CN110196353A - 电流检测电路、半导体器件和半导体系统 - Google Patents

电流检测电路、半导体器件和半导体系统 Download PDF

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Abstract

提供了一种能够提高电流检测精度的电流检测电路、半导体器件和半导体系统。根据本发明的一个实施例，电流检测电路包括：电阻元件，其将从外部提供的输入电流转换为输入电压；恒流源；电阻元件，其将恒流源的输出电流转换为参考电压；以及AD转换器，其使用参考电压对输入电压进行AD转换。

Description

电流检测电路、半导体器件和半导体系统
相关申请的交叉引用
2018年2月26日提交的日本专利申请No.2018-031904的公开内容，包括说明书、附图和摘要，通过引用整体并入本文。
技术领域
本发明涉及电流检测电路、半导体器件和半导体系统，例如适用于提高电流检测精度的电流检测电路、半导体器件和半导体系统。
背景技术
汽车都安装有电子控制单元，该电子控制单元控制对电磁阀的电流供应，以便控制离合器的打开和关闭。当汽车启动或停止时或者当其速度改变时，电子控制单元将发动机的驱动力传递到变速器或切断驱动力。为此，电子控制单元通过控制对电磁阀的电流供应来控制离合器的打开和关闭。电子控制单元需要通过精确控制对电磁阀的电流供应来精确地打开和关闭离合器。
因此，电子控制单元包括电流检测电路，以确定从电磁驱动器输出的电流的值是否正常。自然，需要电流检测电路以高精度检测电流。
以下类型的电流检测电路被称为高精度电流检测电路：其中使用分流电阻器检测流过驱动器的电流。然而，这种使用分流电阻器的电流检测电路存在电路规模扩大的问题。特别是，当需要在单个芯片之上安装多个电磁驱动器时，在单个芯片之上形成多个电流检测电路，每个电流检测电路包括分流电阻器，这使得芯片非常大。
解决这种问题的措施在美国专利No.6559684中公开。在该专利文献中，公开了如下电流检测电路配置：其中通过使用感测晶体管检测与流过驱动器(晶体管)的电流成比例的电流，间接地检测流过驱动器的电流。与使用分流电阻器型电流检测电路时相比，该配置抑制了电路规模的扩大。
发明内容
在上述专利文献中公开的电流检测电路中，使用电阻元件将流过感测晶体管的电流转换为模拟输入电压，然后使用AD转换器将模拟输入电压转换为数字信号。通常，例如，逐次逼近AD转换器需要对应于满量程范围的参考电压来实现AD转换。然而，在上述专利文献中，既未公开也未暗示如何产生参考电压。因此，在上述专利文献中公开的配置中，可能无法精确地产生期望的参考电压。这样得出，在上述专利文献中公开的电流检测电路不能精确地执行AD转换并且电流检测的精度较低。根据本说明书的以下描述和附图，其他目的和新颖特征将变得显而易见。
根据本发明的实施例，半导体器件包括：第一电阻元件，其将从外部提供的输入电流转换为输入电压；第一恒流源；第二电阻元件，其将第一恒流源的输出电流转换为参考电压；以及AD转换器，其使用参考电压对输入电压进行AD转换。
根据上述实施例，可以提供能够提高电流检测精度的电流检测电路、半导体器件和半导体系统。
附图说明
图1是安装有根据本发明第一实施例的ECU(电子控制单元)的汽车的外视图。
图2是示出图1中所示的ECU的配置示例的框图。
图3是示出图2所示的ECU中包括的电流检测单元的具体配置示例的图。
图4是描述当高侧驱动器导通时电流检测单元中的电流流动的图。
图5是用于描述当低侧驱动器导通时电流检测单元中的电流流动的图。
图6是示出第一实施例的电流检测电路中包括的AD转换器的具体配置示例的电路图。
图7是示出第一实施例的电流检测电路中包括的恒流源的具体配置示例的电路图。
图8是示出修整前后的恒流源的输出电流的图。
图9是示出图2所示的电流检测单元的修改示例的电路图。
图10是示出图9所示的电流检测单元中包括的恒流源的具体配置示例的电路图。
图11是描述关于死区区域的改进的图。
图12是示出第一实施例的电流检测电路的第一修改示例的电路图。
图13是示出第一实施例的电流检测电路的第二修改示例的电路图。
图14是示出根据本发明第二实施例的电流检测电路的具体配置示例的电路图。
图15是示出图14所示的电流检测电路的第一修改示例的电路图。
图16是示出图14所示的电流检测电路的第二修改示例的电路图。
图17是示出图14所示的电流检测电路的第三修改示例的电路图。
图18是示出图14所示的电流检测电路的第四修改示例的电路图。
图19是用于描述包括在图18中所示的电流检测电路中的两个电容器阵列DA转换单元之一的采样操作的图。
图20是用于描述图18所示的电流检测电路中包括的两个电容器阵列DA转换单元之一的电荷再分布操作的图。
图21是用于描述图18所示的电流检测电路中包括的两个电容器阵列DA转换单元中的另一个的采样操作的图。
图22是用于描述图18所示的电流检测电路中包括的两个电容器阵列DA转换单元中的另一个的电荷再分布操作的图。
图23是示出根据本发明第三实施例的电流检测电路的配置示例的图。
图24是示出图23所示的电流检测电路的具体配置示例的电路图。
图25是示出图23所示的电流检测电路的修改示例的图。
图26是电阻元件R1和R2的布局的平面图。
图27是示出电阻元件R1和R2的电阻值的电流依赖性与电流检测误差之间的关系的图。
图28是示出在实施改进措施之后、在电阻元件R1和R2的电阻值的电流依赖性与电流检测误差之间的关系的图。
图29是用于更详细地描述电阻元件R1和R2的电阻值的电流依赖性与电流检测误差之间的关系的图。
图30是示出电流检测电路中包括的AD转换器的另一示例的图。
图31是示出包括在电流检测电路中的AD转换器的又一示例的图。
图32是示出应用了第一实施例或第二实施例的电流检测电路的半导体器件的配置示例的电路图。
图33是示出应用了第三实施例的电流检测电路的半导体器件的配置示例的电路图。
具体实施方式
以下描述和以下提及的附图包括适当的省略和简化以使描述清楚。此外，在附图中表示为执行各种处理的功能块的元件可以利用CPU(中央处理单元)、存储器和其他电路以硬件方式实现，或者利用例如加载在存储器中的程序以软件实现。因此，本领域技术人员将理解，这些功能块可以以各种方式实现而不限于任何特定装置，例如，可以仅通过硬件装置或仅通过软件装置或通过组合硬件装置和软件装置来实现。此外，在下面参考的附图中，相同的元件由相同的数字和符号表示，并且在说明书中适当地避免描述重复。
上述程序可以使用各种类型的非暂时性计算机可读介质来存储，并且可以提供给计算机。非暂时性计算机可读介质包括各种类型的有形存储介质，并且可以是例如磁记录介质(例如，软盘、磁带和硬盘驱动器)、磁光介质(例如，磁光盘)、CD-ROM(只读存储器)、CD-R、CD-R/W、半导体存储器(例如，掩模ROM、PROM(可编程ROM)、EPROM(可擦除PROM)、闪存ROM和RAM(随机存取存储器)。可以使用各种类型的暂时性计算机可读介质将程序提供给计算机。暂时性计算机可读介质包括例如电信号、光信号和电磁波。暂时性计算机可读介质可用于通过诸如电线和光纤的有线通信信道或通过无线电信道向计算机提供程序。
第一实施例
图1是安装有根据本发明第一实施例的ECU(电子控制单元)的汽车的外视图。
如图1所示，汽车安装有例如发动机2、离合器3、变速器4、差动齿轮单元5、轮胎6、电磁阀(负载)7和ECU(电子控制单元)1。
ECU 1控制对电磁阀7的电流供应。电磁阀7使用例如电感器将从电磁驱动器供应的电流转换为电磁力并使用电磁力控制离合器3的打开和关闭。当汽车启动或停止时以及当汽车的行驶速度改变时，其控制发动机2的驱动力向变速器4的传递。变速器4将发动机2的驱动力改变到与汽车的行驶状态对应的速度和扭矩的驱动轴旋转，并且将该驱动轴旋转传递到差动齿轮5以使轮胎6旋转。
图2是示出ECU 1的配置示例的框图。如图2所示，电子控制单元1包括电磁驱动器11、电流检测单元(半导体器件)12和控制单元13。
电磁驱动器11向电磁阀7输出电流。电流检测单元12检测从电磁驱动器11输出的电流的值。控制单元13例如是MCU(微控制单元)，并且基于由电流检测单元12检测的电流值控制电磁驱动器11的输出电流，以将输出电流保持在正常范围内。这例如通过控制用作控制信号的脉冲信号的占空比来完成。
在上述配置中，需要ECU 1通过精确地控制对电磁阀7的电流供应来精确地打开和关闭离合器3。因此，需要电流检测单元12(更具体而言，包括在电流检测单元12中的电流检测电路100)能够以高精度进行电流检测。
(电流检测单元12的具体配置示例)
图3是示出电流检测单元12的具体配置示例的电路图。电磁驱动器11和电磁阀7也在图3中示出。
如图3所示，电磁驱动器11包括驱动晶体管MN1和MN2。本实施例的以下描述是基于以下情况：驱动晶体管MN1和MN2为N沟道MOS晶体管，每一个晶体管都具有高耐受电压。
驱动晶体管MN1位于被提供有电池电压Vbat的电压供应端子(下文中称为“电压供应端子Vbat”)和电磁驱动器11的输出端子之间，并且基于从控制单元13提供的脉冲信号S1导通/截止。驱动晶体管MN2位于接地电压端子GND和电磁驱动器11的输出端子之间，并且基于作为从控制单元13提供的控制信号的脉冲信号S2而导通/截止。
例如，首先，驱动晶体管MN1导通，并且驱动晶体管MN2截止。这使得电流经由驱动晶体管MN1从电压供应端子Vbat流到电磁阀7的电感器L1。此时，电流能量累积在电感器L1中。随后，驱动晶体管MN1截止并且驱动晶体管MN2导通。结果，切断了从电压供应端子Vbat经由驱动晶体管MN1流到电磁阀7的电感器L1的电流。然后，电感器L1释放其中累积的电流能量，以便保持在电流切断之前流动的电流的值。这产生经由驱动晶体管MN2从接地电压端子GND流到电磁阀7的电感器L1的电流。重复上述操作。
电流检测单元12包括晶体管Tr11和Tr12、晶体管Tr21至Tr23、运算放大器AMP1和AMP2、开关SW1和SW2、电阻元件R1和R2、AD转换器101以及恒流源102。电阻元件R1和R2、AD转换器101和恒流源102被包括在电流检测电路100中。
本实施例的以下描述基于以下情况：晶体管Tr12和Tr22至Tr23是P沟道MOS晶体管，并且晶体管Tr11和Tr21是均具有高耐受电压的N沟道MOS晶体管。
晶体管(感测晶体管)Tr11位于电压供应端子Vbat和节点N11之间，并且基于脉冲信号S1导通/截止。运算放大器AMP1放大驱动晶体管MN1的源极电压和晶体管Tr11的源极电压之间的电位差，并输出放大的电位差。晶体管Tr12位于晶体管Tr11的源极和开关SW1之间，并基于运算放大器AMP1的输出控制其源极-漏极电流。这导致与流过驱动晶体管MN1的电流成比例(例如，大约千分之一)的电流流过晶体管Tr11(并且还流过Tr12)。
晶体管(感测晶体管)Tr21位于电磁驱动器11的输出端子(驱动晶体管MN2的漏极)和节点N12之间，并且基于脉冲信号S2而导通/截止。运算放大器AMP2放大驱动晶体管MN2的源极电压和晶体管Tr21的源极电压之间的电位差，并输出放大的电位差。晶体管Tr22位于被提供有电源电压VDD的电源电压端子(以下称为“电源电压端子VDD”)和节点N12之间，并且基于运算放大器AMP2的输出控制其源极-漏极电流。这导致与流过驱动晶体管MN2的电流成比例(例如，大约千分之一)的电流流过晶体管Tr21(并且还流过Tr22)。
晶体管Tr23位于电源电压端子VDD和SW2之间，并且与晶体管Tr22类似，基于运算放大器AMP2的输出控制其源极-漏极电流。在本示例中，与流过晶体管Tr22的电流的值相同的电流流过晶体管Tr23。
开关SW1和SW2根据驱动晶体管MN1和MN2的导通/截止以互补的方式导通/截止。
例如，当驱动晶体管MN1导通并且驱动晶体管MN2截止时，开关SW1导通并且开关SW2截止。这导致与流过晶体管MN1的电流成比例的、流过晶体管Tr11和Tr12的电流经由开关SW1流向电流检测电路100(参见图4)。
相反，当驱动晶体管MN1截止并且驱动晶体管MN2导通时，开关SW1截止并且开关SW2导通。这导致与流过驱动晶体管MN2的电流成比例的、流过晶体管Tr21和Tr22的电流被晶体管Tr23镜像，并且经由开关SW2流向电流检测电路100(参见图5)。
在电流检测电路100中，电阻元件R1位于开关SW1和SW2的输出节点N13与接地电压端子GND之间，并且将通过开关SW1和SW2从流过晶体管Tr11的电流和流过晶体管Tr21的电流中选择的电流Iin转换为输入电压Vin。恒流源102位于电源电压端子VDD和接地电压端子GND之间，并输出恒定电流Iref。电阻元件R2与恒流源102串联定位，并将恒定电流Iref转换为参考电压Vref。AD转换器101例如是逐次逼近AD转换器，并且使用参考电压Vref对输入电压Vin进行AD转换，然后输出转换结果(数字信号)Dout。数字信号Dout被视为流过驱动晶体管MN1和MN2中的任一晶体管的电流的值。
(AD转换器101的具体配置示例)
图6是示出AD转换器101的具体配置示例的电路图。图6中所示的AD转换器101是所谓的逐次逼近AD转换器。
如图6所示，AD转换器101包括DA转换单元103、前置放大器104、开关SW104、比较器105、比较控制单元106和电容器C103e。DA转换单元103将从比较控制单元106连续输出的数字信号转换为施加参考电压Vref作为满量程值的模拟电压Vr。DA转换单元103还具有采样和保持输入电压Vin的功能。比较器105对经由前置放大器104从DA转换单元103提供并由比较器105保持的输入电压Vin和模拟电压Vr进行比较，并输出比较结果。开关SW 104通过使前置放大器104的输入端子和输出端子短路，产生作为前置放大器104的输出电压的电压Vcm，并将电压Vcm施加到前置放大器104的输入端子。比较控制单元106基于比较器105作出的比较结果，输出具有不同值的下一个数字信号。通过重复该操作，确定与值最接近输入电压Vin的模拟电压Vr对应的数字信号值。AD转换器101输出该数字信号作为转换结果Dout。
具体而言，DA转换单元103包括多个二进制加权电容器C103的并联阵列以及与电容器C103对应设置的多个开关SW103，所述多个二进制加权电容器C103具有从高阶位向低阶位二进制加权的电容值。电容器C103包括虚拟电容器C103d，其电容等于对应于最低位的电容器C103的电容。比较控制单元106基于操作模式和要进行DA转换的数字信号的值来控制开关SW103的接通/断开。
例如，在采样模式中，输入电压Vin被施加到电容器C103的一侧上的电极并且开关SW104被接通，使得电压Vcm被施加到电容器C103的另一侧上的电极。此时，电容器C103e被施加有电压Vcm。结果，输入电压Vin-电压Vcm在电容器C103处被采样，而电压Vcm在电容器C103e处被采样。随后，在保持模式中，开关SW104断开以使电容器C103的另一侧上的电极处于浮置状态，并且使施加到电容器C103的一侧上的电极的电压从输入电压Vin切换到接地电压GND。结果，表示输入电压Vin(在电容器C103处采样的电压Vcm和在电容器C103e处采样的电压Vcm)之间的差异的输入电压Vin被作为差分电压施加到比较器105的差分输入端子。
随后，操作模式从保持模式转变到电荷再分布模式。在电荷再分布模式中，首先，施加到最高位电容器C103的一侧上的电极的电压从接地电压GND变为参考电压Vref。结果，比较器105的差分输入端子例如被施加有差分电压，即-Vin+Vref/2。基于比较器105此时进行的比较的结果，比较控制单元106将施加到最高位电容器C103的一侧上的电极的电压固定为参考电压Vref或接地电压GND。例如，当Vin>Vref/2时，数字信号Dout的最高位的值被确定为1。在这种情况下，施加到最高位电容器C103的一侧上的电极的电压从参考电压Vref变为接地电压GND。当Vin<Vref/2时，数字信号Dout的最高位的值被确定为0。在这种情况下，参考电压Vref保持施加到最高位电容器C103的一侧上的电极。
随后，施加到次高位电容器C103的一侧上的电极的电压从接地电压GND变为参考电压Vref。结果，比较器105的差分输入端子例如被施加有差分电压，即-Vin+Vref/2×(最高位的值)+Vref/4。基于比较器105此时进行的比较的结果，比较控制单元106确定数字信号Dout的次高位的值并且还将施加到次高位电容器C103的一侧上的电极的电压固定为参考电压Vref或接地电压GND。通过按顺序重复上述操作直到最低位为止来确定数字信号Dout的值。
DA转换单元103和包括DA转换单元103的AD转换器101的配置不限于图6中所示的配置。只要可以使用参考电压Vref对输入电压Vin进行AD转换，就可以适当地改变它们的配置。
(恒流源102的具体配置示例)
图7是示出恒流源102的具体配置示例的电路图。
如图7所示，恒流源102包括MOS晶体管Tr31至Tr36、双极晶体管Tr41至Tr43、电阻元件R31至R34、运算放大器AMP31和AMP32以及开关SW31和SW32。MOS晶体管Tr31至Tr34、双极晶体管Tr 41至Tr43、电阻元件R31至R33以及运算放大器AMP31构成带隙参考电路以产生参考电压(V4)。
本实施例的以下描述基于以下情况：MOS晶体管Tr31至Tr36都是P沟道MOS晶体管并且双极晶体管Tr41至Tr43都是PNP型双极晶体管。
在MOS晶体管Tr31中，源极耦合到电源电压端子VDD，漏极耦合到双极晶体管Tr41的发射极，并且栅极耦合到运算放大器AMP31的输出端子。双极晶体管Tr41的基极和集电极都耦合到接地电压端子GND。
在MOS晶体管Tr32中，源极耦合到电源电压端子VDD，漏极经由电阻元件R31电耦合到双极晶体管Tr42的发射极，并且栅极耦合到运算放大器AMP31的输出端子。双极晶体管Tr42的基极和集电极都耦合到接地电压端子GND。
运算放大器AMP31产生与MOS晶体管Tr31的漏极电压和MOS晶体管Tr32的漏极电压之间的电位差对应的电压，并将所产生的电压输出到MOS晶体管Tr31至Tr34中每个的栅极。
在MOS晶体管Tr33中，源极耦合到电源电压端子VDD，漏极经由节点N3耦合到双极晶体管Tr43的发射极，并且栅极耦合到运算放大器AMP31的输出端子。双极晶体管Tr43的基极和集电极都耦合到接地电压端子GND。
在MOS晶体管Tr34中，源极耦合到电源电压端子VDD，漏极耦合到电阻元件R32和R33之间的节点N4(带隙参考电路的输出端子)，并且栅极耦合到运算放大器AMP31的输出端子。电阻元件R32和R33串联耦合在节点N3和接地电压端子GND之间。
MOS晶体管Tr34被配置为能够调节导通电阻。例如，MOS晶体管Tr34被配置有多个并联耦合的MOS晶体管和多个开关，其分别串联耦合到并联耦合的MOS晶体管，并且可以通过控制开关的接通/断开来调节源极-漏极电流。这使得可以调节流过MOS晶体管Tr34的电流与流过MOS晶体管Tr33的电流的比率m。
在MOS晶体管Tr35中，源极耦合到电源电压端子VDD，漏极经由电阻元件R34耦合到接地电压端子GND，并且栅极耦合到运算放大器AMP32的输出端子。
MOS晶体管Tr35被配置为能够调节导通电阻。例如，MOS晶体管Tr35被配置有多个并联耦合的MOS晶体管和分别串联耦合到该并联耦合的MOS晶体管的多个开关，并且可以通过控制开关的接通/断开来调节源极-漏极电流。这使得可以调节流过MOS晶体管Tr35的电流与流过MOS晶体管Tr36的电流的比率α。
运算放大器AMP32产生对应于在电阻元件R33上位置可选择的节点N6处的电压Vref0与MOS晶体管Tr35的漏极电压V5(节点N5处的电压)之间的电位差的电压，并将所产生的电压输出到MOS晶体管Tr35和Tr36中每个的栅极。
在MOS晶体管Tr36中，源极耦合到电源电压端子VDD，漏极耦合到开关SW31和SW32，并且栅极耦合到运算放大器32的输出端子。流过MOS晶体管Tr36的电流Iref经由开关SW31输出，并且还经由开关SW32输出到芯片外部。
可以将恒定电流Iref调节到期望值，例如，通过基于监测输出到芯片外部的恒定电流Iref的结果来调节流过MOS晶体管Tr34的电流、改变节点N6在电阻元件R33上的位置或调节流过MOS晶体管Tr35的电流。
接下来，将描述恒流源102如何产生恒定电流Iref以及如何调节恒定电流Iref。首先，等于流过MOS晶体管Tr31的电流I1的电流I2流过MOS晶体管Tr32。与流过MOS晶体管Tr32的电流I2相等的电流I3流过MOS晶体管Tr33。
此时，被表示为电流I31的电流I3的一部分流过双极晶体管Tr43。因此，节点N3处的电压表示双极晶体管Tr43的基极-发射极电压Vbe3。被表示为电流I32的电流I3的剩余部分流过电阻元件R32和R33。为流过MOS晶体管Tr33的电流I3的m倍大的电流I4流过MOS晶体管Tr34。
此时，节点N3处的电压Vbe3由等式(1)表示，其中：V4是节点N4处的电压(带隙参考电路的输出电压)；R331是电阻元件R33的一部分的电阻值，所述部分位于在电阻元件R33上位置可选择的节点N6和节点N4之间；R332是节点N6和接地电压端子GND之间的电阻元件部分的电阻值。
Vbe3＝I32·R32+V4
＝I32·R32+(I32+I4)(R331+R332)
＝I32(R32+R331+R332)+I4(R331+R332)
…(1)
从等式(1)，电流I32由以下等式(2)表示。
节点N6处的电压Vref0由以下等式(3)表示。
因此，恒定电流Iref由以下等式(4)表示。
在等式(4)的右手侧，VBE3具有负的温度特性且ΔVbe具有正的温度特性。因此，通过切换MOS晶体管TR33的导通电阻来调节ΔVbe的系数m，使得可以调节恒定电流Iref的温度特性。理想地，恒定电流Iref可以保持恒定，而与温度无关(参见图8中的“在温度修整之后”)。
另外，通过切换MOS晶体管Tr35的导通电阻来调节等式(4)的右侧的系数α，可以调节恒定电流Iref的绝对值。此外，通过改变电阻元件R33上的节点N6的位置来调节电阻分量R331和R332的电阻值，使得可以进一步精细地调节恒定电流Iref的绝对值(参见图8中的“修整后”)。
这允许恒流源102输出恒定电流Iref，而与温度无关。
电阻元件R1和R2优选地彼此相邻定位。因此，电阻元件R1和R2的操作特性可以彼此接近(理想地，均衡)，使得电阻元件R1和R2的电阻值的变化可以在AD转换器101处抵消。具体而言，输入电压Vin的对应于电阻元件R1的电阻值变化的分量和参考电压Vref的对应于电阻元件R2的电阻值变化的分量可以在AD转换器101处抵消。
如上所述，在本实施例的电流检测电路100中，AD转换器101使用恒流源102的输出电流Iref和由电阻元件R2产生的参考电压Vref对由输入电流Iin和电阻元件R1产生的输入电压Vin进行AD转换。以这种方式，本实施例的电流检测电路100可以抵消AD转换器101处的电阻元件R1和R2的电阻值变化，从而可以提高电流检测的精度。
已经基于电流检测单元12检测流过作为高侧驱动器的驱动晶体管MN1的电流以及流过作为低侧驱动器的驱动晶体管MN2的电流的情况描述了本实施例，但也可以使用备选配置。例如，电流检测单元12可以被配置为仅检测流过驱动晶体管MN1和MN2中的任一个的电流。
(电流检测单元12的修改示例)
图9示出了电流检测单元12的修改示例，该电流检测单元12检测流过作为电流检测单元12a的电磁驱动器11的电流。如图9所示，与电流检测单元12相比电流检测单元12a还包括恒流源108和109、晶体管Tr24、选择器SL1和减法器110。以下对本实施例的描述基于晶体管Tr24是N沟道MOS晶体管的情况。
恒流源108位于电源电压端子VDD和节点N11之间并输出恒定电流IshH，所述节点N11位于晶体管Tr11的源极与运算放大器AMP1的非反相输入端子之间。晶体管Tr24位于运算放大器AMP2的非反相输入端子和接地电压端子GND之间，并起到电阻元件的作用。恒流源109位于电源电压端子VDD和运算放大器AMP2的非反相输入端子之间，也位于电源电压端子VDD和晶体管Tr24的漏极之间，并输出恒定电流IshL。选择器SL1根据电流检测的目标选择性地输出常数DH和DL之一。减法器110设置在数字信号Dout的输出路径上，并输出少于由选择器SL1选择的常数的数字信号Dout。
(恒流源108和109的具体配置示例)
图10是示出恒流源108和109的具体配置示例的电路图。如图10所示，通过添加晶体管Tr37和TR38到恒流源102实现恒流源108和109。以下对本实施例的描述基于晶体管Tr37和Tr38都是P沟道MOS晶体管的情况。
晶体管Tr37和Tr38与晶体管Tr36并联设置，并且每个晶体管Tr37和Tr38的栅极被施加有运算放大器AMP32的输出电压。在这种配置中，恒定电流IshH流过晶体管Tr37，并且恒定电流IshL流过晶体管Tr38。
电流检测单元12a的其他部分与电流检测单元12的相应部分相同，因此下面将不再描述它们。
当恒定电流IshH从恒流源108提供给节点N11时，电流Iin流过电流检测电路100，所述电流Iin为流过晶体管Tr11的电流和用作有意偏移电流的恒定电流IshH之和。这使得即使当输入电流Iin包括偏移变化时，AD转换器101也可以执行AD转换而不产生任何死区区域(参见图11)。
在检测到流过驱动晶体管MN1的电流的情况下，通过选择器SL1选择常数DH。减法器110输出小于常数DH的数字信号Dout。结果，在从AD转换器101输出的数字信号Dout中，去除了与由恒定电流IshH引起的变化相对应的部分。
类似地，当恒定电流IshL从恒流源109提供给运算放大器AMP2的非反相输入端子时，电流Iin流过电流检测电路100，所述电流Iin为流过晶体管Tr21的电流和作为有意偏移电流的恒定电流IshL之和。这使得即使当输入电流Iin包括偏移变化时，AD转换器101也可以执行AD转换而不产生任何死区区域(参见图11)。
在检测到流过驱动晶体管MN2的电流的情况下，通过选择器SL1选择常数DL。减法器110输出小于常数DL的数字信号Dout。这样，在从AD转换器101输出的数字信号Dout中去除了与由恒定电流IshL引起的变化相对应的部分。
接下来，将描述电流检测电路100的修改示例。
(电流检测电路100的第一修改示例)
图12是示出电流检测电路100的第一修改示例的电路图。如图12所示，与电流检测电路100相比，电流检测电路100a还包括电压跟随器VF1，其输出相同电位的参考电压Vref。电流检测电路100a的其他部分与电流检测电路100的相应部分相同，因此下面将不再描述它们。
包括位于参考电压Vref的产生源和AD转换器101之间的电压跟随器VF1的电流检测电路100a可以减小参考电压Vref的稳定误差。
(电流检测电路100的第二修改示例)
图13是示出作为电流检测电路100b的电流检测电路100的第二修改示例的电路图。如图1所示。如图13所示，与电流检测电路100相比，电流检测电路100b还包括电压跟随器VF2，其输出相同电位的输入电压Vin。电流检测电路100b的其他部分与电流检测电路100的相应部分相同，因此下面将不再描述它们。
包括位于输入电压Vin的产生源和AD转换器101之间的电压跟随器VF2的电流检测电路100b可以减小输入电压Vin的稳定误差。
电流检测电路100b还可以包括位于参考电压Vref的产生源和AD转换器101之间的电压跟随器VF1。
第二实施例
图14是示出根据本发明第二实施例的电流检测电路200的配置示例的电路图。如图14所示，与电流检测电路100相比，电流检测电路200包括AD转换器201来代替AD转换器101。与AD转换器101相比，AD转换器201不仅包括电容器阵列DA转换单元103，还包括电阻器串DA转换单元107。
在AD转换器201中，在数字信号的多个位中，高阶位的值由电容器阵列DA转换单元103进行DA转换，并且剩余的低阶位的值由电阻串DA转换单元107进行DA转换。电阻元件R2不仅用于产生参考电压Vref，而且用作构成DA转换单元107的元件之一。
具体而言，DA转换单元107包括形成电阻元件R2的多个电阻元件(梯形电阻器)R107和多个开关SW107，所述多个开关SW107设置在多个电阻元件R107之间的节点与DA转换单元103的虚拟电容器C103d的一侧上的电极之间。基于操作模式和要进行DA转换的数字信号值，比较控制单元106控制多个开关SW107的接通/断开。多个开关SW107构成开关单元。
例如，在电容器阵列DA转换单元103的保持模式中，在包括在电阻器串DA转换单元107中的多个开关SW107中，仅耦合到接地电压端子GND的一个开关接通。与AD转换器101的情况中一样，这导致接地电压GND施加到DA转换单元103的虚拟电容器C103d的一侧上的电极。随后，当在电荷再分布模式中，DA转换单元103完成高阶位的DA转换时，DA转换单元107对低阶位进行DA转换。
具体地，基于从比较控制单元106输出的数字信号的低阶位的值，多个开关SW107中的一个开关接通。结果，与数字信号的低阶位的值对应的模拟电压被施加到虚拟电容器C103d的一侧上的电极。此时，比较器105将从DA转换单元103输出的模拟电压和从DA转换单元107输出的模拟电压的合成模拟电压与输入电压Vin进行比较。基于比较器105进行的比较的结果，比较控制单元106改变多个开关SW107中要接通的开关SW107。重复这样的操作以确定数字信号Dout的值。
如上所述，本实施例的电流检测电路200可以呈现与电流检测电路100的效果相同的效果。此外，在本实施例的电流检测电路200中，电阻元件R2不仅用于产生参考电压Vref，而且用作AD转换器201中包括的DA转换单元107的梯形电阻器。这抑制了电流消耗的增加和电路规模的扩大。
接下来，将描述电流检测电路200的修改示例。
(电流检测电路200的第一修改示例)
图15是示出作为电流检测电路200a的电流检测电路200的第一修改示例的电路图。如图15所示，在电流检测电路200a中，与电流检测电路200相比，整个电阻元件R2用于产生参考电压Vref，并且电阻元件R2的一部分用于产生参考电压Vref并且也用作DA转换单元107的梯形电阻器。
具体而言，DA转换单元107包括形成电阻元件R2的一部分的多个电阻元件R107和多个开关SW107，所述多个开关SW107设置在位于多个电阻元件R107之间的节点与DA转换单元103的虚拟电容器C103d的一侧上的电极之间。电阻元件2的其余部分与多个电阻元件R107并联设置。
电流检测电路200a的其他部分和操作与电流检测电路200的相应部分和操作相同，因此下面将不再描述它们。
电流检测电路200a可以呈现与电流检测电路200的效果相同的效果。
(电流检测电路200的第二修改示例)
图16是示出作为电流检测电路200b的电流检测电路200的第二修改示例的电路图。如图16所示，与电流检测电路200相比，电流检测电路200b还包括电压跟随器VF1，该电压跟随器VF1输出相同电位的参考电压Vref。电流检测电路200b的其他部分与电流检测电路200的相应部分相同，因此下面将不再描述它们。
包括位于参考电压Vref的产生源和AD转换器201之间的电压跟随器VF1的电流检测电路200b可以减小参考电压Vref的稳定误差。
(电流检测电路200的第三修改示例)
图17是示出作为电流检测电路200c的电流检测电路200的第三修改示例的电路图。如图17所示，与电流检测电路200相比，电流检测电路200c还包括电压跟随器VF2，电压跟随器VF2输出相同电位的输入电压Vin。电流检测电路200c的其他部分与电流检测电路200的相应部分相同，因此下面将不再描述它们。
包括位于输入电压Vin的产生源和AD转换器201之间的电压跟随器VF2的电流检测电路200c可以减小输入电压Vin的稳定误差。
电流检测电路200c还可以包括位于参考电压Vref的产生源和AD转换器101之间的电压跟随器VF1。
(电流检测电路200的第四修改示例)
图18是示出作为电流检测电路200d的电流检测电路200的第四修改示例的电路图。包括在电流检测电路200d中的AD转换器具有斩波功能。
如图18所示，电流检测电路200d包括AD转换器201d来代替AD转换器201。AD转换器201d包括DA转换单元203来代替电容器阵列DA转换单元103和DA转换单元207来代替电阻器串DA转换单元107。
DA转换单元203具有包括两个电容器阵列DA转换单元103的配置。两个DA转换单元103中的一个(下文中称为“DA转换单元103a”)设置在比较器105的一个输入端子侧上。两个DA转换单元103中的另一个(下文中称为“DA转换单元103b”)设置在比较器105的另一个输入端子侧上。
DA转换单元207包括：形成电阻元件R2的多个电阻元件R107；多个开关SW107，设置在位于多个电阻元件R107之间的节点与DA转换单元103a的虚拟电容器的一侧上的电极之间；以及多个开关SW207，设置在位于多个电阻元件R107之间的节点与DA转换单元103b的虚拟电容器的一侧上的电极之间。基于操作模式和要进行DA转换的数字信号的值，由比较控制单元106控制多个开关SW107和多个开关SW207的接通/断开。
例如，在DA转换单元203中包括的两个DA转换单元103a和103b中DA转换单元103a执行DA转换的情况下，DA转换单元103b中包括的多个电容器的一侧上的电极均被施加有接地电压GND(在图19所示的示例中，在DA转换单元103b中包括的多个开关中，由实线包围的那些开关保持接通)。在上述状态下，当输入电压Vin被施加到DA转换单元103a中包括的多个电容器的一侧上的每个电极时，输入电压Vin被采样(在图19所示的示例中，在包括在DA转换单元103a中的多个开关中，由实线包围的那些开关保持接通)。
在随后的电荷再分布模式中，DA转换单元103a以与在上述DA转换单元103的情况中使用的方式类似的方式执行切换(在图20所示的示例中，在包括在DA转换单元103a中的多个开关和包括在DA转换单元207中的多个开关SW107中，控制由虚线包围的那些开关的接通/断开)。这确定了数字信号Dout的值。
在DA转换单元203中包括的两个DA转换单元103a和103b中，在DA转换单元103b执行DA转换的情况下，DA转换单元103a中包括的多个电容器的一侧上的电极均被施加有接地电压GND(在图21所示的示例中，在DA转换单元103a中包括的多个开关中，由实线包围的那些开关保持接通)。在上述状态下，当输入电压Vin被施加到DA转换单元103b中包括的多个电容器的一侧上的每个电极时，输入电压Vin被采样(在图21所示的示例中，在包括在DA转换单元103b中的多个开关中，由实线包围的那些开关保持接通)。
在随后的电荷再分布模式中，DA转换单元103b以与上述DA转换单元103的情况中使用的方式类似的方式执行切换(在图22所示的示例中，在包括在DA转换单元103b中的多个开关和包括在DA转换单元207中的多个开关SW207中，控制由虚线包围的那些开关的接通/断开)。这确定了数字信号Dout的值。
如上所述，通过使用斩波功能，电流检测电路200d可以抑制偏移变化、INL(积分非线性误差)和DNL(差分非线性误差)。
第三实施例
图23是示出根据本发明第三实施例的电流检测电路300的配置示例的图。如图23所示，电流检测电路300根据从外部输入的电流Iin产生一对差分输入电压Vinp和Vinn，并对差分输入电压进行AD转换。
具体而言，与电流检测电路100相比，电流检测电路300包括AD转换器301来代替AD转换器101。从外部提供的电流Iin流过电阻元件R1。这使得输入电压Vinp从电阻元件R1的一个端子输出并且输入电压Vinn从电阻元件R1的另一个端子输出。
AD转换器301对这对差分输入电压Vinp和Vinn进行AD转换，并输出由AD转换产生的数字信号Dout。换句话说，AD转换器301对输入电压Vinp和Vinn之间的电压差进行AD转换，并输出由AD转换产生的数字信号Dout。
(电流检测电路300的具体配置示例)
图24是示出电流检测电路300的具体配置示例的电路图。如图24所示，电流检测电路300包括AD转换器301来代替AD转换器101。AD转换器301包括DA转换单元303、前置放大器104、开关SW104、比较器105和比较控制单元106。
DA转换单元303基本上具有与图18所示的电流检测电路200d中包括的DA转换单元203的电路配置类似的电路配置。然而，注意，在DA转换单元303中包括的两个DA转换单元103a和103b中，DA转换单元103a被提供有输入电压Vinp来代替输入电压Vin，输入电压Vinp是差分输入电压之一，并且DA转换单元103b被提供有输入电压Vinn来代替输入电压Vin，输入电压Vinn是差分输入电压中的另一个。
如上所述，本实施例的电流检测电路300可以呈现与根据第一实施例和第二实施例的电流检测电路的效果相同的效果。
已经基于电流检测电路300根据从外部输入的电流Iin产生一对差分输入电压Vinp和Vinn的情况描述了本实施例，但是电流检测电路300不限于上述配置。可以改变电流检测电路300的配置，使得从外部输入的两个电流产生一对差分输入电压Vinp和Vinn。下面将简要描述这种配置。
(电流检测电路300的修改示例)
图25是示出作为电流检测电路300a的电流检测电路300的修改示例的图。如图25所示，电流检测电路300a根据从外部输入的两个电流产生一对差分输入电压，并对差分输入电压进行AD转换。
具体而言，与电流检测电路300相比较，电流检测电路300a还包括电阻元件Rdm。从外部提供的电流Iin流过电阻元件R1。这使得输入电压Vinp在电阻元件R1的一端处产生。从外部提供的电流Idm被提供给电阻元件Rdm。这使得输入电压Vinn在电阻元件Rdm的一端处产生。
AD转换器301对这对差分输入电压Vinp和Vinn进行AD转换，并输出由AD转换产生的数字信号Dout。换句话说，AD转换器301对输入电压Vinp和Vinn之间的电压差进行AD转换，并输出由AD转换产生的数字信号Dout。
电阻元件R1、R2和Rdm优选地相邻定位。因此，电阻元件R1、R2和Rdm的操作特性可以相互近似(理想地，均衡)，使得电阻元件R1、R2和Rdm的电阻值的变化可以在AD转换器301处抵消。
(电阻元件R1和R2的平面图)
图26是电阻元件R1和R2的布局的平面图。如图26所示，电阻元件R2在矩形布局区域的x轴方向与中央部分中的虚拟电阻元件一起定位。电阻元件R1分成两部分，都分别在电阻元件R2和虚拟电阻元件的两侧沿y轴方向延伸。电阻元件R1的一端与电阻元件R2的一端一起耦合到接地电压GND线，而电阻元件R1的另一端耦合到参考电压Vref线。电阻元件R1的另一端将被提供有输入电流Iin。
如图15所示的配置中那样，在电阻元件R2的一部分用作梯形电阻器R107的情况下，梯形电阻器R107沿矩形布局区域的外周边部分定位。这使得易于从梯形电阻器之间的节点提取电压。
图26中所示的布局配置可用于电流检测电路100、200和300及其修改中的任一个。
(电阻元件R1、R2的电阻值的电流依赖性与电流检测误差之间的关系)
图27是示出电阻元件R1和R2的电阻值的电流依赖性与电流检测误差之间的关系的图。通常，电阻元件的电阻值随流过电阻元件的电流值而变化。在图27所示的示例中，当流过电阻元件R1的输入电流Iin较大时，电阻元件R1的电阻值较小。在电阻元件R2的情况下，由于流过电阻元件R2的电流Iref是恒定的，所以电阻元件R2的电阻值是恒定的，而不受输入电流Iin的影响。这产生取决于输入电流Iin的电流检测误差。在图27所示的示例中，随着输入电流Iin从0A增加，电流检测误差变大直到达到峰值，然后在达到峰值之后，逐渐变小。
电阻元件的电阻值的电流依赖性可归因于流过电阻元件的电流产生的热量。因此，均衡流过电阻元件R1和R2的电流的密度使电阻元件R1和R2的电阻值相等，并消除了电流检测误差。具体地说，通过设计使得Iinx约为Iinfs的0.83倍可以抑制电流检测误差：其中Iinx是当流过电阻元件R1和R2的电流的密度相等时输入电流Iin的值，并且Iinfs是输入电流Iin的最大值(满量程值)。这将在下面详细描述。
图28是示出在实施改进措施之后、在电阻元件R1和R2的电阻值的电流依赖性与电流检测误差之间的关系的图。当电流检测误差ΔI可以通过输入电流Iin的二次函数近似时，输入电流Iin和电流检测误差ΔI之间的关系可以如图29所示。
在这种情况下，电流检测误差ΔI可以用下面的等式(5)表示，其中a是常数。
ΔI＝-a·Iin(Iin-Iinx)…(5)
电流检测误差ΔI的最大值ΔImax和最小值ΔImin由等式(6)和(7)表示。
ΔImin＝-a·Iinfs(Iinfs-Iinx)
＝-a·Iinfs2+a·Iinfs·Iinx…(7)
当下面的等式(8)成立时，电流检测误差ΔI的绝对值变为最小值。
ΔImax＝-ΔImin…(8)
根据等式(6)、(7)和(8)，建立下面的等式(9)。
根据等式(9)，下面的等式(10)成立。
根据等式(10)，Linx表示为以下等式(11)。
由于Linx是正值，因此可以表示为下面的等式(12)。
因此，可以通过设计使得Iinx是输入电流Iin的最大值Iinfs的0.83倍来抑制电流检测误差ΔI。
如上所述，在根据第一实施例至第三实施例的每个电流检测电路中，AD转换器使用恒流源的输出电流Iref和通过电阻元件R2产生的参考电压Vref对由输入电流Iin和电阻元件R1产生的输入电压Vin进行AD转换。这使得根据第一实施例至第三实施例的每个电流检测电路可以抵消AD转换器处的电阻元件R1和R2的电阻值变化，从而提高电流检测精度。
已经基于实施例具体地描述了由本发明人做出的发明，但是本发明不限于前述实施例，并且可以在不脱离本发明的范围的情况下以各种方式进行修改。
已经分别基于包括在电流检测电路100、200和300中的AD转换器是逐次逼近AD转换器的情况描述了第一实施例至第三实施例，但是电流检测电路100、200和300不限于逐次逼近AD转换器。它们可以是例如如图30所示的闪存AD转换器或如图31所示的ΔΣ型AD转换器。此外，AD转换器不限于对单端输入电压进行AD转换的配置，并且它们可以被配置为对差分输入电压进行AD转换。
例如，闪存AD转换器包括：设置在参考电压Vref和接地电压GND之间的梯形电阻器107；比较在梯形电阻器R107上提供的多个节点处的电压和输入电压Vin的多个比较器；以及基于多个比较器处的比较结果产生与输入电压Vin对应的数字信号Dout的编码器。梯形电阻器R107被提供为用于产生参考电压Vref的电阻元件R2。
尽管已经基于将电流检测电路100、200和300应用于包括在电磁驱动器11中的电流检测单元12的情况描述了前述第一实施例至第三实施例，但是电流检测电路100、200和300的应用的对象不限于电流检测单元12。电流检测电路100、200和300可以应用于检测输入电流并将输入电流转换为数字信号所需的任何电路。下面将描述电流检测电路应用的示例情况。
(电流检测电路100的应用示例)
图32是示出应用了电流检测电路100的半导体器件22的配置示例的电路图。如图32所示，半导体器件22包括光电二极管PD1和电流检测电路100。
光电二极管PD1将照射的光转换为电流Iin。电流检测电路100通过将从光电二极管PD1输出的电流Iin转换为输入电压Vin并对输入电压Vin进行AD转换来输出数字信号Dout。
电流检测电路100可以高精度地检测从光电二极管PD1输出的电流Iin，并将检测到的电流In作为数字信号Dout输出。
(电流检测电路300a的应用示例)
图33是示出应用了根据第三实施例的电流检测电路300a的半导体器件32的配置示例的电路图。如图33所示，半导体器件32包括光电二极管PD1和PD2以及电流检测电路300a。
光电二极管PD1将照射的光转换为电流Iinp。当光照射被阻挡时(在没有光照射的情况下)，光电二极管PD2输出电流(虚拟电流)Iinn。电流检测电路100将从光电二极管PD1和PD2输出的电流Iinp和Iinn转换为输入电压Vinp和Vinn，并通过AD转换输入电压Vinp和Vinn来输出数字信号Dout。
电流检测电路100d可以高精度地检测光电二极管PD1的减去暗电流的输出电流Iinp，并将检测到的电流作为数字信号Dout输出。
光电二极管PD1和PD2优选地在它们之间具有相同的操作特性。因此，变得可以从光电二极管PD1的输出电流Iinp中精确地减去暗电流。
此外，在根据前述实施例的半导体器件的配置中，半导体衬底、半导体层和扩散层(扩散区域)的导电类型(p型和n型)可以反转。即，在包括两种导电类型n和p的半导体器件中，一种作为第一导电类型而另一种作为第二导电类型，第一导电类型可以是p型而第二导电类型是n型，或者备选地，第一导电类型可以是n型而第二导电类型是p型。

Claims (20)

1.一种电流检测电路，包括：
第一电阻元件，其将从外部提供的输入电流转换为输入电压；
第一恒流源；
第二电阻元件，其将所述第一恒流源的输出电流转换为参考电压；以及
AD转换器，其使用所述参考电压对所述输入电压进行AD转换。
2.根据权利要求1所述的电流检测电路，
其中，所述AD转换器是逐次逼近AD转换器，包括：
电容器阵列型的第一DA转换单元，其使用所述参考电压作为满量程值来将数字信号转换为第一模拟电压；
比较器，其比较所述第一模拟电压和所述输入电压；以及
比较控制单元，其输出与所述比较器作出的比较结果对应的所述数字信号。
3.根据权利要求2所述的电流检测电路，
其中，所述AD转换器还包括电阻器串型的第二DA转换单元，
其中，所述第一DA转换单元被配置为将第一部分数字信号转换为所述第一模拟电压，所述第一部分数字信号包括所述数字信号中包含的多个位中的一部分位，
其中，所述第二DA转换单元包括：
梯形电阻器，其设置在出现所述参考电压的节点和出现接地电压的节点之间；以及
开关单元，其基于第二部分数字信号选择性地输出在所述梯形电阻器上设置的多个节点之一处的电压作为第二模拟电压，所述第二部分数字信号包括所述数字信号中包含的多个位中的剩余位，以及
其中，所述比较器被配置为将从所述第一DA转换单元输出的所述第一模拟电压和从所述第二DA转换单元输出的所述第二模拟电压的合成电压与所述输入电压进行比较。
4.根据权利要求3所述的电流检测电路，其中，所述第二电阻元件的整体或一部分在被用于产生所述参考电压的同时，还用作所述梯形电阻器。
5.根据权利要求2所述的电流检测电路，
其中，所述AD转换器还包括电容器阵列型的第三DA转换单元，其使用所述参考电压作为满量程值将所述数字信号转换为第二模拟电压，以及
其中，所述比较器被配置为选择性地比较所述输入电压与所述第一模拟电压和所述第二模拟电压之一。
6.根据权利要求2所述的电流检测电路，
其中，所述AD转换器还包括电容器阵列型的第三DA转换单元，其使用所述参考电压作为满量程值将所述数字信号转换为第二模拟电压，
其中，所述第一电阻元件被配置为将所述输入电流转换为差分输入电压，以及
其中，所述比较器被配置为将所述差分输入电压中的一个差分输入电压与所述第一模拟电压进行比较，并且将所述差分输入电压中的另一个差分输入电压与所述第二模拟电压进行比较。
7.根据权利要求2所述的电流检测电路，
其中，所述AD转换器还包括：
电容器阵列型的第三DA转换单元，其使用所述参考电压作为满量程值来将所述数字信号转换为第二模拟电压，以及
第三电阻元件，
其中，所述第一电阻元件将所述输入电流转换为所述差分输入电压中的一个差分输入电压，
其中，所述第三电阻元件将第二输入电流转换为所述差分输入电压中的另一个差分输入电压，以及
其中，所述比较器被配置为将所述差分输入电压中的所述一个差分输入电压与所述第一模拟电压进行比较，并且将所述差分输入电压中的所述另一个差分输入电压与所述第二模拟电压进行比较。
8.根据权利要求1所述的电流检测电路，还包括第一电压跟随器，其输出处于相同电位的所述参考电压，
其中，所述AD转换器被配置为使用从所述第一电压跟随器输出的所述参考电压对所述输入电压进行AD转换。
9.根据权利要求1所述的电流检测电路，还包括第二电压跟随器，其输出处于相同电位的所述输入电压，
其中，所述AD转换器被配置为对从所述第二电压跟随器输出的所述输入电压进行AD转换。
10.根据权利要求1所述的电流检测电路，还包括：
第一电压跟随器，其输出处于相同电位的所述参考电压，以及
第二电压跟随器，其输出处于相同电位的所述输入电压，
其中，所述AD转换器被配置为使用从所述第一电压跟随器输出的所述参考电压对从所述第二电压跟随器输出的所述输入电压进行AD转换。
11.根据权利要求1所述的电流检测电路，
其中，所述第一电阻元件和所述第二电阻元件彼此相邻地定位。
12.根据权利要求1所述的电流检测电路，
其中，所述第一电阻元件和所述第二电阻元件被配置为在操作特性上相同。
13.根据权利要求1所述的电流检测电路，其中，所述第一恒流源包括：
第一晶体管，其设置在电源电压端子和接地电压端子之间，并且第一电流流过所述第一晶体管；
双极晶体管，其设置在所述第一晶体管的输出节点和所述接地电压端子之间，并且其中基极和集电极耦合；
第四电阻元件和第五电阻元件，其设置为与所述双极晶体管并联，并且串联在所述第一晶体管的所述输出节点和所述接地电压端子之间；
第二晶体管，其向所述第四电阻元件和所述第五电阻元件之间的节点提供与所述第一电流成比例的第二电流，并且被配置为允许导通电阻调节；
第三晶体管和第六电阻元件，其串联设置在所述电源电压端子和所述接地电压端子之间，并且被配置为能够进行导通电阻调节；
放大器电路，其放大所述第五电阻元件上的多个节点中的选定节点处的电压与所述第三晶体管和所述第六电阻元件之间的节点处的电压之间的电位差，并且将所述放大的结果输出到所述第三晶体管的控制端子；以及
第四晶体管，其输出与流过所述第三晶体管的电流成比例的电流作为所述参考电压。
14.一种半导体器件，包括：
第一光电二极管，其将照射的光转换成电流；以及
根据权利要求1所述的电流检测电路，从所述第一光电二极管输出的电流被输入到所述电流检测电路。
15.根据权利要求14所述的半导体器件，还包括被处理用于照射阻挡的第二光电二极管，
其中，所述电流检测电路还包括第三电阻元件，所述第三电阻元件将从所述第二光电二极管输出的电流转换为虚拟电压，以及
其中，所述AD转换器被配置为对包括所述输入电压和所述虚拟电压的差分输入电压进行AD转换。
16.根据权利要求15所述的半导体器件，
其中，所述第一光电二极管和所述第二光电二极管被配置为具有相同的操作特性。
17.一种半导体器件，包括：
感测晶体管，电流流过所述感测晶体管，所述电流与流过驱动晶体管的电流成比例，以控制流过负载的电流的供应；以及
根据权利要求1所述的电流检测电路，流过所述感测晶体管的所述电流被输入到所述电流检测电路作为所述输入电流。
18.根据权利要求17所述的半导体器件，还包括：
第二恒流源，其向流过所述感测晶体管的所述电流增加预定量的电流；以及
减法器，其从由包括在所述电流检测电路中的所述AD转换器作出的AD转换的结果中减去由所述预定量的电流造成的变化量，
其中，向所述电流检测电路输入流过所述感测晶体管的所述电流和所述预定量的电流之和作为所述输入电流。
19.一种半导体系统，包括：
驱动晶体管，其基于脉冲信号控制流过负载的电流的供应；
电流检测单元，其间接地检测流过所述驱动晶体管的电流；以及
控制电路，其基于通过所述电流检测单元的电流检测的结果来控制所述脉冲信号的占空比，
其中，所述电流检测单元包括：
感测晶体管，与流过所述驱动晶体管的所述电流成比例的电流流过所述感测晶体管；以及
根据权利要求1所述的电流检测电路，流过所述感测晶体管的所述电流被输入到所述电流检测电路作为所述输入电流。
20.根据权利要求19所述的半导体系统，其中所述负载是电磁阀。
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