八和第九实施例中描述了的形式和以下将要描述的形式的所有形式可以被适当组合。

在第八和第九实施例中，稳压器1bB(或1cB)使用感测电阻器22B和感测放大器24B来检测输入电流Iin1的电流值，并使用加法器电路30B来将输入电流Iin1的电流值与反馈电流Ifb1相加，从而导出复合电压Vad1。与此相比，稳压器1bB(或1cB)可以将线圈电流IL1代替输入电流Iin1而与反馈电流Ifb1相加，从而导出复合电压Vad1。

而且，在第八和第九实施例中，稳压器1bB(或1cB)在输入端Ta(TaB)与晶体管101B之间包括感测电阻器22B和感测放大器24B，并使用它们来检测输入电流Iin1。与此相比，如果能够检测输入电流Iin1，则稳压器1bB(或1cB)可以被配置为在电路中的任意其他位置处检测到该电流值。

而且，在第八和第九实施例中，在导出复合电压Vad1的情况下，稳压器1bB(或1cB)将通过使反馈电流Ifb1和输入电流Iin1相加而获得的复合电流Iad1转换为电压。与此相比，稳压器1bB或(1cB)可以将反馈电压Vfb1和输入电流Iin1转换成的导出电压VL1相加，从而得到复合电压Vad1。

而且，在第八和第九实施例中，使基准电源电压VB加上一个电流(例如，输入峰值电流Ip1)。但是，也可以使基准电源电压VB加上一个电压(例如，输入峰值电流Ip1转换成的电压)。

而且，在第八和第九实施例中，包括已被反馈了的输出电压Vout1的电压被电阻器25B和电阻器26B分压，从而导出反馈电压Vfb1，并且反馈电压Vfb1输入到加法器电路30B中。与此相比，可以省略电阻器25B和电阻器26B，而将包括输出电压Vout1的电压直接输入到加法器电路30B。

而且，在第八和第九实施例中，在加法器电路30B内部执行反馈电压Vfb1到电流的转换。与此相比，可以在加法器电路30B的外部提供用于将电压转换为电流的电路，并执行反馈电压Vfb1到电流的转换。

而且，在第八和第九实施例中，在功率相加电路51B内部执行基准电源电压VB到电流的转换。与此相比，可以在功率相加电路51B的外部提供将电压转换为电流的电路，并执行基准电源电压VB到电流的转换。

而且，在第八和第九实施例中，N沟道MOS晶体管101B是开关元件的示例。但是，可以改变电路配置而包括任意其他的开关元件(例如，P沟道MOS晶体管)。

而且，在第八和第九实施例中，已描述了稳压器1bB(或1cB)的配置示例，但是也可以包括实施例所描述的元件之外的元件。

而且，在第八和第九实施例中，已描述了稳压器1bB(或1cB)的配置示例，但是开关式稳压器中的一些元件也可以设置在稳压器外部。

而且，在第八和第九实施例中，主要描述了稳压器相关的控制技术。但是，这些技术不限于稳压器。实施例中所描述的技术可应用于执行PWM控制的任意其他电子电路。

下文中，将参照附图来描述本发明的第十和第十一实施例。下文中的实施例是示例性的，本发明的技术范围不限于此。

<第十实施例>

<13.开关式稳压器的配置>

首先，将描述开关式稳压器1C的电路配置。图31是主要示出第十实施例的开关式稳压器1C的电路配置的视图。开关式稳压器1C对包含于控制单元10C(以下将对其进行描述)中的MOS晶体管101C执行开关控制，从而使得通过端子TaC从电池2C输入的输入电压Vin(其理想值为例如14V)减小，以使得输入电压Vin变为与目标电压Vtar(其理想值为例如5V)相等，并输出输出电压Vout。然后，基于输出电压Vout的输出电流Iout通过端子TbC流入负载3C(例如，电子控制单元(ECU)的微计算机)。ECU是例如用于控制引擎的驱动的引擎控制ECU，并且开关式稳压器1C可以被用来向相应ECU的微计算机提供恒定的电力。

在开关式稳压器1C的端子TaC与端子TbC之间，提供N沟道MOS晶体管101C，以对其进行开关控制，从而减小输入电压Vin。具体地，MOS晶体管101C的漏极连接至端子TaC，其源极连接至端子(TbC)侧。此外，MOS晶体管101C的栅极连接至驱动器102C，驱动器102C用于控制MOS晶体管101C的导通/关断状态。而且，MOS晶体管101C的源极连接至线圈21C，线圈21C直接连接至电阻器22C。在线圈21C中流动的电流(线圈电流IL)的电流量(电流值)响应于对MOS晶体管101C的开关控制而变化，并且电阻器22C检测线圈电流IL的电流量。此外，电阻器22C通过端子TbC连接至负载3C，负载3C的另一端连接至地。

而且，线圈21C和电阻器22C的连接点连接至电流感测放大器24C的非反相输入端。电流感测放大器24C将线圈电流IL转换为电压，并输出该电压。电阻器22C和端子TbC连接在端子(TaC)侧和端子(TbC)侧的两个连接点，并且端子(TbC)侧的连接点连接至电容器23C。电容器23C对与输出电流Iout相对应的电荷进行积累，输出电流Iout是通过消除线圈电流IL的AC分量而获得的DC分量。此外，电容器23C的另一端连接至肖特基二极管111C的阳极。在MOS晶体管101C关断的情况下，在肖特基二极管111C中，线圈电流IL从阳极流向阴极。而且，肖特基二极管111C的阳极连接至地。

此外，端子(TaC)侧的电阻器22C和端子TbC的连接点连接至电流感测放大器24C的反相输入端。而且，该连接点连接至电阻器25C，电阻器25C是用于对输出电压Vout的反馈电压进行分压的电阻器中的一个。电阻器25C的另一端连接至用于对输出电压Vout进行分压的另一个电阻器26C的一端，电阻器26C的另一端连接至地。电阻器25C和电阻器26C的连接点连接至加法器电路30C。而且，电阻器25C和电阻器26C的连接点的电压作为反馈电压Vfb输入至加法器电路30C。

加法器电路30C连接至电流感测放大器24C的输出端和低通滤波器(LPF)40C(以下将对其进行描述)的连接点，并且连接至比较器103C的非反相输入端，比较器103C用于输出相加电压Vad和基准电压Vref之间的比较结果的信号。加法器电路30C将作为电流感测放大器24C的输出的转换电压VL与从用于对输出电压Vout进行分压的电阻器25C和电阻器26C输出的反馈电压Vfb相加，从而获得相加电压Vad，并将该相加电压Vad输出到比较器103C的非反相输入端。

随后，将描述开关式稳压器1C的控制单元10C的电路配置。控制单元10C包括与对MOS晶体管101C执行开关控制相关的元件。控制单元10C的振荡电路104C连接至端子TcC，并接收设置在开关式稳压器1C外部的微计算机的时钟信号。此外，振荡电路104C的另一端连接至触发器105C的设置端S，触发器105C响应于输入信号而切换输出信号的状态。

比较器103C的非反相输入端连接至加法器电路30C。比较器103C的反相输入端连接至调整电源106C。调整电源106C用于改变基准电压Vref的电压值，并且根据转换电压VL的DC分量的电压值来改变基准电压Vref的值。而且，调整电源106C的另一端连接至基准电源107C，基准电源107C用于确保作为基准电压Vref的预定电压，并且基准电源107C的另一端连接至地。比较器103C的输出端连接至触发器105C的重置端R。此外，触发器105C的输出端Q连接至驱动器102C。

而且，用于输出预定值(例如，5V)的恒压源108C连接至二极管109C的阳极，二极管109C的阴极连接至电容器110C，电容器110C主要用于对从恒压源108C流出的电流的电荷进行积累。而且，电容器110C的另一端连接至线圈21C和肖特基二极管111C的阴极的连接点。此外，二极管109C和电容器111C的连接点连接至驱动器102C。

<14.开关式稳压器的操作>

接下来，将描述开关式稳压器1C的操作。主要参照图32来对操作进行描述。图32是示出与开关式稳压器1C相关的各信号的时间上的改变的视图。将对图32的每个曲线图进行描述。在以下的描述中，每个曲线图的水平轴都表示时间(毫秒)。

<14-1.时钟信号改变曲线图>

时钟信号改变曲线图示出了时钟信号CL，其表示从设置在开关式稳压器1C外部的微计算机输入的时钟信号的波形。时钟信号CL在以预定周期重复上升和下降的同时被输出。

具体地，时钟信号CL通过端子TcC而输入到振荡电路104C，并且从振荡电路104C输出到触发器105C的设置端S。如果接收到时钟信号CL，例如，则响应于时钟信号CL在时刻t1的上升沿，触发器105C从输出端Q向驱动器102C输出高电平信号(下文中将称其为“H信号”)。如果接收到H信号，则驱动器102C将要施加到MOS晶体管101C的栅极的电压设置为比源极的电压高的电压，从而在实质上与时刻t1相同的时刻使MOS晶体管101C导通。

即，电容器110C对从恒压源108C流过二极管109C的电流的电荷以及根据输入电压Vin而流动的输入电流Iin的电荷进行积累，从而MOS晶体管101C的栅极的电势变得与电容器110C的电势相同。因此，栅极电压与源极电压(输入电压Vin)之间出现预定电压差，从而MOS晶体管101C导通。而且，在MOS晶体管101C关断的情况下，栅极电压的电势和源极电压的电势变为相同的电势。

<14-2.MOS晶体管控制曲线图>

MOS晶体管控制曲线图示出了表示MOS晶体管101C的控制状态的控制信号TL1。换句话说，MOS晶体管控制曲线图示出了MOS晶体管101C的导通时间段和关断时间段。这里，例如，在MOS晶体管101C的导通时间段和关断时间段具有相同长度的情况下，控制信号TL1的导通占空比和关断占空比分别变为50％和50％，从而变得相等。但是，在导通时间段和关断时间段具有不同长度的情况下，导通占空比和关断占空比变得不同。例如，在负载3C的电阻值减小的情况下，随着作为与输出电流Iout相对应的电流的线圈电流IL的电流值的增大，导通时间段变得比关断时间段长。即，导通占空比变得比关断占空比大。

具体地，考虑控制信号TL1的导通/关断时刻，在从时刻t1直到时刻t5的时间段中，由于负载3C的电阻值恒定，因此MOS晶体管101C的导通占空比和关断占空比变得相等。之后，在从时刻t5直到时刻t7的时间段中，由于负载3C的电阻值减小，线圈电流IL的电流值增大，从而MOS晶体管101C的导通时间段变得比关断时间段长。即，导通占空比变得比关断占空比大。而且，在时刻t7之后，例如，负载3C的电阻值变得恒定，并且MOS晶体管101C的导通时间段和关断时间段的长度变得相等，从而导通占空比和关断占空比变得相等。

<14-3.线圈电流改变曲线图>

线圈电流改变曲线图示出了表示在线圈21C中流动的线圈电流IL的电流值的改变的电流曲线L1。该曲线图的纵轴表示电流值[A]。线圈电流IL是通过对MOS晶体管101C进行开关控制而在线圈21C中流动的电流，并且在MOS晶体管101C导通的情况下，线圈电流IL通过端子TaC从电池流入线圈21C。而且，在MOS晶体管101C关断的情况下，线圈电流IL从肖特基二极管111C的阴极通过阳极流入线圈21C。而且，通过电阻器22C来检测线圈电流IL，并通过电流感测放大器24C将其转换为转换电压VL，并从电流感测放大器24C输出转换电压VL。

即，由于线圈电流IL在电阻器22C中流动，电阻器22C的一端的电压输入到电流感测放大器24C的非反相输入端，电阻器22C的另一端的电压输入到电流感测放大器24C的反相输入端。然后，电流感测放大器24C的两个输入端之间的电压差作为转换电压VL而从电流感测放大器24C的输出端输出。在加法器电路30C中将从该输出端输出的转换电压VL与反馈电压Vfb相加。

在图32的线圈电流改变曲线图中，如电流曲线L1所示，线圈电流IL在时刻t1变为电流值I1。之后，由于MOS晶体管101C在时刻t1导通，所以电流值增大。在从时刻t1直到MOS晶体管101C关断时的时刻t2的时间段中，线圈电流IL从电流值I1增大到电流值I3。之后，MOS晶体管101C在时刻t2关断，然后线圈电流IL的电流值减小。在从时刻t2直到MOS晶体管101C再次导通的时刻t3的时间段中，线圈电流IL从电流值I3减小到电流值I1。

此外，在从时刻t1直到时刻t5的时间段中，由于负载3C的电阻值恒定，因此MOS晶体管101C的导通时间段和关断时间段的长度变得相等，并且线圈电流IL的电流值在电流值I1和I3之间改变。而且，在从时刻t5直到时刻t6的时间段中，由于负载3C的电阻值减小，为了增大在负载3C中流动的电流，MOS晶体管101C变为导通状态。而且，从时刻t5直到时刻t6的导通时间段变得比从时刻t1直到时刻t2的导通时间段或从时刻t3直到时刻t4的导通时间段长。从而，线圈电流IL的电流值从电流值I1(时刻t5)增大到比电流值I3大的电流值I4(时刻t6)。此外，在从时刻t6直到时刻t7的时间段中，MOS晶体管101C关断，从而线圈电流IL的电流值从电流值I4(时刻t6)改变为电流值I2(时刻t7)，电流值I2大于电流值I1而小于电流值I3。

在时刻t7之后，在从时刻t7直到时刻t8的时间段中，MOS晶体管101C导通，从而线圈电流IL从电流值I2增大到电流值I4。之后，在从时刻t8直到时刻t9的时间段中，MOS晶体管101C关断，从而线圈电流IL从电流值I4减小到电流值I2。之后，重复相同的改变。而且，在时刻t7之后，线圈电流根据已在时刻t5减小了的负载3C的电阻值而规则地重复改变。换句话说，随着负载3C的电阻值的减小，与线圈电流改变曲线图中的阴影区域AR1相对应的线圈电流IL的DC分量增大。

<14-4.相加电压改变曲线图>

相加电压改变曲线图示出了相加电压曲线Ad1，其表示通过使反馈电压Vfb和线圈电流IL转换成的转换电压VL相加而获得的相加电压Vad的电压值的改变。而且，通过反馈曲线Fb1而示出相加电压Vad中包含的反馈电压Vfb的改变。此外，通过基准曲线Re1示出了基准电压Vref的电压值相对于相加电压Vad的改变。该曲线的纵轴表示电压值[V]。

通过反馈回路来对输出电压Vout进行反馈，并且通过电阻器25C和电阻器26C来对输出电压Vout进行分压，从而获得反馈电压Vfb，并且在加法器电路30C中将反馈电压Vfb和线圈电流IL转换成的转换电压VL相加。

在图32中，如相加电压改变曲线图中的反馈曲线Fb1、相加曲线Ad1、和基准曲线Re1所示，在时刻t1，反馈电压Vfb变为电压值V0，相加电压Vad变为电压值V1，以及基准电压Vref变为电压值V3。此外，在时刻t1，MOS晶体管101C导通，从而相加电压Vad的电压值增大，直到时刻t2为止。在时刻t2，相加电压Vad变为电压值V3，其与基准电压Vref相同。这是由于线圈电流IL的电流值的改变而引起的。如果相加电压Vad和基准电压Vref如上所述变得相等，则MOS晶体管101C关断。

具体地，在图31的开关式稳压器1C中，相加电压Vad输入到比较器103C的非反相输入端，并且与输入到反相输入端的基准电压Vref进行比较。而且，基准电压Vref具有这样的电压值，其为基准电源107C的电压值和调整电源106C的电压值的和。当在比较器103C中对相加电压Vad和基准电压Vref进行比较时，如果这两个电压之间不存在电压差(电压差为0V)，则从比较器103C的输出端向触发器105C的重置端R输出H信号。然后，触发器105C从输出端Q向驱动器102C输出低电平信号(下文中将称其为“L信号”)。从而，MOS晶体管101C从导通状态切换为关断状态。

同时，如果在相加电压Vad与基准电压Vref之间存在电压差(电压差不为0V)，则从比较器103C的输出端向触发器105C的重置端R输出L信号，并且当时钟信号的上升沿输入到触发器105C的设置端S时，从触发器105C的输出端Q向驱动器102C输出H信号。

MOS晶体管101C关断后，相加电压Vad的电压值减小。在从时刻t2直到MOS晶体管101C再次导通的时刻t3的时间段内，相加电压Vad从电压值V3减小到电压值V1。

此外，在从时刻t1直到时刻t5的时间段中，由于负载3C的电阻值恒定，线圈电流IL的电流值规则地重复改变，从而相加电压Vad在电压值V1和V3之间改变。而且，在从时刻t1直到时刻t5的时间段中，反馈电压Vfb实质上恒定保持为电压值V0而不会显著地改变。之后，在从时刻t5直到时刻t6的时间段中，由于MOS晶体管101C导通，相加电压Vad的电压值从电压值V1(时刻t5)增大到比电压值V3大的电压值V4(时刻t6)。

相加电压Vad增大到电压值V4的原因是基准电压Vref从电压值V3增大到电压值V4。具体地，是因为调整电源106C的电压值与基准电源107C的电压值相加。调整电源106C的电压值是通过用如图31中所示的LPF40C对从电流感测放大器24C的输出端输出的相加电压Vad进行滤波而获得的电压值。

具体地，将图32的线圈电流改变曲线图中的区域AR1所示的线圈电流IL的DC分量的增大作为相加电压改变曲线图中的区域AR2所示的调整电源106C的电压值而与基准电压Vref相加，从而基准电压Vref从电压值V3增大到电压值V4。而且，由于区域AR1所示的线圈电流IL的DC分量的增大在电流感测放大器24C中转换为电压，从而变为转换电压VL的DC分量，该DC分量变为区域AR3所示的相加电压Vad的DC分量的增大(从电压值V1增大到电压值V2)。而且，随着相加电压Vad的增大，反馈电压Vfb的电压值如反馈曲线Fb1所示在从时刻t5直到时刻t6的时间段中也从电压值V0增大到电压值Va。

之后，在从时刻t6直到时刻t7的时间段中，由于MOS晶体管101C关断，因此相加电压Vad从电压值V4(时刻t6)减小到电压值V2(时刻t7)，电压值V2大于电压值V1而小于电压值V3。在时刻t7之后，在从时刻t7直到时刻t8的时间段中，由于MOS晶体管101C导通，相加电压Vad从电压值V2增大到电压值V4。然后，MOS晶体管101C关断，从而相加电压Vad从电压值V4减小到电压值V2。之后，重复相同的改变。如上所述，随着线圈电流IL的电流值的改变，相加电压Vad的电压值改变。换句话说，随着线圈电流IL的DC分量的增大(区域AR1)，基准电压Vref的电压值增大(区域AR2)，并且与转换电压VL的DC分量相对应的相加电压Vad的DC分量的电压值增大(区域AR3)。

<14-5.输出电压改变曲线图>

输出电压改变曲线图示出了输出曲线Ou1，其表示输出电压Vout的电压值的改变。该曲线图的纵轴表示电压值[V]。在从时刻t1直到时刻t10的时间段中，通过如上所述对MOS晶体管101C执行开关控制，输出电压Vout如输出曲线Ou1所示进行改变，从而变得实质上与目标电压Vtar相等。

即，由于基准电压Vref根据作为与上述输出电压Vout相对应的电流的线圈电流的值而改变，因此能够抑制输出电压Vout由于整个电路的增益的减小而改变，从而减小了输出电压Vout与目标电压Vtar之间的差值。更具体地，由于基准电压Vref响应于转换电压VL的DC分量的增大而增大，因此能够在消除了转换电压VL的电压值的周期性改变的状态下增大基准电压Vref的电压值。

<14-6.输出电压根据对基准电压的调节的存在与否的改变>

此处，将参照图33来描述基准电压Vref的电压值根据调整电源106C的电压值而改变的情况的效果。即，将参照图33来描述在不与调整电源106C的电压值进行相加而使用具有预定电压值的基准电压Vref的情况下输出电压Vout的改变、以及在通过与调整电源106C的电压值相加而增大基准电压Vref的情况下输出电压Vout的改变。图33是示出输出电压Vout根据是否将调整电源106C的电压值加到基准电压Vref上的改变的视图。在图33的每个曲线图中，水平轴表示电流值[A]，纵轴表示电压值[V]。图33的上部分曲线图主要示出了在不将调整电源106C的电压值与基准电压Vref(电压值V10)相加的情况下输出电压Vout的改变。在上部分曲线图中，输出曲线Oua表示输出电压Vout的改变，基准曲线Rea表示基准电压Vref的改变。

而且，在本实施例的开关式稳压器1C中，没有诸如差分放大器之类的增益增大元件，如以上参照图32所述的那样，在从时刻t5直到时刻t6的时间段中，由于与线圈电流IL相对应的输出电流Iout从电流值Ia增大到电流值Ic，因此开关式稳压器1C的整个电路的DC增益进一步减小。从而，相对于目标电压Vtar(电压值V14)，输出电压Vout的电压值变为比目标电压Vtar小的电压值。即，随着输出电流Iout从电流值Ia增大到电流值Ic，输出电压Vout从电压值V13减小到电压值V11。为此，向负载3C提供稳定的电力变得困难。

关于此，图33的下部分曲线图示出了将调整电源106C的电压值与基准电压Vref相加的情况。即，与上部分曲线图不同的是，在上部分曲线图中，基准电压Vref恒定为电压值V10，而在下部分曲线图中，基准电压Vref随着输出电流Iout的增大而增大。

具体地，如果输出电流Iout改变为比0A大的电流值Ia，则将调整电源106C的电压值(转换电压VL的DC分量的增大)与基准电源107C的电压值相加，从而将基准电压Vref从电压值V10改变为比电压值V10大的电压值V20。此外，如果输出电流Iout改变为比电流值Ia大的电流值Ib，则将调整电源106C的电压值(转换电压VL的DC分量的增大)与基准电源107C的电压值相加，从而将基准电压Vref从电压值V20改变为比电压值V20大的电压值V21。此外，如果输出电流Iout改变为比电流值Ib大的电流值Ic，则将调整电源106C的电压值(转换电压VL的DC分量的增大)与基准电源107C的电压值相加，从而将基准电压Vref从电压值V21改变为比电压值V21大的电压值V22。

即，由于基准电压Vref的电压值随着输出电流Iout的电流值的增大而增大，因此MOS晶体管的导通时间段(导通占空比)变得比输出电流Iout的电流值增大之前的导通时间段长。从而，如图33的下部分曲线图所示，表示输出电压Vout的改变的曲线Oub表示了实质上与对应于目标电压Vtar的电压值V14相同的电压值。如上所述，在本实施例的开关式稳压器1C中，能够抑制输出电压Vout由于整个电路的增益的改变而改变，从而能够减小输出电压与目标电压之间的差值，并且能够使输出电压Vout的电压值稳定。

<第十一实施例>

接下来，将描述第十一实施例。第十一实施例的开关式稳压器1aC通过改变第十实施例的开关式稳压器1C的一部分的配置而获得。具体地，在第十实施例中，已描述了这样的配置，其中为了抑制输出电压Vout由于负载3C的电阻值的改变而随着与线圈电流IL相对应的输出电流Iout的增大而减小，使基准电压Vref的电压值增大。与此相比，在第十一实施例中，将描述不增大基准电压Vref的电压值的情况下抑制输出电压Vout的减小的配置。

除了一部分配置之外，第十一实施例的开关式稳压器1aC的配置和处理实质上与第十实施例的相同。下文中，将参照图34和图35来主要描述第十一实施例和第十实施例的差异。

<15.开关式稳压器的配置>

图34是主要示出第十一实施例的开关式稳压器1aC的电路配置的视图。尽管第十实施例中的LPF40C连接至调整电源106C，但是在第十一实施例中，由于基准电压Vref的电压值恒定，因此图34的开关式稳压器1aC的LPF40C不需要调整电源106C。因此，LPF40C不连接至调整电源106C，而连接至在第十一实施例中新提供的恒流源50C。而且，恒流源50C连接至电阻器25C和电阻器26C的连接点，并且其另一端连接至地。

<16.开关式稳压器的操作>

图35是示出与开关式稳压器1aC相关的各信号的时间上的改变的视图。在图35中，在从时刻t1直到时刻t5的时间段中，各信号的时间上的改变与参照图32所描述的第十实施例的相同，而在时刻t5之后，各信号的时间上的改变不同于第十实施例。

具体地，由于负载3C的电阻值在时刻t5减小，因此在从时刻t5直到时刻t6a的时间段中，与输出电流Iout相对应的线圈电流IL如线圈电流改变曲线图中的电流曲线L2所示从电流值I1增大到电流值I4。该情况下，在第十实施例中，随着线圈电流IL的增大，相加电压Vad增大，并且相加电压Vad中将要包含的转换电压VL的DC分量的增大变为调整电源106C的电压值。之后，由于基准电压Vref的电压值增大了调整电源106C的电压值，因此MOS晶体管101C的导通时间段加长。从而，随着线圈电流IL增大到比电流值I3大的电流值I4，相加电压Vad增大到比电压值V3大的电压值V4。

与此相比，在第十一实施例的开关式稳压器1aC中，由于基准电压Vref的电压值恒定，因此，即使线圈电流IL增大，如相加曲线Ad2所示，相加电压Vad也不会增大到超过如基准曲线Re2所示的基准电压Vref的电压值V3。换句话说，如果相加电压Vad变为与基准电压Vref的电压值V3相同的电压值，则MOS晶体管101C从导通状态切换为关断状态。如上所述，在时刻t5，MOS晶体管101C导通，并且在比第十实施例中所示的时刻t6早的时刻t6a，MOS晶体管101C关断，之后，在时刻t7a，MOS晶体管101C再次导通。

而且，在从时刻t5直到时刻t6a的时间段中，随着线圈电流IL由于负载电阻值的减小而增大(由于负载3C的电阻值在从时刻t5直到时刻t6a的时间段中变得小于在从时刻t1直到时刻t2的时间段中或在从时刻t3直到时刻t4的时间段中负载3C的电阻值，线圈电流IL的电流值在从时刻t5直到时刻t6a的时间段中变得大于在从时刻t1直到时刻t2的时间段中或在从时刻t3直到时刻t4的时间段中的电流值)，线圈电流IL的DC分量增大(从电流值I1增大到电流值I2)。而且，随着线圈电流IL的DC分量的增大，转换电压VL的DC分量也增大，并且相加电压Vad的DC分量增大(从电压值V1增大到电压值V2)。但是，由于基准曲线Re2所示的基准电压Vref的电压值恒定为电压值V3，因此相加电压Vad的电压值不会增大到超过电压值V3。从而，转换电压VL的DC分量增大，相加电压Vad增大，以及反馈电压Vfb如反馈曲线Fb2所示从电压值V0减小到电压值Vb。

之后，在时刻t7a，MOS晶体管101C导通，并且直到时刻t8a，导通状态保持。然后，在时刻t8a，MOS晶体管101C关断，并且直到时刻t9a，保持关断状态。

该情况下，从时刻t7a直到时刻t8a的MOS晶体管101C的导通时间段比线圈电流IL增大的时间段(例如，从时刻t5直到时刻t6的导通时间段)短。而且，从时刻t8a直到时刻t9a的MOS晶体管101C的关断时间段比线圈电流IL减小的时间段(例如，从时刻t6a直到时刻t7a的关断时间段)短。

这是因为如果线圈电流IL的电流值由于负载3C的电阻值的减小而增大，则由于相加电压Vad中将要包含的转换电压VL的DC分量增大，并且基准电压Vref恒定为电压值V3而不改变，如基准曲线Re2所示，因此表示相加电压Vad的电压值的相加曲线Ad2的曲线斜率变得比表示线圈电流IL的电流值的电流曲线L2的斜率小。而且，在时刻t8a，由于转换电压VL的DC分量的减小，反馈电压Vfb如反馈曲线Fb2所示从电压值Vb增大到电压值V0。

而且，从图34的开关式稳压器1aC的恒流源50C中，流出与转换电压VL的DC分量的增大相对应的电流。换句话说，包括AC分量和DC分量的转换电压VL通过LPF40C，从而仅转换电压VL的DC分量流入恒流源50C。此外，由于转换电压VL的DC分量的增大而从线圈21C流出的线圈电流IL的DC分量的增大在电阻器22C和电容器23C的连接点处分流，从而通过反馈回路流入地。如上所述，与转换电压VL的DC分量的增大相对应的电流被分流。而且，线圈电流IL的除增大以外的DC分量的剩余电流流入电容器23C，并且对应于输出电流Iout的电荷在电容器23C中积累。

从而，如输出曲线Ou2所示，在从时刻t1直到时刻t10的时间段中，输出电压Vout改变以使得输出电压Vout变得实质上与目标电压Vtar相等。如上所述，由于与输出电流Iout相对应的线圈电流IL的一部分根据与输出电流Iout相对应的电流而分流到不同的路径，因此能够抑制输出电压Vout由于整个电路的增益的减小而改变，并且能够减小输出电压Vout与目标电压Vtar之间的差值。

更具体地，由于与输出电流Iout相对应的电流的一部分(与线圈电流IL的DC电流成比例的电流)根据转换电压VL的DC分量而分流到不同的路径，因此能够抑制输出电压Vout由于整个电路的增益的改变而改变，并且能够减小输出电压Vout与目标电压Vtar之间的差值。

<修改例>

尽管以上已描述了本发明的第十和第十一实施例，但是本发明不限于上述第十和第十一实施例，并且能够被修改为各种形式。下文中，将描述这些修改例。而且，包括第十和第十一实施例中所描述的形式和以下将要描述的形式的所有形式能够被适当组合。

在上述第十和第十一实施例中，已描述了开关式稳压器的配置示例，但是开关式稳压器可以包括第十和第十一实施例中描述了的元件之外的元件。

在上述第十和第十一实施例中，已描述了开关式稳压器的配置示例，但是开关式稳压器的一些内部元件可以设置在开关式稳压器外部。

在上述第十和第十一实施例中，已描述了N沟道MOS晶体管101A作为开关元件的示例，但是可以将电路配置改变为包括任意其他开关元件(例如，P沟道MOS晶体管)。

Claims (20)

1.一种开关式稳压器，其被配置为将输入电压转换为输出电压，所述开关式稳压器包括：

控制单元，其被配置为响应于基准电压与复合电压之间的比较结果来执行开关控制，所述复合电压包括通过反馈输出电压而获得的反馈电压以及基于输入电流而导出的导出电压。

2.根据权利要求1所述的开关式稳压器，还包括：

晶体管，其被配置为被进行开关控制；以及

线圈，其连接至晶体管的输出侧，

其中，输入电流为在线圈中流动的电流。

3.根据权利要求1所述的开关式稳压器，还包括加法单元，其被配置为对电流进行相加，

其中所述加法单元将通过对反馈电压进行转换而获得的反馈电流与包括AC分量和DC分量的输入电流相加，来导出复合电压。

4.根据权利要求2所述的开关式稳压器，还包括比较单元，其被配置为对复合电压和基准电压进行比较，

其中晶体管响应于具有固定周期的时钟信号的边沿而导通，以及响应于来自比较单元的输出信号而关断。

5.根据权利要求2所述的开关式稳压器，还包括第一电阻器，其连接在晶体管输出侧的输出端的前一级，

其中复合电压为第一电阻器的上游侧的电压。

6.根据权利要求2所述的开关式稳压器，还包括：

滤波器单元，其被配置为使得与导出电压的DC分量相对应的输入电流的DC分量通过；以及

生成单元，其被配置为生成电流值随时间增大随后减小的第一斜坡电流，

其中复合电压包括反馈电压、导出电压的DC分量、以及对应于第一斜坡电流的电压。

7.根据权利要求6所述的开关式稳压器，其中生成单元生成电流值在晶体管的导通时刻以恒定斜率增大而随后在晶体管的关断时刻被重置的第一斜坡电流。

8.根据权利要求1所述的开关式稳压器，还包括第二电阻器，其被配置为根据复合电流导出复合电压，所述复合电流包括输入电流和对应于反馈电压的反馈电流。

9.根据权利要求1所述的开关式稳压器，还包括改变单元，其被配置为响应于输入电流的电流值而改变基准电压。

10.根据权利要求9所述的开关式稳压器，其中改变单元响应于输入电流的DC分量的增大而增大基准电压。

11.根据权利要求10所述的开关式稳压器，还包括滤波器单元，其被配置为使得输入电流的DC分量通过，

其中所述改变单元将从滤波器单元输出的输入电流的DC分量转换为电压，并且将该电压与基准电压相加。

12.根据权利要求1所述的开关式稳压器，还包括减小单元，其被配置为响应于输入电流的DC分量的增大而减小复合电压。

13.根据权利要求1所述的开关式稳压器，还包括：

提供单元，其被配置为提供电流值随时间增大并随后减小的第二斜坡电流；以及

信号输出单元，其被配置为响应于输入电压的电压值而输出用于改变第二斜坡电流的电流值的上升速率的信号。

14.根据权利要求13所述的开关式稳压器，其中信号输出单元响应于输入电压的减小而输出用于减小第二斜坡电流的电流值的上升速率的信号。

15.根据权利要求1所述的开关式稳压器，还包括设置单元，其被配置为响应于输入电流的峰值而设置基准电压。

16.根据权利要求15所述的开关式稳压器，还包括提供单元，其被配置为向复合电压提供电流值随时间增大并随后减小的斜坡电流，

其中设置单元响应于输入电流的峰值和斜坡电流的峰值而设置基准电压。

17.根据权利要求16所述的开关式稳压器，其中设置单元将输入电流的峰值和斜坡电流的峰值与具有预定电压值的基准电源电压相加来设置基准电压。

18.根据权利要求15所述的开关式稳压器，还包括获取单元，其被配置为获取电流的峰值，

其中所述获取单元获取在开关控制的从导通到关断的一个周期内的峰值，并且重置前一周期内所获取的峰值，以获取当前周期的峰值。

19.一种电子装置，其包括：

根据权利要求1所述的开关式稳压器；以及

控制装置，其接收开关式稳压器的电压，以进行操作。

20.一种电子电路，其被配置为将输入电压转换为输出电压，所述电子电路包括：

控制单元，其被配置为响应于基准电压与复合电压之间的比较结果来执行开关控制，所述复合电压包括通过反馈输出电压而获得的反馈电压和基于输入电流而导出的导出电压。