CN110100381A - 单电感器多输出调节器的改进 - Google Patents

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Abstract

公开了用于SIMO电压调节器的控制电路以及关联的电压调节器。该控制电路包括：用于将各个输出选择性连接到第一电感器端子的输出开关；以及控制器。在实施方式中，控制器使得各个输出周期性地连接到第一电感器端子达相应连接持续时间，其各自取决于在至少一个输出上在较早切换时段中采样的至少一个历史电压值。在另一实施方式中，周期性地切换对应连接持续时间的至少第一部分被首先计算的输出。在另一实施方式中，确定SIMO是否处于锁定条件；锁定条件是否有效；以及，如果无效，使用相应替代电压调节器来供应一个或更多个输出。

Description

单电感器多输出调节器的改进
本发明涉及用于电压调节器的控制电路，特别是用于单电感器多输出电压调节器的控制电路，其可操作以使用单电感器在多个输出中的每一个处提供独立调节电压。
单电感器单输出(SISO)DC-DC转换器(也称为DC-DC开关调节器)是本领域熟知的。开关用于使用作为切换时段的一部分(通常各自约为一半)的非交叠阶段来适当地存储和释放电感器中的能量。电路包括反馈控制回路以确保输出尽可能接近所需电压电平。示例包括降压(buck)、升压(boost)和降压-升压DC-DC转换器或开关调节器。
以前，为了提供能够向不止一个输出负载供应独立DC电压的开关调节器，各个单独的输出需要单独的电感器。由于电感器笨重并且难以集成，所以这些开关调节器需要更大的电路面积，并且也会由于与切换多个电感器关联的损耗而相对低效。
最近，描述了能够向两个或更多个输出提供独立DC电压的DC-DC开关调节器(以下，调节器)。这些称为单电感器多输出(SIMO)调节器的拓扑具有仅需要在芯片上连接或实现一个电感器的优点(电感器可实现在芯片上或芯片外)。因此，要连接的分立组件的数量(因此，连接的数量)或芯片上组件的数量以及随之需要的芯片上“占用空间”面积减小，最终降低了成本并改进了可靠性。这些调节器通过在电感器的输出侧部署附加开关来允许单电感器在两个或更多个输出之间时间共享而操作。
然而，与SISO调节器不同，由于所有输出共享一个公共电感器，所以一个或更多个输出的变化可影响其它输出。因此，SIMO调节器的设计提出了巨大挑战，特别是为了避免切换实例的交叉调节、不稳定和不正确控制。交叉调节是指一个输出上的负载改变导致另一输出上的补偿电压调节(因此，电压改变)。
将期望的是，提供一种具有改进的稳定性和/或减少的交叉调节的单电感器多输出电压调节器。
发明内容
在本发明的第一方面中，提供了一种用于单电感器多输出电压调节器的控制电路，该电压调节器包括电感器并且能够操作以在多个输出中的每一个处提供独立调节电压，该控制电路包括：输出开关，其用于将各个输出选择性连接到电感器的第一电感器端子；以及控制器，其能够操作以在多个切换时段中控制所述输出开关，使得在第一操作状态下，各个输出周期性地连接到第一电感器端子达相应连接持续时间，以在该输出处生成所述调节电压，其中，所述连接持续时间各自取决于在较早切换时段中在至少所述多个输出中的第一个上采样的至少一个历史电压值。
在本发明的第二方面中，提供了一种用于单电感器多输出电压调节器的控制电路，该电压调节器包括电感器并且能够操作以在多个输出中的每一个处提供独立调节电压，控制电路包括：输出开关，其用于将各个输出选择性连接到电感器的第一电感器端子；以及控制器，其能够操作以在多个切换时段中控制所述输出开关，使得在第一操作状态下，各个输出周期性地连接到第一电感器端子达相应连接持续时间，以在该处输出生成所述调节电压，其中，控制器能够操作以将所述多个输出中的一个指定为优先输出，所述优先输出是首先计算其相应连接持续时间的至少第一部分的输出，所述控制器还能够操作以使得优先输出的指定周期性地切换为所述多个输出中的不同一个。
在本发明的第三方面中，提供了一种用于单电感器多输出电压调节器的控制电路，该控制电路包括电感器并且能够操作以在多个输出中的每一个处提供独立调节电压，控制电路包括：输出开关，用于将各个输出选择性连接到电感器的第一电感器端子；以及控制器，其能够操作以在多个切换时段中控制所述输出开关，使得在第一操作状态下，各个输出周期性地连接到第一电感器端子达相应连接持续时间以在该输出处生成所述调节电压；所述控制器还能够操作以：确定电压调节器是否处于锁定条件；确定锁定条件是否有效；以及，如果锁定条件无效，则使用相应替代电压调节器来供应一个或更多个输出。
在本发明的第四方面中，提供了一种能够操作以在多个输出中的每一个处提供独立调节电压的单电感器多输出电压调节器，包括：任何前述方面的控制电路；和所述电感器。
此外，本发明的其它可选方面如所附从属权利要求中所公开。
附图说明
现在将仅作为示例参照附图描述本发明的实施方式，附图中：
图1是根据本发明的实施方式的单电感器多输出电压调节器；
图2是根据本发明的实施方式的单电感器多输出电压调节器的有限状态机的状态图；
图3(a)至图3(d)是示出根据本发明的实施方式的单电感器多输出电压调节器的电感器电流的行为的一系列时序图；
图4是示出根据本发明的实施方式的混合信号反馈回路中的延迟的时序图；
图5是描述根据本发明的实施方式的“启动”状态的流程图；
图6是描述根据本发明的实施方式的“稳态”状态的流程图；
图7是示例性误差函数及其分段线性近似的图线；以及
图8是示出根据本发明的实施方式的“稳态”状态的时序图；
具体实施方式
本文描述了用于减少单电感器多输出电压调节器的交叉调节和/或增加稳定性的方法以及实现这些方法的单电感器多输出电压调节器。所提出的方法在本文中被描述为每切换时段电荷控制激励循环(CCECSP)方法，并且适合于驱动一组开关以获得SIMO DC-DC调节器。本文描述了一种降压SIMO DC-DC调节器；然而，将容易显而易见的是，本公开不限于此，同样适用于升压SIMO DC-DC调节器或降压-升压SIMO DC-DC调节器。调节器可生成两个或更多个独立输出电压。独立输出电压可全部处于不同的电压电平，或者两个(或更多个)独立输出电压可处于相同的电平。
图1示出根据本文所描述的概念的能够调节两个独立输出的SIMO调节器。这样的调节器有时被称为单电感器双输出(SIDO)调节器。如所示，降压调节器包括一对输入侧电子开关101和一对输出侧开关102。应该注意的是，具有超过两个输出的调节器将需要附加开关，每输出至少一个额外开关，以及用于各个输出的附加电压和电流感测连接。还可针对各个附加输出提供附加低压差调节器(LDO)电路。
返回到图1的双输出示例，输出侧开关102将具有电感L的电感器104的第一电感器端子104a选择性地连接到相应输出：具体地，第一输出侧开关SW1将电感器连接到第一输出114，并且第二输出侧开关SW2将电感器连接到第二输出115。输入侧开关101将电感器104的第二端子104b选择性地连接到两个电源电压中的一个，并且包括负责允许电流从电压源VDD 103流过电感器104的高侧开关HS以及负责允许电流从电感器104朝着电压源VSS 105流动的低侧开关LS。
有限状态机(FSM)106接收通过相应模数转换器(ADC)(具体地，ADC1 107和ADC2108)数字化的表示在各个输出处感测的电压的数字信号。此外，由来自过电流检测器(OCD)109、零电流检测器(ZCD)110、过电压检测器(OVD)111和欠电压检测器(UVD)112以及来自低压差调节器(LDO)电路113的一组中断触发信号提供对FSM 106的输入。在所示SIDO中，各个输出的输出负载分别由针对第一输出114和第二输出115并联连接的相应电容器(C1、C2)和电阻器(R1、R2)对表示。桥式电容器CER 116连接在输出114、115之间，以便减小由于各个输出负载的电容器(C1、C2)引起的等效串联电阻(ESR)效应。另外，桥式电容器116减小相对输出上的电压降，从而减小交叉相关。在存在超过两个输出的实施方式中，可提供电容器切换网络以用于在任何时刻具有180度异相切换转变的两个输出之间切换桥式电容器。FSM 106将知道发生了哪些转变，因此可相应地控制电容器切换网络。
OCD 109、ZCD 110、OVD 111和UVD 112可各自包括基于开环比较器的检测电路。各个检测电路可包括传感器(适当地，电压传感器或电流传感器)以获得感测的(电压或电流)值。开环比较器通过将感测的值与对应阈值进行比较来将该感测的值转换为二进制指示符。二进制指示符将被设定为指示正常条件或异常条件(即，适当地，过电流条件、零电流条件、过电压条件或欠电压条件)的适当值。基于二进制指示符，可生成适当中断并将其存储在FSM 106的“电流状态”寄存器中。当检测到中断时，FSM 106转变为对应状态，如下一节中所述以及图3所示。
启动和稳态区域(regime)和中断管理的概述
图2示出根据FSM 106的操作状态的示例序列。在“重置”状态200之后，FSM的状态前进至“触发”状态210。在“触发”状态210下，所有模拟电路被初始化以确保它们完全进入区域状态(regime state)。在该状态之后，FSM转变为“启动”状态220并保持在该状态，直至输出114、115中的至少一个的第一电压电平超过所需电压电平。一旦发生这种情况，FSM106进入“稳态”状态230，在此期间，根据FSM 106中实现的CCECSP算法来确定输出114、115中的每一个的充电和放电循环的定时。在该“稳态”状态，FSM 106自适应地将横跨各个输出114、115产生的电压维持在所需电平。可存在两个或更多个附加状态，每个SIMO输出一个附加状态。具体地，在此示例中，提供(例如)在“稳态”状态下的操作被认为无效时进入的“LDO1”状态240和“LDO2”状态250。在这些状态中的每一个下采取的动作相似，不同之处在于涉及不同的输出，即，“LDO1”状态240对应于第一输出，“LDO2”状态250对应于第二输出。下面将更详细地说明“LDO1”状态和“LDO2”状态。“启动”状态220、“稳态”状态230以及“LDO1”状态240和“LDO2”状态250中的任一个之间的转变主要通过关于图1描述的中断信号来控制。
在“启动”状态220和“稳态”状态230期间，切换序列定义电感器连接到各个输出的相应持续时间。特定输出的“连接持续时间”是电感器连接到该输出的持续时间。各个输出的连接持续时间将包括与该输出对应的充电阶段和放电阶段，其各自为可变持续时间。因此，与各个输出对应的连接持续时间将是可变的，而其总和总是等于切换时段TSW。连接持续时间的充电阶段和放电阶段可包括时间段中的相邻时隙，或者其时隙可通过与其它输出对应的充电和/或放电阶段分离。切换时段内的特定连接持续时间的充电阶段和放电阶段的次序可变化和/或是任意的。
在本文所描述的具体示例(具有两个输出)中，第一输出的连接的持续时间包括第一充电阶段持续时间ta和第一放电阶段持续时间td之和，第二输出的连接持续时间包括第二充电阶段持续时间tb和第二放电阶段持续时间tc之和。相应持续时间ta、tb、tc、td的这四个不同阶段用于通过存储或释放电感器中的能量来传送或移除SIMO调节器的输出处的电荷。对于各个附加输出，将存在包括充电时段和放电时段的另一对应连接持续时间。
图3(a)示出这样的操作。(顶部)示出分成相应持续时间ta、tb、tc、td的四个阶段的切换时段期间的电感器电流对时间，这下面是在相同时间内用于开关HS、LS、SW1、SW2的对应开关控制信号。更具体地，四个不同的阶段包括：
·用于对第一输出114进行充电的持续时间ta的第一充电阶段，通过将开关HS和SW1闭合并将开关LS和SW2断开而获得；
·用于对第二输出115进行充电的持续时间tb的第二充电阶段，通过将开关HS和SW2闭合并将开关LS和SW1断开而获得；
·用于对第二输出115进行放电的持续时间tc的第一放电阶段，通过将开关LS和SW2闭合并将开关HS和SW1断开而获得；以及
·用于对第一输出114进行放电的持续时间td的第二放电阶段，通过将开关LS和SW1闭合并将开关HS和SW2断开而获得。
应该注意的是，本领域技术人员容易认识到，该原理可通过为各个附加输出提供额外开关(和控制信号)来扩展至任何数量的输出。持续时间ta、tb、tc和td之和(加上任何其它输出的任何附加持续时间)总是等于切换时段Tsw；然而，各个持续时间的单独持续时间(以及因此，各个输出的连接持续时间)可通过将描述的算法来调节。
图3(b)示出OCD或OVD中断状态下的切换序列。在所示的具体示例中，已从第一输出114调用了中断。切换序列包括持续时间ta的短的第一充电阶段以及持续时间td的相对较长的第一放电阶段，如图3(b)所示。需要注意，仅这些阶段是活动的，因为第二输出115的第二充电阶段的持续时间tb和第二放电阶段的持续时间tc各自被设定为零；即，ta<td并且tb＝tc＝0。这样切换确保了电感器电流IL(因此，第一输出114处的电压)的一致且快速的减小。类似地，在从第二输出115调用OCD或OVD中断的情况下，调节切换序列，使得tb<tc并且ta＝td＝0。在确定何时退出这种中断状态时，考虑针对第一输出触发OCD中断状态的示例。如所示，放电阶段的持续时间ta比充电阶段的持续时间td短。然而，在短充电阶段td期间，OCD电路保持活动。这允许通过OCD中断状态切换时段的结束确定所感测的电流是否已返回到正常条件或保持在异常(过电流)条件。关于所感测的电流是否处于正常或异常条件的确定可通过与阈值电流值进行比较来确定：例如，如果所感测的电流高于过电流阈值，则确定过电流条件。可相应地设定中断和“电流状态”寄存器。使用基本上类似的方法来确定何时退出OVD中断状态。
图3(c)示出已从第一输出114调用的ZCD或UVD中断状态期间的示例切换序列。调节阶段的持续时间，使得第一输出114的第一充电阶段的持续时间ta延长，而第一输出114的第一放电阶段的持续时间td减小。同样，需要注意，在这些中断期间，第二输出115的第二充电阶段的持续时间tb和第二放电阶段的持续时间tc各自被设定为零(即，ta>td并且tb＝tc＝0)。这样，该算法确保了电感器电流IL(因此，第一输出114上的电压)的一致且快速的增大。类似地，在从第二输出115调用ZCD或UVD中断的情况下，调节切换序列，使得tb>tc并且ta＝td＝0。确定应该何时退出ZCD或UVD状态类似于退出OCD或OVD状态，如已经描述的。
图3(d)示出LDO中断状态期间的示例切换序列，在此示例中，从第二输出115调用“LDO2”状态中断。在该“LDO2”状态，根据稳态算法来调节第一输出114的第一充电阶段的持续时间ta和第一放电阶段的持续时间td，而第二充电阶段的持续时间tb和第二放电阶段的持续时间tc被设定为零，因为现在由第二LDO(LDO2)，而非由SIMO供应第二输出115。类似地，如果从第一输出114调用LDO中断，则进入“LDO1”状态，其中在稳态操作中调节第二充电阶段的持续时间tb和第二放电阶段的持续时间tc并且ta＝td＝0，第一输出114由第一LDO(LDO1)供应。
时间和幅度分辨率
切换时段TSW内的时隙的可用分辨率(即，阶段持续时间ta、tb、tc和td以及因此，各个输出的“连接持续时间”)取决于所使用的技术的模拟和数字(混合信号)约束二者。增加这些时隙的分辨率需要构成调节器的混合信号反馈回路的带宽的对应增加。如果没有提供混合信号反馈回路中的补偿，则具有远高于切换时段TSW的带宽可例如导致SIMO的不稳定。参照图4，在此实施方式中，混合信号反馈回路被细分成三个部分。第一部分400包括输出电压的模拟预处理，包括通过各个输出的低通滤波器405和ADC 407的采样和量化。ADC 407可以是图1的ADC 107、108中的适当一个。第二部分410涉及“CCECSP”FSM 406(与FSM 106对应)，读取ADC 407输出，执行计算并确定用于SIMO调节器的致动和控制信号。第三部分420包括死区时间生成器425，接着是开关驱动器430和开关401(与成对开关101、102对应)。
在所呈现的具体示例性实施方式中，计算阶段持续时间ta、tb、tc和td的分辨率被设定为至少低于或等于切换时段的百分之一[TSW/100]。在更具体的示例中，时钟倍频器(clock multiplier)mck被定义为具有128的数字分辨率的切换时段TSW的数字表示。在实施方式中，该分辨率可通过5比特([0:32]间隔)系数MCLK延伸100％，即，mck＝128+MCLK*4。ADC 407的主要作用是在时间和幅度上将输出电压数字化。ADC的采样时段(即，1/FsADC)应该至少低于或等于切换时段TSW。用于ADC的预处理器具有FsADC/2的带宽BW以避免混叠。ADC采样在链内的TSW中引入延迟。ADC 407的比特数确定SIMO可稳定输出的精度。在此实施方式中，ADC具有10比特分辨率并用于设定调节器的幅度分辨率ARES，即，ARES＝VDD/1024。所提出的“CCECSP”FSM 406能够在6*ARES精度内控制输出电压。总累积延迟是SIMO系统稳定性所依赖于的另一参数，并且在这种背景下被限制为TSW+6*mck。由于这种不可避免的延迟，充电和放电阶段的有效最小时隙被限制为4*mck，即，由链的第三部分420引起的延迟。
“启动”和“稳态”算法状态机
图5是示出实现“启动”状态的算法状态机(ASM)的示例性算法的步骤的流程图。在“启动”状态下，该算法仅根据第一误差电压ve1和第二误差电压ve2之间的关系来确定阶段持续时间ta、tb、tc和td(以及因此，各个输出的连接持续时间)。第一误差电压ve1被计算为第一输出114处的电压vout1与输出114的预定所需电压电平vr1之差，第二误差电压ve2被计算为第二输出115处的电压vout2与输出115的预定所需电压电平vr2之差。如果一个误差电压低于另一个，则假设ASM中的最高优先级。该过程确保两个输出进入相应所需输出电压电平附近。只要在“启动”期间误差电压之一变为正，FSM状态就转变为“稳态”状态(图6)。
在步骤510，接收来自ADC 107、108的更新的数据，包括输出电压vout1、vout2和电源电压VDD的更新的值。在步骤520，确定误差电压ve1和ve2中的任一个是否已变为正。如果是，则进入“稳态”状态并且控制转变为图6的ASM。如果否，比较误差电压ve1和ve2(步骤530)：如果ve1<ve2，则给予对第一输出114进行充电以优先级(步骤540)，如果ve1>ve2，则给予对进行第二输出115充电以优先级(步骤550)，如果ve1＝ve2，则给予对两个输出114、115二者进行充电以相等的优先级(步骤560)。在每种情况下，该算法然后返回到步骤510。该原理可扩展至具有超过两个输出的布置方式。在这种方法中，比较来自所有输出的误差电压，并且充电优先级被指派给具有最高绝对误差电压的输出(在启动时，误差电压应该全部具有负值)，如果所有误差电压相等，则不指派优先级。当至少一个输出已达到其期望的电压(即，误差电压为正)时，该处理将结束。
在“稳态”状态下，阶段持续时间ta、tb、tc和td(以及因此，各个输出的连接持续时间)基于当前误差电压以及从至少一个输出采样的至少一个历史误差电压。图6是示出实现“稳态”状态的算法状态机(ASM)的示例性算法的步骤的流程图。在该“稳态”状态下，在初始(可选)步骤600中，设定初始优先输出，使得输出之一被指定为优先输出P。这确定首先针对哪一输出计算初始充电(或放电)阶段持续时间。该概念在下面的标题“使输出优先级交替”下更详细地说明。在优先输出固定的实施方式中，对于后缀为a和b的每一对步骤(例如，605a和605b)，可仅存在后缀为a的那些步骤(或者另选地，仅后缀为b的那些步骤)。在此示例中，初始切换优先级P被设定为第一输出(即，P＝l)，但是这仅仅是任意的。
在步骤602，接收来自ADC 107、108的更新的数据，包括输出电压vout1、vout2和电源电压VDD的最近采样的值。
在步骤605a(在此示例中，输出优先级被设定为第一输出)，第一充电阶段的持续时间或长度tak可通过持续时间tak-1的迭代更新来计算，其中离散步长k对应于切换时段TSW。在实施方式中，第一充电阶段持续时间tak可由下式计算：
其中coeff1是取决于误差电压ve1的历史的系数(该系数将稍后更详细地描述)，函数是取决于第一输出ve1k-1(即，先前迭代处)的误差电压与第一输出处的所需输出电压vr1之比的五步分段线性(样条)误差函数。该分段线性误差函数是如图7所示的误差函数的近似，该图是(虚线)和(实线)二者对的图线。所示的误差函数仅仅是示例性的，其实际形式对于本文所公开的概念而言不重要。因此，误差函数可采取与这里所示不同的形式。
在步骤610，检查在先前步骤中计算的充电阶段持续时间(这里，第一充电阶段持续时间tak)的饱和(min和max)。min饱和由技术约束施加(它是接通和断开成对开关101、102所需的最小时间)，而max饱和被计算为确保总切换时段内存在足够的时间用于计算并指派剩余时隙。然后计算部分残差res作为时钟倍频器mck与在先前步骤中计算的充电阶段持续时间以及与两个最小放电时隙min的差；即，下列中的适当一个：
res＝mck-tak-2min. 式(2a)
res＝mck-tbk-2min 式(2b)
在步骤615a，使用适用于第二输出的值按照与第一充电阶段持续时间tak类似的方式计算第二充电阶段持续时间tbk：
其中coeff2是取决于误差电压ve2的历史的系数，函数是取决于第二输出ve2k-1(即，先前迭代处)的误差电压与第二输出处的所需输出电压vr2之比的五步分段线性(样条)误差函数。
在步骤620a，第二放电阶段持续时间tck被计算为：
tck＝tbk*slope2 式(4)
其中：
在步骤625，确定是否发生中断：如果是，则在步骤630执行中断管理，并且算法返回到步骤602；如果否，则在步骤635a确定第二充电阶段持续时间tbk与第二放电阶段持续时间tck之和是否超过残差res。如果是，则在步骤640a，重新计算第二充电阶段持续时间tbk和第二放电阶段持续时间tck以通过比率slope2拟合残差。
该比率确保了在电流切换时段TSW中不发生第二输出的充电和放电的变化。因此，第二充电阶段持续时间tbk可被重新计算为：
然后利用重新计算的tbk根据式(4)重新计算第二放电阶段持续时间tck。
在步骤645a，第一放电阶段持续时间被计算为mck与其它阶段持续时间tak、tbk和tck之和的差；即，
tdk＝mck-tak-tbk-tck 式(7)
上述计算次序是示例性的。首先计算哪一连接持续时间或阶段(即，哪一输出被指定为优先输出)是设计选择问题。在上述具体示例中，首先针对与第一输出对应的连接持续时间(具体地，第一充电时段)执行计算。然而，可首先针对第二充电时段执行计算，即，在步骤600，初始切换优先级可被设定为第二输出(P＝2)。在这样的示例中，步骤605a、615a、620a、635a、640a、645a由步骤605b、615b、620b、635b、640b、645b代替，如下：
-在步骤605b中，可根据式(3)计算第二充电阶段持续时间tbk；
-在步骤615b中，可根据式(1)计算第一充电阶段持续时间tak；
-在步骤620b中，第一放电阶段持续时间tdk可被计算为：
tdk＝tak*slope1 式(8)
其中：
-在步骤635b中，将阶段持续时间之和tdk+tak与残差进行比较，如果更大，则在步骤640b中，第一充电阶段持续时间tak可被重新计算为：
并且利用重新计算的tak根据式(8)重新计算第一放电阶段持续时间tdk；并且
-在步骤645b中，第二放电阶段持续时间tck可被计算为：
tck＝mck-tak-tbk-tdk 式(11)
另外，当然，该算法将适于存在超过两个输出的情况，以计算各个输出的充电和放电阶段，并且可选地使得三个或更多个输出的输出优先级能够被设定和/或变化，使得各个输出可被指定为优先输出。
可选地(如下面详细描述的)，可在操作期间周期性地切换计算次序(即，指定的优先输出)以减少交叉调节。另外，尽管上述示例示出首先计算充电阶段(基于历史平均，如下一节中描述的)，但是可首先这样计算放电阶段。
输出电压平均的历史
在步骤650，更新系数coeff1和coeff2。随着对应输出处的误差电压的大小相对于该误差电压的历史平均的大小增大，这些系数有效地增加了系统的时间分辨率(因此，带宽)。
在该步骤中，使用相应误差电压移动平均根据平均误差的符号来更新系数coeff1和coeff2。各个步骤中的系数通过±1更新，否则保持不变。对于各个切换时段TSW，在最后N个误差电压读数上使用滑动窗口(其中N可以是任何整数；例如，N可介于1和20之间，介于1和10之间，更具体地，为4或8)。在实施方式中，每一测量在所计算的平均ve1avg和ve2avg中具有相同的权重，使得：
此后，与电流误差电压进行比较以更新系数coeff1和coeff2，使得：
如果abs(ve1[k])＞abs(ve1avg[k])
则coeffl[k]增加1，
否则，如果abs(ve1[k])＝abs(ve1avg[k])
则coeffl[k]保持不变，
否则，如果abs(ve1[k])＜abs(ve1avg[k])
则coeffl[k]减小1。使用值ve2[k]和ve2avg[k]作为算子以相同的方式更新系数coeff2[k]。该如果-则-否则条件可表示如下：
coeff1[k]＝coeff1[k-1]+sgn(abs(ve1[k])-abs(ve1avg[k]))， 式(14)
coeff2[k]＝coeff2[k-1]+sgn(abs(ve2[k])-abs(ve2avg[k]))， 式(15)
对系数coeff1和coeff2的更新处理因此表示一阶无限脉冲响应(IIR)滤波器与低通有限脉冲响应(FIR)滤波器的非线性函数的叠加。该组合因此是非线性时变滤波。这种非线性时变滤波的主要影响是使瞬态响应适应误差电压ve1和ve2，从而改进稳定性：随着误差电压的绝对值变大，系统的带宽增加，从而允许系统快速收敛到期望的稳态区域，而误差电压的减小转化为带宽的逐渐减小以及随之稳定性的改进。
使输出优先级交替
在所示的具体实施方式中，在步骤655，对切换循环的数量进行计数的优先级计数器增加，并且在步骤660，确定优先级计数器是否等于预定阈值NALT：如果否，则算法在步骤670中使k增加并返回到步骤602以进行下一迭代，k＝k+1。然而，如果优先级计数器不等于NALT，则指定的优先输出在步骤665中交替，使得在第一输出是指定的优先输出(P＝1)的情况下，这切换为第二输出(P＝2)，反之亦然，并且优先级计数器被重置。算法在步骤670中使k增加，然后返回到步骤602以进行下一迭代，k＝k+1。现在假设在该下一迭代中第二输出是指定的优先输出，算法将(基于更新的数据602)首先在步骤605b计算tbk，后续阶段持续时间计算步骤是适合于P＝2的那些(即，后缀为b的那些步骤)。
这样，在每一NALT切换循环，该算法交替首先针对哪一输出计算充电阶段(因此，放电阶段)。周期性地交替负载连接到电感器的次序进一步减少两个输出的交叉调节。切换优先级的这种交替所解决的第一影响是由于充电阶段的计算次序导致的系统偏差所引入的交叉调节。通过周期性地改变优先级，该偏差周期性地切换为不同的输出。第二影响涉及物理切换约束以及由切换输出开关导致的尖峰的符号：通过将优先级改变为另一输出，尖峰的符号反转。
图8是如图6所述的稳态操作的时序图。在切换时段TSW1中，第一输出和第二输出处于稳态。在切换时段TSW2中，第一输出处的电流不断增加，而第二输出上没有改变。因此，充电阶段持续时间ta增加。当阶段持续时间tb和tc之和小于残差时，放电阶段持续时间td减小。结果，在切换时段TSW2结束时在电感器中存在正电流残差+ΔIL。在若干切换时段之后，由于增加的平均电感器电流的影响，阶段持续时间tb和tc之和将略微减小，以达到新的稳态。还示出切换时段TSWNALT+1，即，在NALT个循环刚过去之后的时段。可以看出，为第一和第二输出指派充电和放电阶段的优先级已交替，使得首先计算第二充电阶段持续时间tb。
在存在超过两个输出的情况下，提出了优先输出在输出之间切换(例如，在各个输出间轮回)，使得优先输出周期性地(例如，每NALT个切换时段)切换为不同的输出。在输出之间切换可依据预定次序。需要注意，在此背景下的优先输出仅指(从最广泛的意义上)其对应连接持续时间的至少第一部分的计算次序的优先级。在主要实施方式中，该第一部分可以是对应充电阶段，但是其相反可以是对应放电阶段。
避免无效稳态区域
当两个输出处的负载电流之差(电流比)太高时，例如，当第一输出处汲取的电流比第二输出处汲取的电流大30倍以上时，会发生关于SIDO调节器的已知问题。在这种情况下，交叉调节不允许第二输出电压的适当调节。
为了克服该问题，可添加数字逻辑以检测“锁定”稳态条件，然后确定稳态条件有效还是无效。为了确定是否进入锁定稳态条件，可采用稳定计数器，并且如果各个输出处的恰好先前的M个输出电压平均velavg、ve2avg没有改变(其中M是任何整数)，则使各个切换时段TSW增加。在具体实施方式中，例如，整数M可介于1和20之间，介于1和10之间，更具体地，为4或8。如果稳定计数器达到给定阈值，则系统被认为处于“锁定”条件。然后，确定锁定条件是不是有效锁定条件。例如，这可通过比较系统稳定的输出电压与所需电压进行比较来确定，相应所需电压vr1、vr2。如果各个输出电压等于(或低于)其相应所需电压vr1、vr2(在可接受裕度内)，则操作被认为有效并且如之前一样继续(例如，处于“稳态”状态)。在输出之一处的电压被认为偏离锁定条件下的相应所需电压太远(即，无效锁定条件)的情况下，具体地，在该电压太高的情况下，进入LDO中断状态。在LDO中断状态下，被认为处于不正确电压的对应输出由LDO馈送，使得另一输出作为(单输出)降压DC-DC调节器连接，或者在存在超过两个输出的情况下，剩余输出继续根据本文所描述的方法作为SIDO/SIMO连接并控制。
实现示例
本文所公开的概念可使用标准器件在亚微米CMOS工艺中实现。CMOS晶体管可用于实现ADC和开关，而FSM和驱动器可使用数字单元来实现。因此，它是混合信号电路。阶段持续时间ta、tb、tc和td可包括非交叠阶段持续时间以防止连接到电感器的节点之间的电荷共享和电荷损失。
数字地实现FSM的优点在于，可容易地移植到其它CMOS工艺，另外，可容易地适于处理任何数量的输出。
应该理解，以上描述仅是为了例示，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以想到其它实施方式和变化。诸如“联接到”和“连接到”的术语是同义的，应该被理解为涵盖连接或联接不是直接的情况(例如，可存在中间元件或器件)。在示出开关和电阻的具体示例性实施方式中，应该理解，这仅仅是作为示例，在可以这样做的情况下或者在本领域技术人员使用这样合适的等同或类似器件无需太多努力的情况下，可使用任何合适的等同或类似器件。因此，开关、电阻等可包括MOSFET、LD-MOSFETS、其它晶体管器件或其它开关器件中的任一个以及(在可能的情况下)任何组合。

Claims (60)

1.一种用于单电感器多输出电压调节器的控制电路，该电压调节器包括电感器并且能够操作以在多个输出中的每一个处提供独立调节电压，该控制电路包括：
用于将各个输出选择性连接到所述电感器的第一电感器端子的输出开关；以及
控制器，该控制器能够操作以在多个切换时段中控制所述输出开关，使得在第一操作状态下，各个输出周期性地连接到所述第一电感器端子达相应的连接持续时间，以在该输出处生成所述调节电压，其中，所述连接持续时间各自取决于在所述多个输出中的至少第一输出上在较早切换时段中采样的至少一个历史电压值。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述控制器能够操作以将平均电压值确定为在所述多个输出中的所述第一输出上在多个较早切换时段内采样的历史误差电压值的移动平均；并且
基于至少所述平均电压值来确定所述连接持续时间。
3.根据权利要求2所述的控制电路，其中，所述控制器能够操作以将各个输出的平均电压值确定为在该输出上在多个较早切换时段内采样的历史误差电压值的移动平均；并且
基于各个所述平均电压值来确定所述连接持续时间。
4.根据权利要求3所述的控制电路，其中，所述控制器能够操作使得从与各个输出对应的平均电压值确定该输出的连接持续时间。
5.根据权利要求2、3或4所述的控制电路，其中，所述控制器能够操作以针对各个输出，基于该输出的平均电压值与最近采样的误差电压值之间的比较来控制用于控制该输出处的电压的反馈控制回路的系统带宽。
6.根据权利要求5所述的控制电路，其中，所述控制器能够操作以针对各个输出，使用与该输出对应的平均电压值与最近采样的误差电压值之间的所述比较来确定误差函数系数，该系数所要应用于的误差函数取决于对应输出处最近采样的误差电压。
7.根据权利要求6所述的控制电路，其中，各个误差函数系数将一阶无限脉冲响应滤波器叠加到对应误差函数。
8.根据权利要求6或7所述的控制电路，其中，所述控制器能够操作以对于每个切换时段迭代地更新各个误差函数系数，该更新包括：
如果对应输出处最近采样的误差电压的大小大于该输出的平均电压值的大小，则使所述误差函数系数增大；
如果对应输出处最近采样的误差电压的大小小于该输出的平均电压值的大小，则使所述误差函数系数减小；否则
将所述误差函数系数维持在其当前值。
9.根据任何前述权利要求所述的控制电路，其中，所述控制器能够操作以：
确定所述电压调节器是否处于锁定条件；
确定所述锁定条件是否有效；以及
如果所述锁定条件无效，则使用相应替代电压调节器来供应所述多个输出中的一个或更多个。
10.根据权利要求9所述的控制电路，其中，如果各个输出的平均电压值在预定数量的切换时段内没有改变，则所述电压调节器被确定为处于锁定条件。
11.根据权利要求9或10所述的控制电路，其中，确定所述锁定条件是否有效包括确定各个输出处的输出电压是否各自处于期望电平，并且使用相应替代电压调节器来供应所述多个输出中的一个或更多个的步骤包括使用相应替代电压调节器来供应电压被确定为不处于期望电平的输出。
12.根据任何前述权利要求所述的控制电路，其中，所述控制器能够操作以将所述多个输出中的一个输出指定为优先输出，所述优先输出是对应的连接持续时间的至少第一部分被首先计算的输出，所述控制器还能够操作以使得所述优先输出的指定周期性地切换为所述多个输出中的另一输出。
13.根据权利要求12所述的控制电路，该控制电路能够操作以使得所述优先输出的指定在各个输出间轮回。
14.根据权利要求12或13所述的控制电路，其中，所述控制器能够操作以控制所述输出开关，使得所述优先输出在切换时段期间首先连接到所述第一电感器端子。
15.根据权利要求12、13或14所述的控制电路，其中，所述控制器能够操作以在每N个切换时段之后切换所述优先输出，其中N是预定数。
16.根据权利要求12至15中的任一项所述的控制电路，其中，各个连接持续时间包括在连接了对应输出的情况下在所述电感器中分别存储和释放能量的充电阶段和放电阶段，并且所述连接持续时间的所述第一部分包括所述充电阶段或所述放电阶段。
17.根据权利要求16所述的控制电路，其中，所述连接持续时间的所述第一部分包括所述充电阶段。
18.根据权利要求1至11中的任一项所述的控制电路，其中，各个连接持续时间包括在连接了对应输出的情况下在所述电感器中分别存储和释放能量的充电阶段和放电阶段。
19.根据任何前述权利要求所述的控制电路，其中，所述电压调节器能够操作以在各个输出处提供正调节电压。
20.根据任何前述权利要求所述的控制电路，该控制电路能够操作以在一个或更多个中断状态下控制所述电压调节器，其中，在关于所述多个输出中的一个输出检测到过电压、过电流、零电流或欠电压条件的情况下，其它输出的连接持续时间被设定为零。
21.根据任何前述权利要求所述的控制电路，该控制电路包括用于控制所述输出开关的有限状态机。
22.根据任何前述权利要求所述的控制电路，该控制电路还包括用于将至少第一电源电压和第二电源电压选择性地连接到所述电感器的第二电感器端子的输入开关。
23.根据任何前述权利要求所述的控制电路，该控制电路包括能够操作以对各个输出处的电压进行采样的至少一个模数转换器。
24.根据任何前述权利要求所述的控制电路，该控制电路能够操作以在所述第一操作状态之前，在启动状态下控制所述电压调节器，在所述启动状态的期间，周期性地比较各个输出处的误差电压，并向具有最大大小的对应误差电压的输出指派充电优先级，所述电压调节器被维持在该启动状态直至至少一个输出电压达到期望的电平。
25.根据任何前述权利要求所述的控制电路，其中，输出的数量等于2，并且所述控制电路还包括连接在所述多个输出之间的桥式电容器。
26.根据权利要求1至24中的任一项所述的控制电路，其中，输出的数量大于2，并且所述控制电路还包括：
至少一个桥式电容器；以及
桥式电容器开关；
其中，所述控制器能够操作以在输出切换转变中将所述桥式电容器在180度异相的两个输出之间切换。
27.一种用于单电感器多输出电压调节器的控制电路，该电压调节器包括电感器并且能够操作以在多个输出中的每一个处提供独立调节电压，该控制电路包括：
用于将各个输出选择性连接到所述电感器的第一电感器端子的输出开关；以及
控制器，该控制器能够操作以在多个切换时段中控制所述输出开关，使得在第一操作状态下，各个输出周期性地连接到所述第一电感器端子达相应连接持续时间以在该输出处生成所述调节电压，其中，所述控制器能够操作以将所述多个输出中的一个输出指定为优先输出，所述优先输出是其对应连接持续时间的至少第一部分被首先计算的输出，所述控制器还能够操作以使得所述优先输出的指定周期性地切换为所述多个输出中的不同一个输出。
28.根据权利要求27所述的控制电路，该控制电路能够操作以使得所述优先输出的指定在各个输出间轮回。
29.根据权利要求27或28所述的控制电路，其中，所述控制器能够操作以基于所述多个输出中的至少第一输出上的误差电压来确定所述连接持续时间。
30.根据权利要求29所述的控制电路，其中，所述控制器还能够操作以基于在所述多个输出中的至少所述第一输出上在多个切换时段内采样的历史电压值来确定所述连接持续时间。
31.根据权利要求27至30中的任一项所述的控制电路，其中，所述控制器能够操作以控制所述输出开关，使得所述优先输出在切换时段期间首先连接到所述第一电感器端子。
32.根据权利要求27至31中的任一项所述的控制电路，其中，所述控制器能够操作以在每N个切换时段之后切换优先输出，其中N是预定数。
33.根据权利要求32所述的控制电路，该控制电路包括用于对所述切换时段进行计数的计数器。
34.根据权利要求27至33中的任一项所述的控制电路，其中，各个连接持续时间包括在连接对应输出的情况下在所述电感器中分别存储和释放能量的充电阶段和放电阶段，并且所述连接持续时间的所述第一部分包括所述充电时段或所述放电阶段。
35.根据权利要求34所述的控制电路，其中，所述连接持续时间的所述第一部分包括所述充电阶段。
36.根据权利要求27至35中的任一项所述的控制电路，其中，所述电压调节器能够操作以在各个输出处提供正调节电压。
37.根据权利要求27至36中的任一项所述的控制电路，该控制电路能够操作以在一个或更多个中断状态下控制所述电压调节器，其中，在关于所述多个输出中的一个输出检测到过电压、过电流、零电流或欠电压条件的情况下，其它输出的连接持续时间被设定为零。
38.根据权利要求27至37中的任一项所述的控制电路，该控制电路包括用于控制所述输出开关的有限状态机。
39.根据权利要求27至38中的任一项所述的控制电路，该控制电路包括能够操作以对各个输出处的电压进行采样的至少一个模数转换器。
40.根据权利要求27至39中的任一项所述的控制电路，该控制电路还包括用于将至少第一电源电压和第二电源电压选择性连接到所述电感器的第一电感器端子的输入开关。
41.根据权利要求27至40中的任一项所述的控制电路，其中，所述控制器能够操作以：
确定所述电压调节器是否处于锁定条件；
确定所述锁定条件是否有效；以及
如果所述锁定条件无效，则使用相应替代电压调节器来供应一个或更多个输出。
42.根据权利要求41所述的控制电路，其中，如果各个输出的平均电压值在预定数量的切换时段内没有改变，则所述电压调节器被确定为处于锁定条件。
43.根据权利要求42所述的控制电路，该控制电路能够操作以将各个输出的所述平均电压值确定为该输出处的历史误差电压值的移动平均。
44.根据权利要求41至43中的任一项所述的控制电路，其中，确定所述锁定条件是否有效包括确定各个输出处的输出电压是否各自处于期望的电平，并且使用相应替代电压调节器来供应一个或更多个输出的步骤包括使用相应替代电压调节器来供应电压被确定为不处于期望的电平的输出。
45.根据权利要求27至44中的任一项所述的控制电路，其中，输出的数量等于2，并且所述控制电路还包括连接在所述多个输出之间的桥式电容器。
46.根据权利要求27至44中的任一项所述的控制电路，其中，输出的数量大于2，并且所述控制电路还包括：
至少一个桥式电容器；以及
桥式电容器开关；
其中，所述控制器能够操作以在输出切换转变中将所述桥式电容器在180度异相的两个输出之间切换。
47.一种用于单电感器多输出电压调节器的控制电路，该控制电路包括电感器并且能够操作以在多个输出中的每一个处提供独立调节电压，该控制电路包括：
用于将各个输出选择性连接到所述电感器的第一电感器端子的输出开关；以及
控制器，该控制器能够操作以在多个切换时段中控制所述输出开关，使得在第一操作状态下，各个输出周期性地连接到所述第一电感器端子达相应连接持续时间以在该输出处生成所述调节电压；所述控制器还能够操作以：
确定所述电压调节器是否处于锁定条件；
确定所述锁定条件是否有效；以及
如果所述锁定条件无效，则使用相应替代电压调节器来供应一个或更多个输出。
48.根据权利要求47所述的控制电路，其中，如果各个输出的平均电压值在预定数量的切换时段内没有改变，则所述电压调节器被确定为处于锁定条件。
49.根据权利要求48所述的控制电路，该控制电路能够操作以将各个输出的所述平均电压值确定为该输出处的历史误差电压值的移动平均。
50.根据权利要求47至49中的任一项所述的控制电路，其中，确定所述锁定条件是否有效包括确定各个输出处的输出电压是否处于期望的电平，并且使用相应替代电压调节器来供应一个或更多个输出的步骤包括使用相应替代电压调节器来供应电压被确定为不处于期望的电平的输出。
51.根据权利要求47至50中的任一项所述的控制电路，其中，所述电压调节器能够操作以在各个输出处提供正调节电压。
52.根据权利要求47至51中的任一项所述的控制电路，该控制电路能够操作以在一个或更多个中断状态下控制所述电压调节器，其中，在关于所述多个输出中的一个输出检测到过电压、过电流、零电流或欠电压条件的情况下，其它输出的连接持续时间被设定为零。
53.根据权利要求47至52中的任一项所述的控制电路，该控制电路包括用于控制所述输出开关的有限状态机。
54.根据权利要求47至53中的任一项所述的控制电路，该控制电路包括用于将至少第一电源电压和第二电源电压选择性连接到所述电感器的第二电感器端子的输入开关。
55.根据权利要求47至54中的任一项所述的控制电路，该控制电路包括能够操作以对各个输出处的电压进行采样的至少一个模数转换器。
56.根据权利要求47至55中的任一项所述的控制电路，其中，输出的数量等于2，并且所述控制电路还包括连接在所述多个输出之间的桥式电容器。
57.根据权利要求47至55中的任一项所述的控制电路，其中，输出的数量大于2，并且所述控制电路还包括：
至少一个桥式电容器；以及
桥式电容器开关；
其中，所述控制器能够操作以在输出切换转变中将所述桥式电容器在180度异相的两个输出之间切换。
58.一种能够操作以在多个输出中的每一个处提供独立调节电压的单电感器多输出电压调节器，该单电感器多输出电压调节器包括：
根据任何前述权利要求所述的控制电路；以及
所述电感器。
59.根据权利要求58所述的单电感器多输出电压调节器，其中，所述电感器被包括在与所述控制电路相同的芯片上。
60.根据权利要求58所述的单电感器多输出电压调节器，其中，所述电感器是分立组件。
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