CN110268626A - 宽带放大器的偏置调制有源线性化 - Google Patents

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Abstract

功率放大器电路用于通信网络中的路径上的宽带数据通信可以减少或避免增益压缩，提供低失真放大性能，并且可以适应更宽的输入信号幅度范围。动态可变偏置电流电路可以耦合到差分晶体管对的公共发射极偏置节点，以向其提供动态可变偏置电流作为输入信号的输入信号幅度的函数。当输入信号幅度超过由偏移或电平移位电路建立的阈值电压时，偏置电流增加。偏置电流电路的频率响应可以跟踪输入信号的频率成分。到差分对的信号路径的延迟可以通过差分对将偏置电流相位对准到放大。动态可变电源电压可以基于输入信号的包络。

Description

宽带放大器的偏置调制有源线性化
要求优先权
本专利申请要求Christopher John Day于2017年1月26日提交的题为“宽带放大器的偏置调制有源线性化”的美国临时专利申请序列号62/450,670的优先权，其全部内容通过引用结合到本文中。
技术领域
该文件一般地但不是限制地涉及电通信系统和电路，并且更具体地但不限于通过用于宽带放大器的偏置调制的有源线性化。
背景技术
随着宽带通信系统的出现，随着通信网络运营商试图降低资本和运营费用，对节能传输的需求变得越来越重要。在依赖于A类信号传输的有线电视系统的情况下，为网络供电的成本是最大的运营费用。
发明内容
除了别的以外，本发明人已经认识到，对于电缆操作器来说，更加节能的放大器是非常需要的。与此同时，宽带内容的消费者，如按次付费数字视频和流行的视频流服务，如Netflix，要求随时可以在多个设备上提供更高水平的内容。因此，网络带宽需求持续增长。预计数据显示数据消费增长模式几乎没有变化。
为了满足这种需求，系统运营商可用的一种方法是在通过其网络传输之前转向对信号进行编码的高级方法。这些调制技术越来越复杂，可以带来令人印象深刻的带宽效率飞跃。不幸的是，随着这种进步，出现了编码信号通常难以放大的缺点。例如，与平均水平相比，这些高级编码信号可以具有非常高的峰值功率偏移。这可能会对整个系统的放大器造成严重破坏。同时，这些高级编码信号的复杂性质要求整个系统的信号保真度提高。反过来，这意味着传输系统放大器可能需要降低失真水平以实现良好性能。如果系统中没有低水平的失真，客户可能会遇到像视频流像素化或互联网吞吐量性能不佳等缺陷。现在，通过部署这种先进的编码信号以及放置在网络上的信号量增加，对系统中的低失真的需求进行了限制。
由于失真性能是最重要的，因此可以优选A类拓扑，因为可用的线性放大器类型最多。出于这个原因，CATV网络由A类放大器支配。但A类放大器的理论最佳效率为50％，因此能够增加高级信号输出摆幅的A类放大器将消耗更多功率。这导致了网络中的一个主要困境。一方面，运营商希望低失真以增加带宽以服务于客户，但又不希望增加的成本和降低的可靠性，从而增加功耗。
其他类型的放大器提供更高水平的效率，但它们以降低失真性能为代价。例如，AB类和C类拓扑可以保证效率>50％，但是当网络中仍然需要这种低失真时，可以极大地损害失真。
该文献描述了一种技术，该技术可以实现类似于A类放大器的线性度和类似于C类或AB类放大器的功率效率益处。本技术可以包括使用输入信号来调制放大器的偏置条件，例如以增加动态输入范围的方式，而不会相应地增加功耗或失真。本技术可以动态地调整A类操作范围，例如仅当输入信号需要增加的操作范围时。因此，本技术可以提供C类或AB类的改进效率，但具有A类线性优势。在低失真网络中使用的一些放大器本质上是差分的。它们可以包括两个异相操作的放大器，或者可以包括单个差分放大器。良好平衡的差分放大器可以使偶数阶失真项无效，例如本文所解释的。
该文件尤其描述了用于通信网络中的路径上的宽带数据通信的功率放大器电路可以减少或避免增益压缩，提供低失真放大性能，并且可以适应更宽的输入信号幅度范围。动态可变偏置电流电路可以耦合到差分晶体管对的公共发射极偏置节点，以根据输入信号的输入信号幅度向其提供动态可变偏置电流。当输入信号幅度超过由偏移或电平移位电路建立的阈值电压时，偏置电流增加。偏置电流电路的频率响应可以跟踪输入信号的频率成分。到差分对的信号路径的延迟可以通过差分对将偏置电流相位对准到放大。动态可变电源电压可以基于输入信号的包络。
该概述旨在提供本专利申请的主题的概述。其目的不是提供对本发明的排他性或详尽的解释。包括详细描述以提供关于本专利申请的进一步信息。
附图说明
在不一定按比例绘制的附图中，相同的数字可以描述不同视图中的类似组件。具有不同字母后缀的相同数字可表示类似组件的不同实例。附图通过示例而非通过限制的方式示出了本文件中讨论的各种实施例。
图1A示出了推挽跨导A类放大器的简化示例。
图1B示出了跨导增益(西门子中的Gm)与输入信号电压幅度(Vin，以伏特为单位)的对应图。
图2示出了当输入差分电压(Vin，以伏特为单位)变化时，用于这种增益退化的不同值的放大器电路的差分跨导增益(在西门子中为Gm)的说明性计算示例。
图3A示出了包括差分晶体管对、增益负反馈电阻器和共用电流源的放大器电路的示例。
图3B示出了图3A中所示的放大器电路的计算跨导增益(Gm，西门子)与输入信号电压(Vin，以伏特为单位)的曲线图，其中这些不同的电流水平由图3B中的各个曲线表示。
图4示出了放大器电路的示例，该放大器电路可以包括可以接收输入信号Vin的动态可变偏置电流源电路Ibias。
图5示出了类似于图4所示的放大器电路的示例，但是包括动态可变偏置电流源Ibias的更详细示例。
图6是计算的跨导(Gm，西门子)和偏置电流(mA)与输入电压(V)的曲线图的示例，与不包括动态可变偏置电流源但仍包括偏置电流电阻器的方法相比，其示出了本方法的益处，包括图5的动态可变偏置电流源。
图7示出了放大器电路的另一个例子，例如可以包括缓冲电路和偏移或电平移位电路。
图8示出了放大器电路的另一个例子，例如可以包括缓冲电路和偏移或电平移位电路，例如可以与具有到差分放大器的信号路径共享缓冲电路。
图9示出了诸如可以包括动态偏置电流电路的放大器电路的示例，例如可以包括单独的缓冲晶体管，例如用于提供差分对晶体管的在线缓冲，并且例如可以包括信号路径中的延迟，例如用于提供相位对准。
图10示出了可以包括共源共栅或变压器耦合输出电路的放大器电路的示例。
图11是增益(以分贝，dB为单位)对输出功率(以1mW，dBm为单位的分贝)的计算图，其比较了图10中所示的放大器电路拓扑的增益压缩与有和没有动态偏置电流调制。
图12是图10所示的放大器电路的截距点(1mW以下的分贝，dBm)与输出功率(1mW以下的分贝，dBm)/音调的关系图，示出了具有和不具有动态偏置电流调制电路的三阶输出轴截取点(OIP3)和五阶输出轴截取点(OIP5)。
图13示出了放大器电路的共源共栅输出级部分的示例，其中平衡-不平衡变换器可以使偶数阶电流短路。
图14示出了放大器电路1400的示例，其中可以另外包括包络跟踪电路，例如调制电源电压VCC的大小。
具体实施方式
用于通信网络中的路径上的宽带数据通信的功率放大器电路可以减少或避免增益压缩，提供低失真放大性能，并且可以适应更宽的输入信号幅度范围。动态可变偏置电流电路可以耦合到差分晶体管对的公共发射极偏置节点，以根据输入信号的输入信号幅度向其提供动态可变偏置电流。当输入信号幅度超过由偏移或电平移位电路建立的阈值电压时，偏置电流增加。偏置电流电路的频率响应可以跟踪输入信号的频率成分。到差分对的信号路径的延迟可以通过差分对将偏置电流相位对准到放大。动态可变电源电压可以基于输入信号的包络。
图1A示出了推挽跨导A类放大器100电路的简化示例，例如可以将差分输入电压Vin转换成两个异相输出电流Ia和Ib。图1B示出了计算的跨导增益(西门子中的Gm)与输入信号电压幅度(Vin，以伏特为单位)的对应图。每个半电路的跨导增益分别为GMa和GMb，整个电路的组合跨导是GMa与GMb的总和。增益建立或增益负反馈电阻器Rla和Rlb可以以相应的双极晶体管Q1a和Q1b以发射极跟随器配置连接。电阻器R1a和R1b可用于分别线性化双极晶体管Q1a和Q1b的自然跨导。双极晶体管Q1a和Q1b的相应基极可以各自耦合到公共(例如，共享)DC偏置电压源，例如Vbias，诸如经由相应的电感器，例如图1A中所示。双极晶体管Q1a和Q1b的各个集电极可以各自耦合到公共(例如，共享)DC电源偏置电压源，例如Vcc，例如通过相应的电感器，如图1A所示。双极晶体管Q1a和Q1b的各个集电极可以各自耦合到放大器电路的输出，例如可以呈现电容性差分负载，例如图1A中所示。
图2示出了图1A的放大器电路100的差分跨导增益(在西门子中为Gm)的说明性计算示例，例如对于诸如在不同电阻水平下的这种发射器增益负反馈电阻器R1a、R1b的不同值(例如相对增益变性阻力水平呈现不同的阻力值，Re＝1，Re＝2，Re＝3，Re＝4)，因为输入差分电压(Vin，以伏特为单位)是变化的。随着增益抗降低电阻水平的增加，例如使用R1a、R1b的较高值电阻与较低增益抗原电阻水平相比，整体放大器跨导减小，并且延伸以在更平坦的响应区域上容纳更宽的输入信号范围。在图1A和图2所示的示例中，总偏置电流是500mA。当输入电压摆动在任一极性上接近极值时，放大器电路100的增益开始下降，对应于增加的失真。从图2中所示的跨导图可以看出，跨导Gm形状可以被平坦化和加宽以适应更宽的输入信号电压范围，例如通过使用增加量的增益退化，这对应于放大器电路100中的输入信号的减少的失真。但是，降低的失真是以降低信号增益为代价的。
此外，在A类模式中，放大器电路100只能在有限的输入电压范围内提供跨导增益，这与施加到电路的偏置电流量相当。尽管图1A中的电路在操作上是差分的，但它不是真正的差分对配置。
图3A示出了放大器电路300的示例，其包括这样的差分晶体管对Q1a和Q1b，并且其中增益负反馈电阻器Rla和Rlb连接到(以及偏见通过)公共(例如，共享)电流源Ibias。在该示例中，Qla和Qlb的基极偏置电压可以被设置为固定的DC值(例如通过相应的电感器，可以通过相应的电感器耦合到公共(例如，共享)偏置电压Vbias)，并且差分对电路的公共发射极偏置电流可以由电流源Ibias直接控制。作为说明性示例，增益负反馈电阻器Rla和Rlb均可以固定为2.5欧姆。
图3B示出了用于图3A中所示的放大器电路300的计算的跨导增益(西门子中的Gm)与输入信号电压(Vin，以伏特为单位)的曲线图的示例，例如，当Ibias从500mA调节到1250mA时，具有由图3B中的各个曲线表示的这些不同的电流水平。对于电流源Ibias的各种电流值，差分跨导Gm的类似计算显示了可以近似为1/R1或0.4S的标称跨导。增益退化反馈的作用(例如，较大的输入信号电压幅度增加了通过晶体管Q1a、Q1b的集电极电流，进而通过相应的增益负反馈电阻R1a、R1b增加，这减小了相应晶体管Q1a、Q1b的基极-发射极结电压，从而倾向于以负反馈方式减小特定晶体管Q1a、Q1b的相应集电极电流)使晶体管Q1a、Q1b的跨导响应对于输入信号Vin的非常低的值不敏感。在图3B中，随着电流源Ibias提供的电流增加，图3A中的差分对Q1a、Q1b可以在输入信号电压Vin的较宽输入范围内保持接近恒定的跨导。因此，如图3B中的曲线图所示，增加由电流源Ibias提供的偏置电流几乎不会改变放大器电路300的跨导量。相反，它增加了输入信号Vin的幅度范围，其可以容纳在跨导响应的平坦区域中，如图3B所示，放大器电路300可以放大而没有大量失真。
对于新出现的数字调制信号，输入信号电压Vin的幅度可随时间变化很大。而且，在某些情况下，在很长一段时间内，输入信号强度(例如，幅度)相对较低。然而，遗憾的是，一些这样的新兴调制方案的性质可能导致输入信号具有大信号峰值，这可能导致放大器产生过度失真，从而导致所谓的“压缩”。当放大器经历压缩时，调制到被放大的信号上的信息丢失-这可能导致误码率的显着增加。峰值信号与平均信号的比率可以被称为“峰值-平均”比率，其可以提供信号可以放大的难度的指示。如果由图3的示例中的偏置电流源Ibias提供的偏置电流增加到适当的水平以处理不频繁的信号峰值，则放大器的功耗和效率将受到影响。另一方面，如果Ibias提供的偏置电流保持较低，为了获得良好的效率，可能会累积显着的误码，从而使放大器无法用于某些应用。
除了别的以外，本技术可以包括能够动态调节偏置电流Ibias的电路，例如名义上的A类放大器，例如输入输入信号Vin的直接函数，而不是作为间接函数，其中Ibias的偏置电流动态地基于输入输入信号的包络，而不是输入输入信号本身。通过动态调整偏置电流作为输入输入信号Vin的直接函数，动态调整的偏置电流Ibias的频率成分可以跟踪输入输入信号的频率内容Vin，而不是跟踪输入输入信号Vin的包络的任意带宽，如间接方法中的情况那样。使用本技术，可以将Ibias的偏置电流值调整为输入输入信号Vin的直接函数，使得动态可变Ibias可以用于增强增益线性度并提供具有减少的失真的放大。这可以允许跨导增益(例如图3B中所示)在输入信号电压Vin的较宽输入信号范围内保持几乎恒定。可以使这种调整对应于在比没有本技术的情况下可能的更宽范围的输入信号电压Vin维持可接受的恒定或平坦跨导所需的Ibias偏置电流量。
图4示出了放大器电路400的示例，其可以包括可以接收输入信号Vin的动态可变偏置电流源电路Ibias402。作为输入信号Vin的大小的直接函数，动态可变电流源Ibias402可以产生合适的(例如，非线性)整形函数以产生Ibias的期望的动态变化的偏置电流。在一个示例中，Ibias402的偏置电流的值可以作为输入信号Vin的幅度的直接函数而动态地变化，使得它能够随频率响应而变化，该频率响应可以适应输入信号Vin变化的频率，而不是间接地变化，例如，作为输入信号的包络的函数。
此外，在一个示例中，动态可变偏置电流源Ibias402可以包括或耦合到可以提供偏移或阈值功能的电路，使得只有当输入信号电压Vin到达其它有用范围之外时，Ibias402的偏置电流值才会增加。在这样的示例中，对于输入信号电压Vin的大多数值，放大器电路400可以以类似于图3A和3B中所示的方式操作，例如在A类模式中，具有由动态偏置电流源Ibias402提供的低偏置电流值，提供低功耗。仅在发生Vin的大输入信号峰值的那些情况下(例如，超过阈值，例如可以由偏移或阈值电路提供)，动态可变偏置电流源402动态地增加Qla和Qlb中的偏置电流以扩展差分跨导操作范围，从而避免或减少压缩。具有高峰值平均信号电压值的输入信号很少需要在Ibias中进行调整以抑制或防止波形削波。因此，平均偏置电流的净增加远小于不使用本技术所需的平均偏置电流。本技术可以帮助增加输出信号范围以处理高峰值平均信号，而不需要更长的偏置电流持续时间增加。
在图4中，动态可变偏置电流源可以被配置为扩展放大器电路400的操作范围。对于大多数应用，直接功能Ibias(Vin)将由偶数阶特性支配。也就是说，函数Ibias(Vin)将具有与Vin的符号无关的相同结果。也就是说，Vin的大正值将产生由Ibias402提供的偏置电流的相同增加，与相同幅度但Vin的负值一样。
图5示出了类似于图4所示的放大器电路500的示例，但是包括动态可变偏置电流源Ibias502的更详细示例。在示例中，动态可变偏置电流源Ibias502可以包括电阻器Rbias，其连接到每个增益反相电阻器R1a和R1b之间并且在每个增益反馈电阻器R1a和R1b之间分别与差分晶体管对Q1a和Q1b相关联。偏置电流控制电路可以包括晶体管Q2a、Q2b、Q3a、Q3b，以及缓冲或偏移电压电路504A、504B。缓冲或偏移电压电路504A、504B可以对由Vin提供的输入输入信号执行低阻抗电压电平移位功能，例如通过电阻器R5a、R5b。入射到Qla和Qlb的基极的电压信号也可以形成到动态可变偏置电流源电路502的差分输入。缓冲或偏移电压电路504A、504B可以将该输入信号电压移位到动态可变偏置电流源电路502A，例如以指定或预定量。晶体管Q2a和Q2b还可以提供缓冲功能，例如可以帮助抑制或防止在否则会发生的差分对的晶体管Qla和Qlb的基极上的负载。当输入信号的幅度Vin大到足以超过指定的阈值时，晶体管Q3a和Q3b导通，并迫使晶体管Qla和Qlb中的偏置电流增加，例如通过增加已经通过偏置电阻Rbias提供给公共发射极差分对电路的电流。
在图5中，放大器电路500可以被配置或优化用于提供足够宽的差分跨导平坦区域，例如通过调整由缓冲或偏移电压电路504A、504B提供的偏移电压的值。这又控制了启动偏置电流增加所需的输入信号Vin的电平，该偏置电流可以通过与已经通过偏置电阻器Rbias提供的电流并联地接通晶体管Q3a和Q3b中的一个或两个来动态地提供。电阻器R2a和R2b的电阻值分别耦合到Q3a，Q3b的发射极，随着输入信号Vin的幅度增加，控制Q3a、Q3b提供的辅助或增大偏置电流的斜升。
在图5中，电阻器R4a和R4b(或者电感器，如图4所示)可以分别耦合在差分晶体管对的晶体管Q1a、Q1b的输入(例如，基极)之间，分别耦合到公共偏置电压端子Vbias。由于当晶体管Q3a和Q3b导通以动态调整由Q3A、Q3b提供的辅助偏置电流到晶体管Qla和Qlb的差分对配置时晶体管Q2a、Q3a、Q2b和Q3b汲取的基极电流小，电阻器R4a和R4b的电阻值确定差分对的晶体管Qla和Qlb的基极上的电压的偏移，增加通过偏置电阻器Rbias提供给晶体管Qla和Qlb的差分对配置的偏置电流。
图6是计算的跨导(Gm，西门子)和偏置电流(mA)与输入电压(V)的曲线图的示例，其示出了本方法的益处，与不包括动态可变偏置电流源502但仍包括偏置电流电阻器Rbias的方法相比，包括图5的动态可变偏置电流源Ibias502。
利用动态可变偏置电流电路Ibias502，保持具有相当平坦的跨导的更宽范围的输入信号。在该示例中，仅当输入电压条件保证额外的功率消耗时，才增加偏置电流。对于具有高峰均比的新兴调制方案，偏置电流的这种增加很少发生。这意味着时间平均偏置电流的增加将很小。然而，由于在这个更宽的范围内跨导Gm保持相对平坦，因此使用动态可变偏置电流电路Ibias502的方法能够以比没有使用动态可变偏置电流电路Ibias502的方法少得多的误码操作。
图7示出了与本方法的教导一致的放大器电路700的另一示例。图7示出了动态可变偏置电流电路702的示例，其在某些方面类似于动态可变偏置电流电路502，如关于图5所解释的。在图7中，动态可变偏置电流电路702可包括缓冲电路，例如可以包括晶体管Q2a、Q2b。这种缓冲电路可以帮助抑制或防止动态可变偏置电流电路Ibias702过度地将输入加载到形成差分对放大器的输入跨导器的主晶体管Qla、Qlb。电阻器R7a和R7b可以分别耦合缓冲晶体管Q2a、Q2b的输入(例如，基极端子)以接收输入信号Vin，例如接收主晶体管Q1a、Q1b的相应输入(例如，基极端子)。缓冲晶体管Q2a、Q2b的集电极可以分别直接或间接地电连接到参考电压或电源电压，例如电连接到上电源电压轨Vcc。缓冲晶体管Q2a、Q2b的发射极可以分别耦合到参考电压或电源电压，例如耦合到地电压，例如分别通过电阻器R3a、R3b。可以选择电阻器R3a、R3b的电阻值以使缓冲晶体管Q2a、Q2b保持在其正向工作区域中，例如在输入电压摆动的扩展范围内，使得与其操作相关的任何时间延迟都可以保持相对恒定。
在动态可变偏置电流电路702中，可以包括晶体管Q4a、Q4b、Q5a、Q5b，以便提供电压偏移或执行电平移位。在图7所示的示例中，晶体管Q4a、Q4b、Q5a、Q5b可以二极管连接(例如，各个基极端子电连接到相应的相应集电极端子)，以便提供电压偏移或电平移位。如图所示，Q4a与Q5a的串联配置提供了两个正向偏置二极管电压降的电平转换，Q4b与Q5b的串联配置也是如此。这种偏移或电平移动可以帮助确定输入电压偏移的幅度，其实际上触发到差分对电路的晶体管Q1a、Q1b的偏置电流的动态补充或辅助增加。可以选择电阻器R6a、R6b的电阻值，以便建立晶体管Q4a、Q4b、Q5a和Q5b的标称电流。在图7所示的这个例子中，对于Vin的低值，差分晶体管对Qla、Qlb的偏置电流可以通过Q3a、Q3b和R2a、R2b设置。或者，偏置电阻器Rbias(例如图5中所示)可以可选地另外包括在图7的示例中，以便帮助建立差分晶体管对Qla、Qlb的偏置电流，用于Vin的低值。在没有包括偏置电阻器Rbias的情况下，如图5所示，可以分别向每个晶体管Q3a、Q3b的基极端子提供静态偏置电流，例如通过在晶体管Q3a、Q3b的这些基极端子和适当的电源电压(例如，Vcc)或参考电压(例如，Vbias)之间包括相应的偏置电阻器。Q3a、Q3b的这种偏置可以从Q3a、Q3b的集电极向差分对晶体管Q1a、Q1b提供适当的静态电流，以便在正向有源区域中提供差分对晶体管Q1a、Q1b的操作，例如用于当Ibias处于其静态值时放大输入信号，而不是其动态提升值。
图8示出了与本方法的教导一致的放大器电路700的另一示例。图8示出了动态可变偏置电流电路802的示例，其在某些方面类似于动态可变偏置电流电路702，如关于图7所解释的。在图8中，动态可变偏置电流电路802可以包括缓冲电路，例如可以包括晶体管Q2a、Q2b，在该示例中，晶体管Q2a、Q2b可以与到差分对晶体管Q1a、Q1b的输入信号路径一致。图8示出了达林顿型配置的示例，例如缓冲晶体管Q2a、Q2b的相应基极接收输入信号Vin，并且缓冲晶体管Q2a、Q2b的发射极分别连接到差分对晶体管Q1a、Q1b的基极端子。缓冲晶体管Q2a、Q2b的集电极可以分别电连接到电源电压参考，例如VCC，或者可选地分别电连接到差分对晶体管Qla、Qlb的相应集电极，用于偏置。缓冲晶体管Q2a、Q2b的发射极可以分别连接到负电源参考或接地电压，例如通过电阻器R3a、R3b。由Q4a、Q5a、Q4b、Q5b提供的偏移或电平移位电路可以从Q2a和Q2b的发射极获取它们的输入，并且如图7的电路中那样，每个都可以在前向有源区域中操作，例如可以提供一致的时间响应。
图9示出了诸如可以包括动态偏置电流电路902的放大器电路900的示例，例如可以包括单独的缓冲晶体管Q6a，Q6b，例如用于提供差分对晶体管Q1a、Q1b的在线缓冲。一对独立的缓冲晶体管Q2a、Q2b可以帮助抑制动态偏置电流电路902的负载。可以包括各个延迟电路904a、904b，以便有助于平衡输入信号的相位延迟响应，该输入信号通过Q3a、Q3b调制偏置电流，通过差分对晶体管Q1a、Q1b的主信号放大路径的相位延迟响应，因此当需要放大经历如此大幅度电压偏移的信号时，可以通过差分对晶体管Q1a、Q1b及时获得Vin的大电压偏移所需的偏置电流的增加
图9中的电路可以帮助克服将输入信号Vin对准动态调整的偏置电流的最佳相位并通过晶体管Q3a、Q3b提供给差分对Q1a、Q1b的挑战。在该示例中，缓冲晶体管Q6a、Q6b可以以达林顿布置配置，以将输入信号缓冲到差分对晶体管Q1a、Q1b。单独的缓冲晶体管Q2a、Q2b可以被布置成缓冲来自动态电流偏置电路902的电路的放大器输入。为了帮助对准相位响应，延迟电路904a、904b可以包括在信号路径中，例如在动态电流偏置电路902接收到这样的信号输入之后，以及在缓冲晶体管Q6a、Q6b的达林顿输入之前。在示例中，延迟电路904a、904b可以包括RC或LC无源低通滤波器电路，以帮助提供期望量的相位延迟。在示例中，延迟电路904a、904b可以附加地或替代地包括同轴延迟线，以便帮助提供期望量的相位延迟。这可以帮助提供有价值的灵活性，例如当在窄带应用中应用本方法时，例如对于无线高功率放大器应用而言可能是期望的。如果有的话，分流反馈(如图10所示)可以应用在延迟电路904a、904b之后的信号路径中(例如，在图9中标记为“FEEDBACK”的节点处)，以有助于避免加重分流反馈回路的相位裕度，例如下面参考图10进一步解释的。
关于前述附图描述的示例可以将输入电压信号Vin转换为输出电流Ia、Ib，其可以形成用于许多实际电路应用的有用构建块。在各种示例中，可以组合图4-5和7-9中的差分输出电流Iout，例如使用阻抗变换器电路，例如可以将高输出阻抗转换为合适的较低阻抗，例如在宽带系统中传输，例如在有线电视类型的通信系统中传输。在示例中，可以通过包括共源共栅电路拓扑来提供阻抗变换，其示例在图10中示出。
图10示出了放大器电路1000的示例，该放大器电路1000可以包括耦合到晶体管Q1a、Q1b的差分对电路的支路的共源共栅输出电路1002，例如在差分对晶体管Q1a、Q1b的各个集电极处耦合。在一个示例中，共源共栅输出电路1002可以包括共源共栅场效应晶体管(FET)或其他晶体管Q7a、Q7b，例如可以分别包括它们的FET源极端子，分别耦合到差分对晶体管Q1a、Q1b的相应集电极端子。共源共栅晶体管Q7A、Q7b可以取各个差分对晶体管Q1a、Q1b的集电极电流并将它们转换成适当的高电压，例如用于变压器T2以转换成公共阻抗。可以指定变压器T2的阻抗比，以便最大化或实现期望的功率效率值。变压器T2的公共阻抗比可以在1比1到4比1的范围内，其中无线电的较大阻抗施加在共源共栅器件Q7a、Q7b上。因此，输出共源共栅器件Q7a、Q7b应该被选择或配置成能够处理由于变压器T2引起的所产生的高压摆动。在一个例子中，氮化镓(GaN)或其他化合物半导体FET非常适合这项任务。共源共栅晶体管Q7a、Q7b的栅极端子可以通过低电流电源电压参考来偏置，例如图10中所示的偏置参考电压源Vgate。这可以使用偏置参考电压源Vgate内的偏置网络来实现，该偏置网络可以包括一个或多个电阻元件、一个或多个齐纳二极管或其他二极管元件，或这些的组合。
如前所述，放大器电路1000可以包括动态电流偏置电路902，例如可以包括来自缓冲晶体管Q6a、Q6b的单独的缓冲晶体管Q2a、Q2b，缓冲晶体管Q6a、Q6b用于信号路径，用于缓冲提供给差分对晶体管Q1a、Q1b的输入信号。在动态电流偏置电路902中，晶体管Q4a、Q4b、Q5a、Q5b可以提供偏移或电平移位功能，如前所述。可以包括延迟电路904a、904b、如先前所解释的。动态电流源晶体管Q3a、Q3b可用于动态地增加偏置电流(例如，作为输入信号的直接函数，尽管具有缓冲和电平移位)，例如以有助于保持输入信号Vin的大幅度值的恒定跨导增益。输入信号可以变压器耦合到放大器电路1000中，例如通过变压器T1。变压器T1可用于接收非平衡输入信号Vin并将其变换为平衡信号，以便差动地驱动放大器电路1000。
在图10中，放大器可以提供串联-并联反馈配置。例如，耦合到差分晶体管对Q1a、Q1b的发射极的增益负反馈电阻器R1a、R1b可以通过在较大的集电极/发射极电流值下降低差分晶体管对Q1a、Q1b的基极-发射极电压，提供用于稳定放大器的串联负反馈。电阻器R8a、R8b和它们各自的串联电容器C1a、C1b可以提供用于操作放大器的分路反馈。通过在图9中的“反馈”点之前的输入信号路径中包括延迟电路904a、904b，其中分流反馈由图10的相应电阻器R8a、R8b和相应电容器C1a、C1b提供，可以避免分流反馈回路内的过度相移。这可以帮助保持足够的相位裕度以维持放大器的稳定操作，例如当使用如图10的示例中所示的分流反馈时。
图11是增益(以分贝，dB为单位)对输出功率(分贝低于1mW，dBm)的计算图，其比较图10中所示的放大器电路1000拓扑的增益压缩，其具有和不具有上述动态偏置电流调制作为输入电压信号的直接函数。放大器的增益压缩性能是增益下降预定量的输出功率。
出于图11所示的比较的目的，在具有和不具有动态偏置电流调制的情况下，相同的标称偏置电流和电压用于比较示例。由于很少发生大的输入信号电压幅度偏移，所以使用动态增加的附加偏置电流的放大器电路1000的高功率操作非常罕见地发生，使得当使用动态偏置电流调制时DC电流的相关损失上升非常小。图11示出了使用动态偏置电流调制可以提供大于8dB的1-dB压缩性能的增加。
图12是图10所示的放大器电路1000的截距点(1mW以下的分贝，dBm)与输出功率/音调(1mW以下的分贝，dBm)的曲线图，示出了具有和不具有动态偏置电流调制电路902的三阶输出轴截取点(OIP3)和五阶输出轴截取点(OIP5)。线性放大器的性能测量可以通过其输出奇数阶互调失真项给出，例如三阶互调失真(IMD3)和五阶互调失真(IMD5)，它们是三阶或五阶失真产物中相对于基频的基波功率的各自的功率比。强烈需要较低水平的IMD3和IMD5。随着输入信号幅度的增加，IMD3和IMD5将增加。当放大器经受压缩时，这些项IMD3和IMD5可以显着上升。表征放大器互调性能的有用表达式是OIPx，其中“x”是失真乘积的阶数，并且是IMD电平等于基波功率的假设功率电平。当放大器经受压缩时，OIP3和OIP5将急剧下降，表明位错误可能很快累积。用于图10的电路的模拟OIP3和OIP5(有和没有动态偏置电流调制)在图12中示出。如图12所示，使用本动态偏置电流调制可有助于在压缩发生之前提供输出功率的显着增加。在图12中，与没有OIP3和OIP5相比，OIP3和OIP5都与当前的动态偏置电流调制保持相同或更高的电平。在该示例中，使用相同的拓扑和标称偏置电流，动态偏置电流调制为大输入信号幅度提供偏置电流的临时增加。
参考图4，可以建立或优化函数Ibias(Vin)，目的是减小或最小化每个输出电流Ia和Ib的偶数和奇数阶失真项。在真正的差别实现中，数量Ia和Ib内的二阶项可以显示为彼此抵消，但在实践中，这种取消并不完美。因此，可能希望减少或最小化每个术语内的二阶产品。替代地或另外地，可以使用二阶消除电路，例如以减少所得到的二阶电流，例如图13的示例中所示。
图13示出了放大器电路的共源共栅输出级1300部分的示例，其中可以连接平衡-不平衡变换器T3，使得Ia和Ib内的偶数阶电流将短路，使得输出Vout_a和Vout_b没有第二命令扭曲。实际上，平衡可能没有足够的带宽来提供足够的取消水平。在这种情况下，低通滤波器，例如由L1和C1彼此串联形成，这种系列放置在Vout_a和Vout_b之间。这可以提供由L1和C1形成的补充低通陷波，其可以帮助使巴伦二阶衰减性能不足的频带的上部的二阶谐波短路。偏置电流也可以通过平衡-不平衡变换器T3引入。可以注意到，平衡-不平衡变换器T3内的偏置电流的方向导致磁通量消除，这防止磁性材料饱和。
图14示出了放大器电路1400的示例，其中可以另外包括包络跟踪电路1402，例如可以另外调制由放大器电路1400使用的电源电压VCC的幅度，其中这种包络是输入信号Vin的间接函数，其不包括Vin的所有高频内容。
在图14所示的示例中，偏置电流可以动态地调整为输入信号Vin的直接函数，尽管具有电平移位、缓冲或延迟，如前所述，使得偏置电流调制可以跟踪输入信号Vin的高频内容。另外，包络跟踪电路1402可以调节提供主偏置电流的电源电压Vcc，例如为了更高的输入信号包络幅度动态地增加电源电压Vcc，因为可能难以提供能够跟踪输入信号的全带宽的电压源。在这种情况下，确定输入输入信号Vin的包络并使用该信息调整主电源可能很有用，如图14中的VCC_High所示。尽管包络检波器的带宽通常远小于输入信号本身的带宽，以较低的速率调整VCC_High仍然可以提供有意义的效率增强。当输入信号幅度很大时，可以增加偏置电流和电源电压，以提供净空以避免压缩。以这种方式，可以进一步改善仅动态可变偏置电流的效率提高。包络检测器电路1402可以包括串联二极管和并联电容器、电阻器和电感器部件，如图14所示。在输入信号Vin源于数字化形式的系统中，数字信号处理(DSP)可以实现包络检测器以提供用于调制电源电压Vcc的包络信息，例如用于帮助对准定时波形以确保电源电压VCC的变化与输入信号Vin的包络同步。
尽管以上描述强调了使用具有动态偏置电流的差分晶体管对的示例，但是本技术也可以应用于单端方法，例如可以包括使用差分对的半电路，或者诸如可以包括以固定电压偏置差分晶体管对之一的输入基极端子，并将变化的输入信号耦合到差分晶体管对中的另一个。
以下呈现本主题的方面的编号的非限制性列表。
方面1可以包括或使用主题(诸如装置、系统、设备、方法、用于执行动作的装置，或包括指令的设备可读介质，当由设备执行时，可以使设备执行动作)，例如可以包括或使用功率放大器电路，例如用于宽带数据通信，例如通过通信网络中的路径，例如可以帮助维持低失真增益性能。功率放大器电路可以包括第一和第二晶体管的差分对布置，其可以分别耦合到公共发射极偏置节点，例如经由相应的第一和第二电阻器。动态可变偏置电流电路可以耦合到第一和第二晶体管的差分对的公共发射极偏置节点，以便向其提供动态可变偏置电流，例如输入到第一和第二晶体管的差分对的输入信号的输入信号幅度的函数。
方面2可以包括或使用，或者可以可选地与方面1的主题组合以包括或使用动态可变偏置电流电路，例如可以被配置为增加到第一和第二晶体管的差分对的偏置电流，例如响应于输入信号的输入信号幅度的增加。
方面3可以包括或使用，或者可以可选地与方面1或2中的任何方面的主题组合，诸如包括或使用动态可变偏置电流电路，例如可以被配置为改变偏置电流到第一和第二晶体管的差分对，例如输入信号的全频谱内容(例如，与输入信号的包络相反，其不包括输入信号的全频谱内容)。
方面4可包括或使用，或可任选地与方面1至3中的任一方面的主题组合，诸如包括或使用动态可变偏置电流电路，例如可被配置为改变第一和第二晶体管的差分对的偏置电流，例如第一和第二晶体管的差分对的全频率响应。
方面5可以包括或使用，或者可以可选地与方面1至4中的任何方面的主题组合，诸如包括或使用动态可变偏置电流电路，例如可以被配置为触发对差分的偏置电流的增加，例如，仅当输入信号的幅度超过指定的阈值电压时。
方面6可包括或使用，或可任选地与方面1至5中的任一方面的主题组合，以包括或使用动态可变偏置电流电路，例如可包括偏移电路或电平移位电路，例如建立指定的阈值电压。
方面7可包括或使用，或可任选地与方面1至6中的任一方面的主题组合，以包括或使用包络跟踪电路，例如可被配置为改变第一和第二晶体管的差分对的电源电压，例如响应输入信号的包络。
方面8可以包括或使用，或者可以可选地与方面1至7中的任何方面的主题组合，例如可以包括或使用延迟电路，诸如在输入信号的信号路径中，诸如在动态可变偏置电流电路的输入和第一和第二晶体管的差分对的输入之间。延迟电路可以帮助将动态可变偏置电流的相位与第一和第二晶体管的差分对的输入信号的信号放大对齐，例如通过提供到第一和第二晶体管的差分对的信号路径的延迟。
方面9可包括或使用，或可任选地与方面1至8中的任一方面的主题组合，例如可包括或使用输入变压器，例如将用于通信的输入信号耦合到第一和第二晶体管的差分对的输入。
方面10可包括或使用，或可任选地与方面1至9中的任一方面的主题组合，例如可包括或使用第一和第二共源共栅晶体管，例如可以耦合以接收第一和第二晶体管的差分对的相应输出电流。
方面11可以包括或使用，或者可以可选地与方面1至10中的任何方面的主题组合，例如可以包括或使用输出变压器，例如可以耦合到第一和第二晶体管的差分对的相应集电极端子(例如，可选地通过相应的共源共栅晶体管)，例如将第一和第二晶体管的差分对的输出电流转换成输出电压。
方面12可包括或使用，或可任选地与方面1至11中的任一方面的主题组合，例如可包括或使用平衡-不平衡变换器，例如可以耦合到第一和第二晶体管的差分对的相应集电极端子(例如，可选地通过相应的共源共栅晶体管)，例如以帮助取消偶数阶失真产品。
方面13可包括或使用，或可任选地与方面1至12中任一方面的主题组合，例如可包括或使用无源LC低通滤波器，例如可以耦合到第一和第二晶体管的差分对的相应集电极端子(例如，可选地经由相应的共源共栅晶体管)，以便低通滤波高于基波的频率谐波。
方面14可包括或使用，或可任选地与方面1至13中的任一方面的主题组合，例如可包括或使用动态可变偏置电流电路。动态可变偏置电流电路可以包括第一和第二偏置电流晶体管，例如每个耦合到第一和第二晶体管的差分对的公共发射极偏置节点，例如通过输入信号差分地控制第一和第二偏置电流晶体管的相应输入。第一和第二偏置电阻器可以分别耦合到第一和第二偏置电流晶体管中的相应一个。
方面15可包括或使用，或可任选地与方面1至14中任一方面的主题组合，例如可包括或使用功率放大器电路，例如可以包括第一和第二晶体管的差分对布置，例如分别耦合到公共发射极偏置节点，例如通过相应的第一和第二电阻器。功率放大器电路可以包括用于基于传送到第一和第二晶体管的差分对的输入信号的输入信号幅度来动态地改变到第一和第二晶体管的差分对的偏置电流的装置。例如，用于动态改变偏置电流的这种装置可以包括作为输入信号的函数驱动的一个或多个晶体管，例如利用与其串联的限流电阻器，并且可以包括偏移或电平移位电路、延迟电路、缓冲器或放大器电路中的一个或多个(例如可以与放大差分晶体管对分开或共享)。
方面16可以包括或使用，或者可以可选地与方面1至15中的任何方面的主题组合，例如可以包括或使用用于动态改变偏置电流的装置，该装置可以被配置为只有当输入信号的幅度超过指定阈值电压时才增加到第一和第二晶体管的差分对的偏置电流。
方面17可以包括或使用，或者可以可选地与方面1至16中的任何方面的主题组合，例如可以包括或使用功率放大的方法，诸如用于诸如通信网络中的路径之类的宽带数据通信，如可以帮助保持低失真性能。该方法可以包括接收输入信号。输入信号可以差分地传送，例如差分放大器电路的第一和第二输入。提供给差分放大器的偏置电流可以改变，例如输入信号的函数，例如增加到差分放大器电路的偏置电流，例如响应于输入信号幅度。
方面18可包括或使用，或可任选地与方面1至17中任一方面的主题组合，例如可包括或使用改变偏置电流，例如可包括根据输入信号改变提供给差分放大器电路的偏置电流，例如增加到差分放大器电路的偏置电流，例如当输入信号的幅度超过指定的阈值时。
方面19可以包括或使用，或者可以可选地与方面1至18中的任何方面的主题组合，例如可以包括或使用在差分放大器电路的输入信号的信号路径中提供延迟，例如通过差分放大器电路将变化的偏置电流信号相位对准到输入信号的放大。
方面20可以包括或使用，或者可以可选地与方面1至19中的任何方面的主题组合，例如可以包括或使用跟踪输入信号的包络。可以使用输入信号的包络来调节提供给放大器的一个或多个部分的电源电压(例如，对于执行信号放大的差分晶体管对)。
方面21可包括或使用，或可任选地与方面1至20中任一方面的主题组合，例如可包括或使用衰减输入信号的放大的偶数阶失真产物。
以上描述包括对附图的参考，附图形成详细描述的一部分。附图通过图示的方式示出了可以实施本发明的具体实施例。这些实施例在本文中也称为“示例”。这些示例可以包括除了示出或描述的那些之外的元件。然而，本发明人还考虑了仅提供所示或所述的那些元件的实例。此外，本发明人还考虑使用所示或所述的那些元素(或其一个或多个方面)的任何组合或置换的示例，关于特定示例(或其一个或多个方面)，或关于本文示出或描述的其他示例(或其一个或多个方面)。
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在该文献中，术语“一”或“一个”在专利文献中是常见的，包括一个或多于一个、独立于“至少一个”或“一个或多个”的任何其他实例或用法。在本文件中，术语“或”用于表示非排他性的，例如“A或B”包括“A但不是B”、“B但不是A”和“A和B”，除非另有说明表示。在本文中，术语“包括”和“其中”用作相应术语“包括”和“其中”的等同词。此外，在以下权利要求中，术语“包括”和“包含”是开放式的，即，除了在权利要求中的这个术语之后列出的元件之外的元件的系统、装置、物品、组合物、配方或工艺仍被认为属于该权利要求的范围内。此外，在以下权利要求中，术语“第一”、“第二”和“第三”等仅用作标记，并不旨在对其对象施加数字要求。
除非上下文另有说明，否则诸如“平行”、“垂直”、“圆形”或“方形”的几何术语不旨在要求绝对数学精度。相反，这种几何术语允许由于制造或等效功能而引起的变化。例如，如果元素被描述为“圆形”或“通常是圆形的”，则该描述仍然包含不是精确圆形的组分(例如，略呈椭圆形或多边形的多边形)。
这里描述的方法示例可以至少部分地是机器或计算机实现的。一些示例可以包括编码有指令的计算机可读介质或机器可读介质，所述指令可操作以配置电子设备以执行如以上示例中描述的方法。这种方法的实现可以包括代码，例如微代码、汇编语言代码、更高级语言代码等。此类代码可包括用于执行各种方法的计算机可读指令。代码可以形成计算机程序产品的一部分。此外，在示例中，代码可以有形地存储在一个或多个易失性、非暂时性或非易失性有形计算机可读介质上，例如在执行期间或在其他时间。这些有形计算机可读介质的示例可以包括但不限于硬盘、可移动磁盘、可移动光盘(例如，光盘和数字视频盘)、磁带、存储卡或棒、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)等。
以上描述旨在是说明性的而非限制性的。例如，上述示例(或其一个或多个方面)可以彼此组合使用。在阅读以上描述之后，例如本领域普通技术人员可以使用其他实施例。提供摘要以符合37C.F.R.§1.72(b)，允许读者快速确定技术公开的性质。提交时的理解是，它不会用于解释或限制权利要求的范围或含义。而且，在以上详细描述中，可以将各种特征组合在一起以简化本公开。这不应被解释为意图无人认领的公开特征对于任何权利要求是必不可少的。相反，发明主题可以在于少于特定公开实施例的所有特征。因此，以下权利要求作为示例或实施例结合到具体实施方式中，其中每个权利要求自身作为单独的实施例，并且可以预期这些实施例可以以各种组合或置换彼此组合。应参考所附权利要求以及这些权利要求所赋予的等同物的全部范围来确定本发明的范围。

Claims (21)

1.一种功率放大器电路，用于通信网络中的路径上的宽带数据通信，同时保持低失真增益性能，该功率放大器电路包括：
第一和第二晶体管的差分对布置，分别通过相应的第一和第二电阻器耦合到公共发射极偏置节点；
动态可变偏置电流电路，耦合到所述差分对的公共发射极偏置节点，以向其提供动态可变偏置电流，作为通信到所述第一和第二晶体管的差分对的输入信号的输入信号幅度的函数。
2.权利要求1所述的功率放大器电路，其中所述动态可变偏置电流电路被配置为响应于所述输入信号的增加的输入信号幅度而增加到所述第一和第二晶体管的差分对的偏置电流。
3.权利要求2所述的功率放大器电路，其中所述动态可变偏置电流电路被配置为利用所述输入信号的全频谱内容改变到所述第一和第二晶体管的差分对的偏置电流。
4.权利要求3所述的功率放大器电路，其中所述动态可变偏置电流电路被配置为利用所述第一和第二晶体管的差分对的全频率响应来改变到所述第一和第二晶体管的差分对的偏置电流。
5.权利要求2所述的功率放大器电路，其中所述动态可变偏置电流电路被配置为仅当所述输入信号的幅度超过指定阈值电压时才触发到所述差分对的偏置电流的增加。
6.权利要求5所述的功率放大器电路，其中所述动态可变偏置电流电路包括偏移电路或电平移位电路，以建立指定阈值电压。
7.权利要求1至6中任一项所述的功率放大器，还包括包络跟踪电路，被配置为响应于所述输入信号的包络而改变所述第一和第二晶体管的差分对的电源电压。
8.权利要求1至6中任一项所述的功率放大器，还包括在动态可变偏置电流电路和差分对之间的输入信号的信号路径中的延迟电路，以通过在信号路径中提供到第一和第二晶体管的差分对的延迟，将所述动态可变偏置电流的相位与所述第一和第二晶体管的差分对的输入信号的信号放大对准。
9.权利要求1至6中任一项所述的功率放大器，还包括输入变压器，将输入信号耦合用于通信到所述第一和第二晶体管的差分对的输入。
10.权利要求1至6中任一项所述的功率放大器，还包括第一和第二共源共栅晶体管，被耦合以接收所述第一和第二晶体管的差分对的相应输出电流。
11.权利要求1至6中任一项所述的功率放大器，还包括输出变压器，耦合到所述第一和第二晶体管的差分对的相应集电极端子，以将所述第一和第二晶体管的差分对的输出电流转换成输出电压。
12.权利要求10所述的功率放大器，还包括巴伦，耦合到所述第一和第二晶体管的差分对的相应集电极端子，以消除偶数阶失真产物。
13.权利要求10所述的功率放大器，还包括无源LC低通滤波器，耦合到所述第一和第二晶体管的差分对的相应集电极端子，以低通滤波高于基波的频率谐波。
14.权利要求1至6中任一项所述的功率放大器，其中所述动态可变偏置电流电路包括：
第一和第二偏置电流晶体管，每个晶体管耦合到所述第一和第二晶体管的差分对的公共发射极偏置节点，各个输入由输入信号差分控制；和
第一和第二偏置电阻器，分别耦合到所述第一和第二偏置电流晶体管中的相应一个。
15.功率放大器电路，包括：
第一和第二晶体管的差分对布置，分别通过相应的第一和第二电阻器耦合到公共发射极偏置节点；
构件，用于基于通信到第一和第二晶体管的差分对的输入信号的输入信号幅度，动态地改变到第一和第二晶体管的差分对的偏置电流。
16.权利要求15所述的功率放大器电路，其中用于动态地改变偏置电流的构件被配置为仅当输入信号的幅度超过指定阈值电压时才增加到第一和第二晶体管的差分对的偏置电流。
17.一种用于通信网络中的路径上的宽带数据通信同时保持低失真性能的功率放大方法，该方法包括：
接收输入信号；
将所述输入信号差分地传送到差分放大器电路的第一和第二输入；和
作为输入信号的函数，改变提供给差分放大器电路的偏置电流，以增加到所述差分放大器电路的偏置电流。
18.权利要求17所述的方法，其中当输入信号的幅度超过指定的阈值时，改变偏置电流包括作为输入信号的函数，改变提供给差分放大器电路的偏置电流，以增加到所述差分放大器电路的偏置电流。
19.权利要求17或18中任一项所述的方法，包括：
在所述差分放大器电路的输入信号的信号路径中提供延迟，以通过所述差分放大器电路将偏置电流信号的变化相位对准到输入信号的放大。
20.权利要求17或18中任一项所述的方法，包括：
跟踪输入信号的包络；和
使用输入信号的包络调整电源电压。
21.权利要求17或18中任一项所述的方法，包括：
衰减所述输入信号放大的偶数阶失真产物。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112953411A (zh) * 2021-03-10 2021-06-11 西安博瑞集信电子科技有限公司 一种超宽带功率放大器
CN113285676A (zh) * 2020-01-31 2021-08-20 亚德诺半导体国际无限责任公司 用于改善放大器线性度的偏置布置

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10476454B2 (en) 2016-09-21 2019-11-12 Murata Manufacturing Co., Ltd. Power amplifier module
JP2018050200A (ja) * 2016-09-21 2018-03-29 株式会社村田製作所 電力増幅モジュール
WO2018140609A1 (en) 2017-01-26 2018-08-02 Analog Devices, Inc. Bias modulation active linearization for broadband amplifiers
US10848109B2 (en) 2017-01-26 2020-11-24 Analog Devices, Inc. Bias modulation active linearization for broadband amplifiers
US11088665B2 (en) 2019-10-02 2021-08-10 Analog Devices, Inc. Linear broadband transconductance amplifier

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5481224A (en) * 1993-01-27 1996-01-02 Nec Corporation Differential amplifier circuit having a driver with square-law characteristic
US6218902B1 (en) * 1999-04-20 2001-04-17 Nortel Networks Limited Wide-band linearization technique
US20030034840A1 (en) * 2001-08-17 2003-02-20 Nokia Mobile Phones Ltd. Signal dependent current controlled amplifier and method of performing same
US9231537B1 (en) * 2014-02-11 2016-01-05 M/A-Com Technology Solutions Holdings, Inc. High power and high linearity cascode amplifier

Family Cites Families (36)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4638260A (en) * 1984-09-21 1987-01-20 Hamley James P Audio amplifier
US5012199A (en) 1989-09-08 1991-04-30 St. Louis Music, Inc. Multi-stage musical instrument amplifier having distortion modes
US5216379A (en) 1992-06-26 1993-06-01 Hamley James P Dynamic bias amplifier
US5559469A (en) 1994-03-14 1996-09-24 Smith; Randall C. Vacuum tube amplifier with selectable power devices
US5880632A (en) 1994-05-09 1999-03-09 Wako Technical Co., Ltd. Tube amplifier having special configuration with two or more tubes
US5477188A (en) 1994-07-14 1995-12-19 Eni Linear RF power amplifier
US5793252A (en) 1995-12-12 1998-08-11 Mesa Boogie, Limited Power amplifier with switchable voicing elements
JPH10173456A (ja) * 1996-12-11 1998-06-26 Fujitsu Ltd 信号増幅回路
US6175279B1 (en) * 1997-12-09 2001-01-16 Qualcomm Incorporated Amplifier with adjustable bias current
US6615028B1 (en) 1998-12-29 2003-09-02 Skyworks Solutions, Inc. System and method for selecting amplifiers in a communications device
CA2293924A1 (en) * 1999-01-12 2000-07-12 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Fet balun transformer
JP3600115B2 (ja) 2000-04-05 2004-12-08 株式会社東芝 高周波回路及び通信システム
US6549071B1 (en) 2000-09-12 2003-04-15 Silicon Laboratories, Inc. Power amplifier circuitry and method using an inductance coupled to power amplifier switching devices
US6782244B2 (en) 2001-03-16 2004-08-24 Rf Micro Devices, Inc. Segmented power amplifier and method of control
EP1258731B1 (en) 2001-04-20 2006-02-01 Fuji Photo Film Co., Ltd. Reactive solid support for DNA fragment detection
JP2004266309A (ja) 2003-01-14 2004-09-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd 可変利得増幅回路及び無線通信装置
US7286013B2 (en) * 2003-09-18 2007-10-23 Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte Ltd Coupled-inductance differential amplifier
US7091788B2 (en) 2003-12-03 2006-08-15 Intel Corporation Biased Darlington transistor pair, method, and system
US8031003B2 (en) 2006-05-17 2011-10-04 Dishop Steven M Solid-state RF power amplifier for radio transmitters
US7471156B2 (en) * 2006-09-29 2008-12-30 Motorola, Inc Amplifier containing programmable impedance for harmonic termination
US7576607B2 (en) 2008-01-03 2009-08-18 Samsung Electro-Mechanics Multi-segment primary and multi-turn secondary transformer for power amplifier systems
US7728661B2 (en) 2008-05-05 2010-06-01 Javelin Semiconductor, Inc. Controlling power with an output network
CN102257726B (zh) 2008-10-17 2015-08-26 特里奎恩特半导体公司 用于宽带放大器线性化的装置和方法
US7768350B2 (en) 2008-12-30 2010-08-03 Javelin Semiconductor, Inc. Output gain stage for a power amplifier
US8666340B2 (en) 2009-03-03 2014-03-04 Broadcom Corporation Method and system for on-chip impedance control to impedance match a configurable front end
US8198968B2 (en) 2010-09-30 2012-06-12 Fujitsu Semiconductor Limited System and method for multiple band transmission
US8319556B2 (en) * 2010-11-09 2012-11-27 Raytheon Company Transformer coupled distributed amplifier
US8718580B2 (en) 2011-11-11 2014-05-06 Hbc Solutions, Inc. Broadband high efficiency amplifier system incorporating dynamic modulation of load impedance
US8604879B2 (en) 2012-03-30 2013-12-10 Integrated Device Technology Inc. Matched feedback amplifier with improved linearity
EP2713507B1 (en) 2012-10-01 2014-12-10 Nxp B.V. FET RF power detector
CN103326682A (zh) * 2013-05-27 2013-09-25 苏州贝克微电子有限公司 具有高线性度的可调运算跨导放大器
US9866196B2 (en) * 2013-11-13 2018-01-09 Skyworks Solutions, Inc. Quasi-differential RF power amplifier with high level of harmonics rejection
JP6503663B2 (ja) 2014-09-10 2019-04-24 住友電気工業株式会社 差動増幅回路
CN109314496B (zh) 2016-03-14 2023-01-17 美国亚德诺半导体公司 用于宽带放大器的有源线性化
WO2017196903A1 (en) * 2016-05-09 2017-11-16 Arris Enterprises Llc Rf class ab cascode amplifier with linearization and steering diodes
WO2018140609A1 (en) 2017-01-26 2018-08-02 Analog Devices, Inc. Bias modulation active linearization for broadband amplifiers

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5481224A (en) * 1993-01-27 1996-01-02 Nec Corporation Differential amplifier circuit having a driver with square-law characteristic
US6218902B1 (en) * 1999-04-20 2001-04-17 Nortel Networks Limited Wide-band linearization technique
US20030034840A1 (en) * 2001-08-17 2003-02-20 Nokia Mobile Phones Ltd. Signal dependent current controlled amplifier and method of performing same
US9231537B1 (en) * 2014-02-11 2016-01-05 M/A-Com Technology Solutions Holdings, Inc. High power and high linearity cascode amplifier

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113285676A (zh) * 2020-01-31 2021-08-20 亚德诺半导体国际无限责任公司 用于改善放大器线性度的偏置布置
CN112953411A (zh) * 2021-03-10 2021-06-11 西安博瑞集信电子科技有限公司 一种超宽带功率放大器

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