CN110011668B - 电路装置、振动器件、电子设备和移动体 - Google Patents

电路装置、振动器件、电子设备和移动体 Download PDF

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Abstract

提供电路装置、振动器件、电子设备和移动体，能够兼顾A/D转换的高精度化和多通道输入。该电路装置具有：选择器，其输入第1～第n电压；A/D转换电路，其输入选择器的输出电压作为输入电压；以及第1～第n量化误差保持电路，其保持与第1～第n电压在A/D转换中的量化误差对应的电荷。A/D转换电路通过逐次比较动作进行输入电压的A/D转换，使用在第i电压的第k‑1次A/D转换中保持于第i量化误差保持电路的电荷而进行针对第i电压的第k次A/D转换，输出对量化误差进行噪声整形后的A/D转换结果数据DOUT，该逐次比较动作使用了电荷再分配型的D/A转换电路。

Description

电路装置、振动器件、电子设备和移动体
技术领域
本发明涉及电路装置、振动器件、电子设备和移动体等。
背景技术
以往，已知有如下逐次比较型的A/D转换电路：对输入信号的电压与逐次比较数据的D/A转换电压进行比较，根据其比较结果更新逐次比较数据，通过例如二分检索等方法反复进行该比较和更新，由此，对输入信号进行A/D转换。逐次比较型的A/D转换电路虽然低功耗，另一方面，例如与Δ-Σ型的A/D转换电路等相比，难以实现高精度化(例如，有效位数的扩大)。
作为使逐次比较型的A/D转换电路高精度化的技术，例如，存在专利文献1公开的技术。在专利文献1中，在逐次比较型的A/D转换电路中采用Δ-Σ型的结构来构成混合型的A/D转换电路，利用噪声整形效应，减少低频带中的量化噪声，实现了高精度化。
专利文献1：日本特开平11-4166号公报
在多个输入信号输入到A/D转换电路的情况下，支持多通道输入的A/D转换电路是必须的。在非混合型的逐次比较型A/D转换电路中，通过以时分方式对多个输入信号进行A/D转换，可以实现多通道输入的A/D转换电路。但是，在采用了Δ-Σ型的结构以实现高精度化的现有混合型的A/D转换电路中，不支持多通道输入。例如，在上述专利文献1中公开了仅有单通道输入的混合型A/D转换电路。因此，在现有的混合型的A/D转换电路中，无法兼顾A/D转换的高精度化和多通道输入。
发明内容
本发明是为了解决上述课题中的至少一部分而完成的，可作为以下方式或形式实现。
本发明的一个方式涉及电路装置，该电路装置包含：选择器，其输入第1～第n电压，其中，n是2以上的整数；A/D转换电路，其具有电荷再分配型的D/A转换电路，输入所述选择器的输出电压作为输入电压，通过逐次比较动作进行所述输入电压的A/D转换，该逐次比较动作使用了所述D/A转换电路；以及第1～第n量化误差保持电路，其保持与所述第1～第n电压在所述A/D转换中的量化误差对应的电荷，所述A/D转换电路使用保持于第i量化误差保持电路的电荷作为与第i电压在第k-1次A/D转换中的量化误差对应的电荷而进行针对所述第i电压的第k次A/D转换，输出对量化误差进行噪声整形后的A/D转换结果数据，其中，i是1以上且n以下的整数，k是2以上的整数。
根据本发明的一个方式，通过逐次比较动作进行第i电压的A/D转换，由此，在逐次比较动作结束之后，D/A转换电路能够输出与第i电压在第k-1次A/D转换中的量化误差对应的电压，该逐次比较动作使用了电荷再分配型的D/A转换电路。第i量化误差保持电路根据该电压保持电荷，由此，能够保持与第i电压在第k-1次A/D转换中的量化误差对应的电压。然后，通过使用该电荷进行针对第i电压的第k次A/D转换，能够进行量化误差的噪声整形。在本发明的一个方式中，能够通过设置与各通道对应的量化误差保持电路而支持多通道输入。如上所述，能够兼顾基于噪声整形效应的A/D转换的高精度化和多通道输入。
此外，在本发明的一个方式中，也可以是，所述A/D转换电路具有加法电路，该加法电路输出从与所述输入电压对应的电压减去与保持于所述第i量化误差保持电路的电荷对应的电压而得到的电压，所述D/A转换电路输出所述加法电路的输出电压与逐次比较数据的D/A转换电压的差分电压，所述第i量化误差保持电路保持与结束了针对所述第i电压的所述逐次比较动作之后的所述差分电压对应的电荷。
根据本发明的一个方式，逐次比较的对象为加法电路的输出电压。该输出电压为从与输入电压对应的电压减去与保持于第i量化误差保持电路的电荷对应的电压而得到的电压。即，利用第i量化误差保持电路对第i电压反馈量化误差。由此，可以实现采用Δ-Σ型结构的混合型A/D转换电路。
此外，在本发明的一个方式中，也可以是，所述A/D转换电路具有：比较电路，其根据来自所述D/A转换电路的所述差分电压进行所述加法电路的输出电压与所述逐次比较数据的D/A转换电压之间的比较判定；以及控制电路，其根据所述比较电路的比较结果更新所述逐次比较数据并输出到所述D/A转换电路。
根据本发明的一个方式，可以实现基于逐次比较的输入电压的A/D转换，该逐次比较使用了电荷再分配型D/A转换电路。即，根据加法电路的输出电压与逐次比较数据的D/A转换电压之间的比较判定，更新逐次比较数据，将该更新后的逐次比较数据输出到D/A转换电路，依次反复进行这些动作而确定A/D转换结果数据，由此，能够实现逐次比较动作。在本发明的一个方式中，由于利用第i量化误差保持电路对第i电压反馈量化误差，所以，能够实现采用Δ-Σ型结构的混合型A/D转换电路。
此外，在本发明的一个方式中，也可以是，所述D/A转换电路是具有正极侧电容器阵列电路和负极侧电容器阵列电路的差动型D/A转换电路，所述加法电路具有：全差动型的运算放大器；正极侧反馈用电容器，其设置于所述运算放大器的反相输出节点与同相输入节点之间；以及负极侧反馈用电容器，其设置于所述运算放大器的同相输出节点与反相输入节点之间，所述第i量化误差保持电路具有正极侧保持电路和负极侧保持电路，所述正极侧保持电路具有：正极侧保持用电容器；第1正极侧开关，其将所述正极侧保持用电容器的一端与所述正极侧电容器阵列的采样节点以及公共电压的节点中的任意一个连接；以及第2正极侧开关，其将所述正极侧保持用电容器的另一端与所述公共电压的节点以及所述反相输入节点中的任意一个连接，所述负极侧保持电路具有：负极侧保持用电容器；第1负极侧开关，其将所述负极侧保持用电容器的一端与所述负极侧电容器阵列的采样节点以及所述公共电压的节点中的任意一个连接；以及第2负极侧开关，其将所述负极侧保持用电容器的另一端与所述公共电压的节点以及所述同相输入节点中的任意一个连接。
根据本发明的一个方式，第1正极侧开关将正极侧保持用电容器的一端与正极侧电容器阵列的采样节点连接，第2正极侧开关将正极侧保持用电容器的另一端与公共电压的节点连接，由此，正极侧保持用电容器能够保持对应于量化误差的电荷。第1负极侧开关将负极侧保持用电容器的一端与负极侧电容器阵列的采样节点连接，第2负极侧开关将负极侧保持用电容器的另一端与公共电压的节点连接，由此，负极侧保持用电容器能够保持对应于量化误差的电荷。而且，第1正极侧开关将正极侧保持用电容器的一端与公共电压的节点连接，第2正极侧开关将正极侧保持用电容器的另一端与运算放大器的反相输入节点连接，由此，可在正极侧保持用电容器与负极侧反馈用电容器之间对正极侧保持用电容器保持的电荷进行再分配。第1负极侧开关将负极侧保持用电容器的一端与公共电压的节点连接，第2负极侧开关将负极侧保持用电容器的另一端与运算放大器的同相输入节点连接，由此，可在负极侧保持用电容器与正极侧反馈用电容器之间对负极侧保持用电容器保持的电荷进行再分配。由此，能够从A/D转换电路的输入电压减去对应于量化误差的电压。
此外，在本发明的一个方式中，也可以是，所述加法电路具有：全差动型的运算放大器；斩波调制电路，其对输入到所述运算放大器的同相输入节点和反相输入节点的电压进行斩波的调制；以及斩波解调电路，其对从所述运算放大器的反相输出节点和同相输出节点输出的电压进行斩波的解调。
在本发明的一个方式中，由于具有噪声整形机构，所以在向A/D转换电路输入DC信号时，A/D转换结果数据可能成为特定的时间变化模式，在A/D转换结果数据中产生无用频率成分。将该现象称作空闲音。根据本发明的一个方式，由于运算放大器的偏移引起的A/D转换结果数据的变化成为升高斩波频率的高频，能够减少上述的空闲音。
此外，在本发明的一个方式中，也可以是，电路装置包含处理电路，其输出基于与作为温度检测电压的所述输入电压对应的所述A/D转换结果数据的频率控制数据；以及振荡信号生成电路，其使用振子生成与所述频率控制数据对应的振荡频率的振荡信号。
由于温度的变化缓慢，因此，温度检测电压的信号频带成为较低的频带。因此，即使是逐次比较型这样的比较低速的A/D转换电路，也能够以充分高于信号频带的转换速率进行A/D转换。在本发明的一个方式中，通过构成混合型A/D转换电路，可以实现伴随上述的噪声整形效应的A/D转换，能够在温度传感器的信号频带中进行S/N较高的测量。
此外，在本发明的一个方式中，也可以是，向所述选择器输入来自第1～第m温度传感器的第1～第m温度检测电压作为所述第1～第n电压中的第1～第m电压，其中，m是1以上且n以下的整数。
作为使用温度检测数据(温度检测电压的A/D转换结果数据)的处理，可以假想振动器件中的各种处理。例如，可考虑TCXO、OCXO等数字方式的振荡器中的振荡频率的温度补偿处理。或者，可考虑校正物理量测量装置中的温度依赖误差的处理(例如，陀螺仪传感器中的零点校正)。此时，通过在振荡器、物理量测量装置的多个位置处设置多个温度传感器，可能能够高精度地估计振子的温度。在本发明的一个方式中，可以构成支持多通道输入的混合型A/D转换电路，因此，能够对来自多个温度传感器的多通道输入进行高精度的A/D转换(高精度的温度检测)。
此外，本发明的其他方式涉及振动器件，该振动器件包含：上述任意一项所述的电路装置；以及振子，其与所述电路装置连接。
此外，在本发明的其它方式中，也可以是，振动器件包含第1～第m温度传感器，向所述选择器输入来自所述第1～第m温度传感器的第1～第m温度检测电压作为所述第1～第n电压中的第1～第m电压，其中，m是1以上n以下的整数。
此外，本发明的另一方式涉及电子设备，该电子设备包含上述任意一项所述的电路装置。
此外，本发明的另一方式涉及移动体，该移动体包含上述任意一项所述的电路装置。
附图说明
图1是电路装置的结构例。
图2是说明电路装置的基本动作的时序图。
图3是本实施方式中的A/D转换结果数据的频率特性的例子。
图4是电路装置的第1详细结构例。
图5是电路装置的第2详细结构例。
图6是电路装置的第2详细结构例。
图7是在加法电路中进行斩波调制的情况下的斩波调制电路和斩波解调电路的结构例。
图8是在不进行斩波调制的情况下输入了0V时的A/D转换结果数据(输出码)的时间变化的例子。
图9是在本实施方式中输入了0V时的A/D转换结果数据(输出码)的时间变化的例子。
图10是包含电路装置的振动器件的第1结构例。
图11是包含电路装置的振动器件的第2结构例。
图12是电子设备的结构例。
图13是移动体的例子。
标号说明
2：振动器件；10、11、12：选择器；20：A/D转换电路；21：D/A转换电路；22：比较电路；23：控制电路；30：量化误差保持电路；40：加法电路；100：电路装置；110：振子；121：振荡电路；122：输出电路；123：处理电路；124：存储部；125：D/A转换电路；127：A/D转换器；130：驱动电路；141、142：振动片；143、144：驱动电极；145、146：检测电极；147：接地电极；150：振荡信号生成电路；160：检测电路；190：处理电路；206：汽车(移动体)；207：车体；208：控制装置；209：车轮；500：电子设备；510：通信部；520：处理部；530：操作部；540：显示部；550：存储部；AMP：运算放大器；CAN、CAP：电容器阵列电路；CEN1～CEN8、CEP1～CEP8：电容器(保持用电容器)；CFN、CFP：电容器(反馈用电容器)；CHCD：斩波解调电路；CHCM：斩波调制电路；DOUT：A/D转换结果数据；HN1～HN8、HP1～HP8：保持电路；NSN、NSP：采样节点；QEH1～QEHn：量化误差保持电路；SAD：逐次比较数据；TS1～TS7：温度传感器；VI1～VIn：电压。
具体实施方式
以下，详细说明本发明的优选实施方式。另外，以下说明的本实施方式并非不当地限定权利要求所记载的本发明的内容，本实施方式中说明的全部结构并非都是作为本发明的解决手段所必须的。
1.电路装置的第1结构例
图1是电路装置100的结构例。电路装置100包含选择器10、A/D转换电路20和量化误差保持电路30。此外，电路装置100可以包含加法电路40。
电压VI1～VIn(第1～第n电压(n是2以上的整数))输入至选择器10，选择器10选择电压VI1～VIn中的任意一个，并作为输出电压VSL输出。具体而言，选择器10以时分方式依次选择电压VI1～VIn，将该以时分方式选择出的电压作为输出电压VSL输出。电压VI1～Vin是A/D转换对象的电压，例如是传感器的输出电压信号等。
选择器10的输出电压VSL作为输入电压输入至A/D转换电路20。A/D转换电路20通过逐次比较进行输入电压的A/D转换，输出与输入电压对应的A/D转换结果数据DOUT，该逐次比较使用了电荷再分配型的D/A转换电路21。D/A转换电路21通过基于逐次比较数据SAD的电容器之间的电荷再分配，进行逐次比较数据SAD的D/A转换。具体而言，D/A转换电路21将逐次比较数据SAD的D/A转换电压与逐次比较对象的电压(VDF)的差分作为D/A转换结果(DAQ)输出。
量化误差保持电路30由量化误差保持电路QEH1～QEHn构成，该量化误差保持电路QEH1～QEHn保持与电压VI1～VIn在A/D转换中的量化误差对应的电荷。具体而言，量化误差保持电路QEHi(第i量化误差保持电路)保持与选择器10选择出电压VIi(第i电压(i是1以上n以下的整数))时的A/D转换中的量化误差对应的电荷。量化误差是逐次比较对象的电压(VDF)与A/D转换结果数据DOUT的D/A转换电压的差分，是向D/A转换电路21输入SAD＝DOUT时的D/A转换电路21的输出电压(DAQ)。量化误差保持电路QEHi通过用电容器保持D/A转换电路21的输出电压，保持对应于量化误差的电荷。
A/D转换电路20使用保持于量化误差保持电路QEHi的电荷作为与电压Vii在第k-1次(k是整数)A/D转换中的量化误差对应的电荷，进行针对电压VIi的第k次A/D转换。然后，A/D转换电路20输出对量化误差进行噪声整形后的、与电压VIi对应的A/D转换结果数据DOUT。即，在选择器10选择出电压VIi时，量化误差保持电路QEHi保持对应于量化误差的电荷，在选择器10下一次选择出电压VIi时，使用量化误差保持电路QEHi保持的电荷进行输入电压(VSL)的A/D转换。A/D转换电路20求出A/D转换结果数据DOUT，该A/D转换结果数据DOUT对应于输入电压(或者将输入电压乘以增益后的电压)与对应于量化误差保持电路QEHi保持的电荷的电压的差分电压。由此，针对量化误差产生1阶噪声整形效应。
根据以上的实施方式，能够获得对A/D转换中的量化误差进行噪声整形后的、与电压VIi对应的A/D转换结果数据DOUT。即，可以实现在逐次比较型A/D转换电路中采用Δ-Σ型结构的混合型A/D转换电路。
此外，通过设置保持与电压VI1～VIn在A/D转换中的量化误差对应的电荷的量化误差保持电路QEH1～QEHn，能够在混合型A/D转换电路中实现多通道输入。具体而言，电荷再分配型的D/A转换电路21以使逐次比较对象的电压与逐次比较数据SAD的D/A转换电压相等的方式进行逐次比较动作，因此，能够在该逐次比较动作结束之后，使D/A转换电路21输出对应于量化误差的电压。能够利用对应于该量化误差的电压保持对应于量化误差的电荷。通过针对电压VI1～VIn分别进行该保持，能够按照每个通道将对应于量化误差的电荷保持在量化误差保持电路QEH1～QEHn中。
以下，对A/D转换电路20的详细结构进行说明。A/D转换电路20包含加法电路40、D/A转换电路21、比较电路22(比较器)和控制电路23(逻辑电路)。
加法电路40将从与输入电压(VSL)对应的电压减去与保持于量化误差保持电路QEHi的电荷对应的电压而得到的电压(VDF)输出到D/A转换电路21。例如，将输入电压(VSL)与使对应于保持于量化误差保持电路QEHi的电荷的电压成为相反符号(例如成为-1倍)后的电压相加。对应于保持于量化误差保持电路QEHi的电荷的电压是在电压VIi的前次的A/D转换中逐次比较动作结束之后的D/A转换电路21的输出电压(DAQ)。
D/A转换电路21输出加法电路40的输出电压VDF与逐次比较数据SAD的D/A转换电压的差分电压DAQ。具体而言，对加法电路40的输出电压VDF进行采样保持，通过电荷再分配，对逐次比较数据SAD进行D/A转换。由此，输出从逐次比较数据SAD的D/A转换电压减去加法电路40的输出电压VDF而得到的差分电压DAQ。
量化误差保持电路QEHi保持与结束了针对电压VIi的逐次比较动作之后的差分电压DAQ对应的电荷。例如，通过以公共电压(给定的电压)为基准、利用电容器保持差分电压DAQ，来保持按照公共电压与差分电压DAQ的电位差充入电容器中的电荷。
在以上的结构中，通过在逐次比较动作结束之后采用SAD＝DOUT，D/A转换电路21的输出电压(DAQ)成为基于量化误差的残余电压。量化误差保持电路QEHi仅通过保持与该残余电压对应的电荷，就能够保持对应于量化误差的电荷。而且，通过使用该电荷将基于量化误差的残余电压反馈到输入侧，可以实现量化误差的噪声整形。在本实施方式的结构中，基于量化误差的残余电压受到过去的残余电压的影响，因此，实现了相当于Δ-Σ动作中的积分的动作，无需设置积分器。因此，只要在支持多通道输入时设置与通道数量相应的量化误差保持电路即可。无需设置与通道数量相应的积分器(放大器)，因此，能够减少由于多通道输入化引起的功耗增大、电路规模增大。
比较电路22根据来自D/A转换电路21的差分电压DAQ进行加法电路40的输出电压VDF与逐次比较数据SAD的D/A转换电压之间的比较判定。例如，在差分电压DAQ为单端输出的情况下，判定差分电压DAQ相对于基准电压(表示差分零的电压)的大小，将其判定结果作为信号CPQ输出。或者，在差分电压DAQ为差动输出的情况下，判定差分电压DAQ(差动电压信号)的正负，将其判定结果作为信号CPQ输出。
控制电路23根据比较电路22的比较结果(CPQ)，更新逐次比较数据SAD，将该更新后的逐次比较数据SAD输出到D/A转换电路21。具体而言，控制电路23具有寄存器，该寄存器存储逐次比较数据SAD。控制电路23在寄存器中设定比较用的逐次比较数据SAD，将该比较用的逐次比较数据SAD输出到D/A转换电路21，根据此时的比较电路22的比较结果，决定逐次比较数据SAD。将其作为1次比较动作，例如通过二分检索等方法，逐次更新寄存器的逐次比较数据SAD，在该逐次比较动作结束时，决定A/D转换结果数据DOUT。控制电路23在寄存器中设定A/D转换结果数据DOUT，将SAD＝DOUT输出到D/A转换电路21。
根据以上的结构，可以实现基于逐次比较的输入电压的A/D转换，该逐次比较使用了电荷再分配型的D/A转换电路21。逐次比较的对象为加法电路40的输出电压VDF，该输出电压VDF是通过量化误差保持电路QEHi对量化误差进行反馈后的电压。由此，实现了采用Δ-Σ型结构的混合型A/D转换电路。
图2是说明图1的电路装置100的基本动作的时序图。以下，说明n＝2的情况，但不限于n＝2。除了图2的动作以外，还可以包含加法电路40的复位动作、采样动作、量化误差保持电路QEH1、QEH2的复位动作、采样动作等。
在第k-1次的A/D转换中的第1期间内，选择器10选择电压VI1作为电压VSL，加法电路40对该电压VSL＝VI1进行采样保持。设该保持的电压为VI1(k-1)。量化误差保持电路QEH1保持与在第k-2次的A/D转换中逐次比较动作结束之后的D/A转换电路21的输出电压(E1(k-2))对应的电荷。加法电路40根据该电荷，输出VDF＝VI(k-1)-E1(k-2)。另外，这里，设加法电路40对电压VSL的增益为1，但增益不限于1。D/A转换电路21、比较电路22和控制电路23进行逐次比较动作，对加法电路40的输出电压VDF进行A/D转换，输出A/D转换结果数据DOUT＝D1(k-1)。另外，DOUT的(X)表示忽略(don’t care)。控制电路23输出SAD＝D1(k-1)，D/A转换电路21输出对应于量化误差的电压E1(k-1)，量化误差保持电路QEH1保持对应于该电压E1(k-1)的电荷。
接着，在第k-1次的A/D转换中的第2期间内，选择器10选择电压VI2作为电压VSL，加法电路40对该电压VSL＝VI2进行采样保持。设该保持的电压为VI2(k-1)。通过与上述相同的动作，D/A转换电路21输出对应于量化误差的电压E2(k-1)，量化误差保持电路QEH2保持对应于该电压E2(k-1)的电荷。
接着，在第k次的A/D转换中的第1期间内，选择器10选择电压VI1作为电压VSL，加法电路40对该电压VSL＝VI1进行采样保持。设该保持的电压为VI1(k)。通过与上述相同的动作，D/A转换电路21输出对应于量化误差的电压E1(k)，量化误差保持电路QEH1保持对应于该电压E1(k)的电荷。
接着，在第k次的A/D转换中的第2期间内，选择器10选择电压VI2作为电压VSL，加法电路40对该电压VSL＝VI2进行采样保持。设该保持的电压为VI2(k)。通过与上述相同的动作，D/A转换电路21输出对应于量化误差的电压E2(k)，量化误差保持电路QEH2保持对应于该电压E2(k)的电荷。以下，在第k+1次以后的A/D转换中，也反复相同的动作。
下式(1)示出通过以上的动作实现的传递函数。V(Di)用电压表示电压VIi的A/D转换结果数据DOUT＝Di，具体而言，是Di的D/A转换电压。在下式(1)中，针对作为量化误差的电压Ei产生了1阶高通滤波器(1-z-1)的效应。即，在A/D转换结果数据DOUT＝Di中，针对基于量化误差的噪声产生了1阶噪声整形效应。
V(Di)＝VIi+(1-z-1)xEi (1)
图3是本实施方式中的A/D转换结果数据DOUT的频率特性的例子。在图3的例子中，输入规定频率的信号作为输入信号，将该规定频率的信号示作频率特性的峰值。输入信号不限于该规定频率的信号，可以假想包含信号频带BNS的频率成分的信号。在该信号频带BNS比A/D转换的转换速率低时，成为以比信号频带BNS高的转换速率进行过采样的状态。例如，转换速率为信号频带BNS的上限频率的5倍以上或者10倍以上。如用直线FLN所示，由于可利用噪声整形效应减少低频带的本底噪声(量化噪声)，所以，能够通过利用低通滤波器减少频率比信号频带BNS高的噪声而提高S/N。由此，可实现A/D转换结果数据的高精度化(例如，有效位数的扩大)。
2.第1详细结构例
图4是电路装置100的第1详细结构例。图4的电路装置100包含选择器10、A/D转换电路20、量化误差保持电路30和加法电路40。此外，电路装置100可以包含基准电压生成电路GVR。另外，以下，说明n＝8的情况，但不限于n＝8。
温度传感器TS1～TS7是用于测量温度测量对象的温度的传感器。作为温度传感器TS1～TS7，例如，可以使用利用了PN结的带隙电压的温度依赖性的温度传感器、或者利用了电阻的电阻值的温度依赖性的热敏电阻等。温度传感器TS1～TS7中的一部分内置于电路装置100，剩余部分设置于电路装置100的外部(例如，包含电路装置100的振荡器件等的内部)。或者，也可以将温度传感器TS1～TS7全部内置于电路装置100，还可以将温度传感器TS1～TS7全部设置于电路装置100的外部。
选择器10包含选择器11(正极侧的选择器、第1选择器)和选择器12(负极侧的选择器、第2选择器)。
向选择器11输入来自温度传感器TS1～TS7的温度检测电压VT1～VT7(第1～第7正极侧电压)。此外，也可以向选择器11输入例如用于测试等的任意电压VXP(第8正极侧电压)。向选择器12输入来自基准电压生成电路GVR的基准电压VRF(第1负极侧电压)。此外，也可以向选择器12输入例如用于测试等的任意电压VXN(第2负极侧电压)。例如，基准电压生成电路GVR为带隙参考电路，基准电压VRF为带隙参考电压(不存在温度依赖性的电压)。
选择器11依次选择温度检测电压VT1～VT7和任意电压VXP，作为时分的输出电压VSLP输出。在选择器11输出温度检测电压VT1～VT7时，选择器12选择基准电压VRF并作为输出电压VSLN输出。此外，在选择器11选择出任意电压VXP时，选择器12选择任意电压VXN并作为输出电压VSLN输出。
在本结构例中，由(VT1、VRF)构成的差动电压信号对应于图1的电压VI1。同样，由(VT2、VRF)、(VT3、VRF)、(VT4、VRF)、(VT5、VRF)、(VT6、VRF)、(VT7、VRF)、(VXP、VXN)构成的差动电压信号对应于图1的电压VI2、VI3、VI4、VI5、VI6、VI7、VI8。
加法电路40对来自选择器10的差动电压信号(VSLP、VSLN)进行差动放大，对来自量化误差保持电路30的正极侧的电荷与负极侧的电荷进行电荷电压转换(差动的QV转换)，输出对这些差动电压信号相加后的差动电压信号(VDFP、VDFN)。
A/D转换电路20是差动输入的A/D转换电路20。即，对由加法电路40的输出电压VDFP、VDFN构成的差动电压信号进行A/D转换，输出与输出电压VDFP、VDFN的差分对应的A/D转换结果数据DOUT。
量化误差保持电路30保持A/D转换电路20的逐次比较动作结束之后的D/A转换电路21的输出信号即差动电压信号(DAQP、DAQN)。具体而言，保持对应于构成差动电压信号的电压DAQP的电荷和对应于电压DAQN的电荷。
根据本实施方式，向选择器10输入来自温度传感器TS1～TS7的温度检测电压VT1～VT7作为电压VI1～VI8中的电压VI1～VI7。另外，温度传感器的个数不限于7个。即，向选择器10输入来自第1～第m温度传感器(m是1以上n以下的整数)的第1～第m温度检测电压作为第1～第n电压中的第1～第m电压即可。
由于温度的变化缓慢，因此，温度传感器TS1～TS7输出的温度检测电压VT1～VT7的信号频带为较低的频带(例如100Hz以下)。因此，即使是逐次比较型这样的比较低速的A/D转换电路，也能够以远远高于信号频带的转换速率进行A/D转换。在本实施方式中，通过构成混合型A/D转换电路，可以实现伴随上述的噪声整形效应的过采样状态，能够在温度传感器的信号频带中进行S/N较高的测量。
作为使用温度检测数据(温度检测电压的A/D转换结果数据)的处理，例如可考虑TCXO(Temperature Compensated Crystal Oscillator)、OCXO(Oven Controlled CrystalOscillator)等数字方式的振荡器中的温度补偿处理。TCXO、OCXO例如用作便携通信终端、GPS相关设备、可佩戴设备或者车载设备等中的基准信号源等。在这样的TCXO等振荡器中，期望较高的频率稳定度，但为了实现较高的频率稳定度，需要高精度的温度检测。通过使用设置于振荡器内部(或者，内部和外部)的多个位置处的多个温度传感器，可能能够高精度地估计振子(例如石英振子等)的温度。由于能够高精度地估计振子的温度，因此，温度补偿的精度提高，能够提高振荡频率的稳定度。在将现有的混合型A/D转换电路用于使用了TCXO、OCXO中的温度检测数据的处理的情况下，无法支持来自多个温度传感器的多通道输入，与此相对，在本实施方式中，由于能够构成支持多通道输入的混合型A/D转换电路，所以，能够针对来自多个温度传感器的多通道输入进行高精度的A/D转换。
3.第2详细结构例
图5、图6是电路装置100的第2详细结构例。另外，划分为图5和图6来示出第2详细结构例，对相同结构要素标注相同标号。以下，说明n＝8的情况，但不限于n＝8。
如图5所示，加法电路40包含电容器CIP(正极侧输入电容器)、电容器CIN(负极侧输入电容器)、电容器CFP(正极侧反馈用电容器)、电容器CFN(负极侧反馈用电容器)、开关SDP、SDN、SEP、SEN、SFP、SFN和全差动型的运算放大器AMP。全差动型的运算放大器是差动输入且差动输出的运算放大器。
开关SDP将电容器CIP的一端与选择器11的输出节点NSLP(选择器10的第1输出节点)以及公共电压VCM的节点中的一方连接。开关SDN将电容器CIN的一端与选择器12的输出节点NSLN(选择器10的第2输出节点)以及公共电压VCM的节点中的一方连接。开关SEP将电容器CIP的另一端与运算放大器AMP的同相输入节点NIP以及公共电压VCM的节点中的一方连接。开关SEN将电容器CIN的另一端与运算放大器AMP的反相输入节点NIN以及公共电压VCM的节点中的一方连接。电容器CFP的一端以及开关SFP的一端与运算放大器AMP的同相输入节点NIP连接，电容器CFP的另一端以及开关SFP的另一端与运算放大器AMP的反相输出节点NDFP连接。电容器CFN的一端以及开关SFN的一端与运算放大器AMP的反相输入节点NIN连接，电容器CFN的另一端以及开关SFN的另一端与运算放大器AMP的同相输出节点NDFN连接。开关SDP、SDN、SEP、SEN、SFP、SFN例如是由晶体管构成的模拟开关。
如图5、图6所示，D/A转换电路21是差动型的D/A转换电路。D/A转换电路21包含电容器阵列电路CAP(正极侧电容器阵列电路)和电容器阵列电路CAN(负极侧电容器阵列电路)。
如图6所示，电容器阵列电路CAP包含电容器CP1～CP6和开关SP1～SP6、SCP1、SCP2。开关SCP1的一端与电容器阵列电路CAP的采样节点NSP连接，另一端与公共电压VCM的节点连接。电容器CPj(j是1以上6以下的整数)的一端与采样节点NSP连接。开关SPj将电容器CPj的另一端与节点NCP2及电压VDD(电源电压、第1电压)的节点、电压VSS(接地电压、第2电压)的节点中的任意一个连接。开关SCP2将节点NCP2与运算放大器AMP的反相输出节点NDFP以及公共电压VCM的节点中的一方连接。电容器CPj的电容值为CP1×2j-1。开关SP1～SP6、SCP1、SCP2例如是由晶体管构成的模拟开关。
电容器阵列电路CAN包含电容器CN1～CN6和开关SN1～SN6、SCN1、SCN2。开关SCN1的一端与电容器阵列电路CAN的采样节点NSN连接，另一端与公共电压VCM的节点连接。电容器CNj的一端与采样节点NSN连接。开关SNj将电容器CNj的另一端与节点NCN2及电压VDD的节点、电压VSS的节点中的任意一个连接。开关SCN2将节点NCN2与运算放大器AMP的同相输出节点NDFN以及公共电压VCM的节点中的一方连接。电容器CNj的电容值是CN1×2j-1。开关SN1～SN6、SCN1、SCN2例如是由晶体管构成的模拟开关。
另外，电容器阵列电路CAP、CAN包含的电容器的个数不限于6个，电容器阵列电路CAP包含第1～第k正极侧电容器(k是2以上的整数)，电容器阵列电路CAN包含第1～第k负极侧电容器即可。此时，j是1以上、k以下的整数。此外，逐次比较数据是k位的数据SAD[k-1：0]。
如图5、图6所示，量化误差保持电路30包含量化误差保持电路QEHP(正极侧量化误差保持电路)和量化误差保持电路QEHN(负极侧量化误差保持电路)。
如图5所示，量化误差保持电路QEHP包含保持电路HP1～HP8(第1～第n正极侧保持电路)。保持电路HPi(第i正极侧保持电路)包含电容器CEPi(正极侧保持用电容器)、开关SAPi(第1正极侧开关)和开关SBPi(第2正极侧开关)。开关SAPi将电容器CEPi的一端与采样节点NSP以及公共电压VCM的节点中的一方连接，或者设定为浮置状态。开关SBPi将电容器CEPi的另一端与运算放大器AMP的反相输入节点NIN以及公共电压VCM的节点中的一方连接。电容器CEP1～DEP8的电容值相同。开关SAP1～SAP8、SBP1～SBP8例如是由晶体管构成的模拟开关。
量化误差保持电路QEHN包含保持电路HN1～HN8(第1～第n负极侧保持电路)。保持电路HNi(第i负极侧保持电路)包含电容器CENi(负极侧保持用电容器)、开关SANi(第1负极侧开关)和开关SBNi(第2负极侧开关)。开关SANi将电容器CENi的一端与采样节点NSN以及公共电压VCM的节点中的一方连接，或者设定为浮置状态。开关SBNi将电容器CENi的另一端与运算放大器AMP的同相输入节点NIP以及公共电压VCM的节点中的一方连接。电容器CEN1～CEN8的电容值相同。开关SAN1～SAN8、SBN1～SBN8例如是由晶体管构成的模拟开关
另外，图5、图6的保持电路HPi以及保持电路HNi对应于图1的量化误差保持电路QEHi。
比较电路22是差动输入单端输出的比较器。比较电路22的同相输入节点与采样节点NSP连接，反相输入节点与采样节点NSN连接。作为D/A转换电压的电压DAQP、DAQN输出至采样节点NSP、NSN。在DAQP-DAQN>0V时，比较电路22输出高电平的信号CPQ，在DAQP-DAQN<0V时，比较电路22输出低电平的信号CPQ。控制电路23根据信号CPQ更新逐次比较数据SAD[5：0]，将该逐次比较数据SAD[5：0]输出到开关SP1～SP6、SN1～SN6。此外，控制电路23进行包含在加法电路40、D/A转换电路21、量化误差保持电路30中的开关的控制。
以下，说明图5、图6的电路装置100的动作。以下，说明选择器10选择出电压VIi时的第k次的A/D转换中的动作。在各期间内未提及的开关的状态与之前的期间中的状态相同。
在复位期间(初期化期间)内，加法电路40的开关SFP、SFN接通。由此，电容器CFP、CFN的两端连接，对电容器CFP、CFN的电荷进行复位(初始化)。此外，电容器阵列电路CAP、CAN的开关SCP1、SCN1接通，开关SCP2、SCN2选择公共电压VCM的节点，开关SP1～SP6、SN1～SN6选择节点NCP2、NCN2。由此，电容器CP1～CP6、CN1～CN6的两端成为公共电压VCM，对电容器CP1～CP6、CN1～CN6的电荷进行复位。此外，量化误差保持电路QEHP、QEHN的开关SAP1～SAP8、SAN1～SAN8选择浮置状态，开关SBP1～SBP8、SBN1～SBN8选择公共电压VCM的节点。由此，电容器CEPi、CENi保持有对应于针对电压VIi的第k-1次A/D转换中的量化误差的电荷。即，在设第k-1次A/D转换的逐次比较动作结束之后DAQP＝EPi、DAQN＝ENi时，电容器CEPi、CENi以公共电压VCM为基准而保持对应于量化误差的电压EPi、ENi。但是，如下式(2)说明那样，保持电压EPi、ENi衰减后的电压。
在复位期间后的第1加法动作期间内，加法电路40的开关SFP、SFN断开，量化误差保持电路QEHP、QEHN的开关SBPi、SBNi选择运算放大器AMP的输入节点NIN、NIP，开关SAPi、SANi选择公共电压VCM的节点。由此，可利用电容器CEPi、CFN对电容器CEPi保持的电荷进行再分配，利用电容器CENi、CFP对电容器CENi保持的电荷进行再分配。即，由与第k-1次A/D转换中的量化误差对应的电压EPi、ENi(的衰减电压)构成的差动电压信号按照负增益进行差动放大。此外，在第1加法动作期间内，加法电路40的开关SDP、SDN选择选择器10的输出节点NSLP、NSLN，开关SEP、SEN选择公共电压VCM的节点。由此，电容器CIP、CIN对以公共电压VCM为基准的输入电压(VSLP、VSLN)进行采样。
在第1加法动作期间之后的第2加法动作期间内，开关SDP、SDN选择公共电压VCM的节点，开关SEP、SEN选择运算放大器AMP的输入节点NIP、NIN。由此，由输入电压(VSLP、VSLN)构成的差动电压信号按照正增益进行差动放大。根据以上的动作，将由输入电压(VSLP、VSLN)构成的差动电压信号按照正增益进行差动放大后的差动电压信号和由电压EPi、ENi(的衰减电压)构成的差动电压信号按照负增益进行差动放大后的差动电压信号相加。其相加结果作为由输出电压VDFP、VDFN构成的差动电压信号输出。当第2加法动作期间结束时，加法电路40的开关SDP、SDN选择选择器10的输出节点NSLP、NSLN，开关SEP、SEN选择公共电压VCM的节点。即，电容器CIP、CIN再次对以公共电压VCM为基准的输入电压(VSLP、VSLN)进行采样。
在第2加法动作期间之后的采样期间内，电容器阵列电路CAP、CAN的开关SCP1、SCN1接通，开关SCP2、SCN2选择加法电路40的输出节点NDFP、NDFN。由此，电容器CP1～CP6、CN1～CN6以公共电压VCM为基准而对加法电路40的输出电压VDFP、VDFN进行采样。
在采样期间之后的逐次比较动作期间内，电容器阵列电路CAP、CAN的开关SCP1、SCN1断开，开关SP1～SP6、SN1～SN6根据逐次比较数据SAD[5：0]选择电压VDD或者电压VSS。具体而言，在SAD[j]＝1时，开关SPj选择电压VDD，开关SNj选择电压VSS。在SAD[j]＝0时，开关SPj选择电压VSS，开关SNj选择电压VDD。由此，作为DAQP-DAQN＝V(SAD[5：0])-(VDFP-VDFN)的电压DAQP、DAQN输出到采样节点NSP、NSN。比较电路22判定DAQP-DAQN的正负，将其结果作为信号CPQ输出。控制电路23根据信号CPQ更新逐次比较数据SAD[5：0]。在确定A/D转换结果数据之前依次反复以上的动作。
在逐次比较动作期间的下一个量化误差保持期间内，控制电路23将A/D转换结果数据作为逐次比较数据SAD[5：0]输出。由此，与针对电压VIi的第k次A/D转换中的量化误差对应的电压EPi、ENi输出到采样节点NSP、NSN。量化误差保持电路QEHP、QEHN的开关SAPi、SANi选择采样节点NSP、NSN，开关SBPi、SBNi选择公共电压VCM的节点。由此，电容器CEPi、CENi保持与针对电压VIi的第k次A/D转换中的量化误差对应的电荷。即，电容器CEPi、CENi以公共电压VCM为基准而保持电压EPi、ENi。但是，如下式(2)说明那样，保持电压EPi、ENi衰减后的电压。
在量化误差保持期间之后，进行针对电压VIi+1的第k次A/D转换。在针对电压VIn的第k次A/D转换结束之后，进行针对电压VI1的第k+1次A/D转换。
在以上的动作中，加法电路40的输出电压为下式(2)。k表示第k次A/D转换动作中的电压。VDF(k)为第2加法动作期间后的VDFP-VDFN。CI为电容器CIP的电容值，电容器CIN的电容值也为CI。CF为电容器CFP的电容值，电容器CFN的电容值也为CF。VSL(k)为第1加法动作期间后的VSLP-VSLN。CE是电容器CEPi的电容值，电容器CENi的电容值也为CE。Ctotal为电容器CP1～CP6的电容值的合计。E(k-1)为第k-1次A/D转换中的EPi-ENi。
在上式(2)中，以E(k-1)的增益成为-1的方式设定电容值CE、CF、Ctotal。E(k-1)通过电容器CP1～CP6(Ctotal)与电容器CEPi(CE)之间的电荷再分配以及电容器CN1～CN6(Ctotal)与电容器CENi(CE)之间的电荷再分配，按照增益Ctotal/(Ctotal+CE)进行衰减。在加法电路40进行加法动作时，乘以增益CE/CF，因此，能够对衰减后的E(k-1)进行放大。由此，能够使E(k-1)的增益成为-1，可以实现具有上式(1)那样的噪声整形特性的传递函数。
根据以上的本实施方式，开关SAPi将电容器CEPi的一端与采样节点NSP连接，开关SBPi将电容器CEPi的另一端与公共电压VCM的节点连接，由此，电容器CEPi能够保持对应于量化误差的电荷。同样，开关SANi将电容器CENi的一端与采样节点NSN连接，开关SBNi将电容器CENi的另一端与公共电压VCM的节点连接，由此，电容器CENi能够保持对应于量化误差的电荷。而且，开关SAPi将电容器CEPi的一端与公共电压VCM的节点连接，开关SBPi将电容器CEPi的另一端与运算放大器AMP的反相输入节点NIN连接，由此，在电容器CEPi、CFN之间对电容器CEPi保持的电荷进行再分配。开关SANi将电容器CENi的一端与公共电压VCM的节点连接，开关SBNi将电容器CENi的另一端与运算放大器AMP的同相输入节点NIP连接，由此，在电容器CENi、CFP之间对电容器CENi保持的电荷进行再分配。由此，能够从A/D转换电路20的输入电压(VSLP、VSLN)减去对应于量化误差的电压。
4.斩波调制
图7是在加法电路40中进行斩波调制的情况下的斩波调制电路和斩波解调电路的结构例。在图7中，加法电路40包含斩波调制电路CHCM和斩波解调电路CHCD。在将图7的结构应用于图5的情况下，图7的节点NIP、NIN、NDFP、NDFN对应于图5的节点NIP、NIN、NDFP、NDFN。
斩波调制电路CHCM对输入到运算放大器AMP的同相输入节点NIP’和反相输入节点NIN’的电压进行斩波的调制。即，斩波调制电路CHCM对节点NIP、NIN的电压VIP、VIN进行斩波调制，将该调制后的电压输出到节点NIP’、NIN’。
斩波调制电路CHCM包含开关SMA1、SMA2、SMB1、SMB2。开关SMA1、SMB1的一端与节点NIP连接，开关SMA2、SMB2的一端与节点NIN连接。开关SMA1、SMB2的另一端与节点NIP’连接，开关SMA2、SMB1的另一端与节点NIN’连接。开关SMA1、SMA2、SMB1、SMB2例如是由晶体管构成的模拟开关。在同相动作中，开关SMA1、SMA2接通，开关SMB1、SMB2断开，向节点NIP’、NIN’输入电压VIP、VIN。在反相动作中，开关SMA1、SMA2断开，开关SMB1、SMB2接通，向节点NIP’、NIN’输入电压VIN、VIP。
斩波解调电路CHCD对从运算放大器AMP的反相输出节点NDFP’和同相输出节点NDFN’输出的电压进行斩波的解调。即，斩波解调电路CHCD对节点NDFP’、NDFN’的电压进行斩波解调，将该解调后的电压VDFP、VDFN输出到节点NDFP、NDFN。
斩波解调电路CHCD包含开关SDA1、SDA2、SDB1、SDB2。开关SDA1、SDB1的一端与节点NDFP’连接，开关SDA2、SDB2的一端与节点NDFN’连接。开关SDA1、SDB2的另一端与节点NFDF连接，开关SDA2、SDB1的另一端与节点NDFN连接。在同相动作中，开关SDA1、SDA2接通，开关SDB1、SDB2断开，将节点NDFP’、NDFN’的电压作为电压VDFP、VDFN向节点NDFP、NDFN输出。开关SDA1、SDA2、SDB1、SDB2例如是由晶体管构成的模拟开关。在反相动作中，开关SDA1、SDA2断开，开关SDB1、SDB2接通，将节点NDFN’、NDFP’的电压作为电压VDFP、VDFN向节点NDFP、NDFN输出。
运算放大器AMP具有偏移(offset)。例如，通过使构成运算放大器AMP的差动对的2个晶体管的尺寸不同，在节点NIP’、NIN’之间产生偏移。
斩波调制电路CHCM和斩波解调电路CHCD交替地反复进行反相动作和同相动作。具体而言，在第k-1次A/D转换中，进行反相动作和同相动作中的一方，在第k次A/D转换中，进行反相动作和同相动作中的另一方。由此，以斩波频率对运算放大器AMP的偏移进行调制。具体而言，在第k-1次A/D转换和第k次A/D转换中，偏移的极性反转。
图8是在不进行斩波调制的情况下输入了0V时的A/D转换结果数据(输出码)的时间变化的例子。在本实施方式中，由于具有1阶噪声整形机构，所以，在向A/D转换电路20输入了DC信号时，A/D转换结果数据DOUT可能成为特定的时间变化模式，在A/D转换结果数据DOUT中产生无用频率成分。将该现象称作空闲音(idle tone)。例如，假设TCXO的温度补偿处理中使用了温度检测电压的A/D转换结果数据。此时，当A/D转换结果数据以一定周期发生变化时，在该周期内校正振荡频率，可能使振荡特性下降。
图9是在本实施方式中输入了0V时的A/D转换结果数据(输出码)的时间变化的例子。在本实施方式中，进行了斩波的调制，因此，按照每个A/D转换使偏移的极性反转。因此，由于偏移引起的A/D转换结果数据的变化成为升高斩波频率的高频，能够减少上述的空闲音。例如，能够在TCXO的温度补偿处理中减少由于空闲音而使振荡特性下降的可能性。
5.振动器件
以下，对包含电路装置100的振动器件2的结构例进行说明。图10是包含电路装置100的振动器件2的第1结构例。在图10中，举例说明振动器件2是振荡器的情况。具体而言，对应用于作为温度补偿型振荡器的TCXO的例子进行说明。温度补偿型振荡器也可以是OCXO。
振动器件2(振荡器)包含振子110和电路装置100。此外，振动器件2可以包含温度传感器TS2。例如，振子110和电路装置100、温度传感器TS2收纳在壳体中，从而构成振动器件2。
振子110的一端与端子T1连接，另一端与端子T2连接。振子110(resonator)是利用电信号产生机械振动的元件(振动元件)。振子110例如可以通过石英振动片等振动片(压电振动片)实现。例如，可以通过切角为AT切或SC切等的进行厚度剪切振动的石英振动片等实现。例如，振子110为内置于不具有恒温槽的温度补偿型振荡器(TCXO)的振子。或者，振子110也可以为内置于具有恒温槽的恒温槽型振荡器(OCXO)的振子等。另外，本实施方式的振子110例如可以通过厚度剪切振动型以外的振动片、由石英以外的材料形成的压电振动片等各种振动片实现。例如，作为振子110，也可以采用SAW(Surface Acoustic Wave)谐振器、作为使用硅基板而形成的硅制振子的MEMS(Micro Electro Mechanical Systems)振子等。
电路装置100包含处理电路123、振荡信号生成电路150、选择器10和A/D转换器127。此外，电路装置100可以包含存储部124(存储器)、温度传感器TS1及输出电路122、端子T1、T2、输出端子TM、传感器输入端子TTS、信号端子TSD、TSC和电源供给用的电源端子TV、TG。电路装置100为集成电路装置(IC、半导体芯片)。端子T1、T2、输出端子TM、传感器输入端子TTS、信号端子TSD、TSC、电源端子TV、TG例如可以称作集成电路装置的焊盘。
振荡信号生成电路150使用振子110生成与频率控制数据对应的振荡频率的振荡信号。振荡信号生成电路150包含使振子110振荡的振荡电路121。此外，振荡信号生成电路150还可以包含后述的D/A转换电路125。
振荡电路121是具有驱动电路并经由端子T1、T2利用驱动电路对振子110进行驱动而使振子110振荡的电路。作为振荡电路121，例如可以采用皮尔斯型的振荡电路。在该情况下，驱动电路包含双极型晶体管和连接在双极型晶体管的基极-集电极间的电阻。双极型晶体管的基极为驱动电路的输入节点，集电极为驱动电路的输出节点。针对驱动电路的输出节点、输入节点中的至少一方的连接节点设置有可变电容电路。可变电容电路例如可以通过电容值根据控制电压而发生变化的变容二极管、根据频率控制数据来切换与连接节点连接的电容器的数量的电容器阵列等实现。
输出电路122对作为来自振荡电路121的输出信号的时钟信号进行缓冲，将该缓冲后的时钟信号从输出端子TM输出到电路装置100的外部。例如，输出电路122由缓冲电路构成，该缓冲电路对作为来自振荡电路121的输出信号的时钟信号进行缓冲。
温度传感器TS1、TS2将与环境(例如电路装置100、振子110)的温度对应地发生变化的温度依赖电压作为温度检测电压输出。例如，温度传感器TS1、TS2利用具有温度依赖性的电路元件生成温度依赖电压，以不依赖于温度的电压(例如带隙参考电压)为基准输出温度依赖电压。例如，将PN结的正向电压作为温度依赖电压输出。来自温度传感器TS2的温度检测电压经由传感器输入端子TTS而输入到选择器10。
选择器10依次选择来自温度传感器TS1、TS2的温度检测电压，将该时分的温度检测电压输出到A/D转换器127。另外，振动器件2包含的温度传感器的个数不限于2个，振动器件2也可以包含第1～第m温度传感器(m是1以上、n以下的整数)。此时，可以向选择器10输入第1～第n电压，也可以输入来自第1～第m温度传感器的第1～第m温度检测电压作为该第1～第n电压中的第1～第m电压。选择器10依次选择第1～第n电压，将该时分的温度检测电压输出到A/D转换器127。
A/D转换器127对选择器10的输出电压进行A/D转换。即，对由选择器10以时分方式输出的来自温度传感器TS1、TS2的温度检测电压进行A/D转换，将其结果作为时分的温度检测数据输出。A/D转换器127包含图1等中说明的A/D转换电路20和量化误差保持电路30。
处理电路123(数字信号处理电路)进行各种信号处理。例如，处理电路123(温度补偿部)进行根据温度检测数据来补偿振子110的振荡频率的温度特性的温度补偿处理，输出用于控制振荡频率的频率控制数据。具体而言，处理电路123进行用于根据与温度对应地发生变化的温度检测数据(温度依赖数据)和温度补偿处理用的系数数据(近似函数的系数的数据)等来消除或者减少由于温度变化引起的振荡频率的变动(在存在温度变化的情况下，也使振荡频率恒定)的温度补偿处理。温度补偿处理用的系数数据存储到存储部124中。存储部124可通过RAM(SRAM、DRAM)等半导体存储器实现，也可通过非易失性存储器实现。处理电路123可通过以时分方式执行包含温度补偿处理在内的各种信号处理的DSP(DigitalSignal Processor)实现。或者，处理电路123可通过门阵列等基于自动配置布线的ASIC电路实现，也可通过处理器(例如CPU、MPU等)和在处理器上工作的程序实现。此外，处理电路123可以进行温度补偿以外的校正处理(例如老化校正)。此外，处理电路123可以进行恒温槽型振荡器(OCXO)中的恒温槽的加热器控制(炉控制)等。
另外，处理电路123具有接口电路，该接口电路使用时钟信号SCL、数据信号SDA与外部器件之间进行串行通信。接口电路例如为I2C、SPI等接口电路。信号端子TSC、TSD为这些时钟信号SCL、数据信号SDA用的端子。
D/A转换电路125对频率控制数据进行D/A转换，将与频率控制数据对应的控制电压输出到振荡电路121。设置于振荡电路121的可变电容电路的电容值根据该控制电压而可变地控制。该情况下的可变电容电路可通过上述变容二极管等实现。
向电源端子TV供给高电位侧的电源电压VDD，向电源端子TG供给低电位侧的电源电压VSS(例如接地电压)。电路装置100被供给这些电源电压VDD、VSS而动作。
图11是包含电路装置100的振动器件2的第2结构例。在图11中，举例说明振动器件2是用于测量物理量的物理量测量装置(物理量检测装置)的情况。作为被测量的物理量，可以假想角速度、加速度、角加速度、速度、距离或者时间等各种物理量。以下，以检测角速度的陀螺仪传感器(振动陀螺仪传感器)为例进行说明。
图11的振动器件2包含振子110、电路装置100和温度传感器TS2。电路装置100包含驱动电路130、检测电路160、输出电路122、处理电路190、温度传感器TS1、选择器10、A/D转换器127、端子T1、T2、T5、T6、传感器输入端子TTS和输出端子TM。
振子110(传感器元件、物理量换能器)是用于检测物理量的元件，该振子110具有振动片141、142、驱动电极143、144、检测电极145、146和接地电极147。振动片141、142例如是由石英等压电材料的薄板形成的压电型振动片。具体而言，振动片141、142是由Z切石英基板形成的振动片。振动片141、142的压电材料也可以是除石英以外的陶瓷、硅等材料。
经由端子T1向驱动电极143供给来自电路装置100的驱动电路130的驱动信号DS(广义上是输出信号)，由此，驱动用的振动片141进行振动。振动片141例如为振子110的驱动臂。而且，来自驱动电极144的反馈信号DG(广义上是输入信号)经由端子T2输入到驱动电路130。例如，由于振动片141振动而产生的反馈信号DG输入到驱动电路130。
然后，驱动用的振动片141进行振动，由此，检测用的振动片142进行振动，由于该振动而产生的电荷(电流)作为检测信号S1、S2从检测电极145、146经由端子T5、T6输入到检测电路160。这里，接地电极147设定为接地电位。检测电路160根据这些检测信号S1、S2，检测与检测信号S1、S2对应的物理量信息(角速度等)。这里，主要以振子110为陀螺仪传感器元件的情况为例进行说明，但本实施方式不限于此，也可以是检测加速度等其他物理量的元件。此外，作为振子110，例如，能够使用双T字型构造的振动片，但也可以是音叉型或者H型等的振动片。
驱动电路130可以包含输入来自振子110的反馈信号DG而进行信号放大的放大电路、进行自动增益控制的AGC电路(增益控制电路)、以及向振子110输出驱动信号DS的输出电路等。例如，AGC电路可变地自动调整增益，以使来自振子110的反馈信号DG的振幅恒定。AGC电路可以通过对来自放大电路的信号进行全波整流的全波整流器、进行全波整流器的输出信号的积分处理的积分器等实现。输出电路例如输出矩形波的驱动信号DS。在该情况下，输出电路可通过比较器和缓冲电路等实现。另外，输出电路可以输出正弦波的驱动信号DS。此外，驱动电路130例如根据放大电路的输出信号生成同步信号SYC，输出到检测电路160。
检测电路160根据来自由驱动电路130驱动的振子110的检测信号S1、S2，检测与检测信号S1、S2对应的物理量信息。检测电路160可以包含放大电路、同步检波电路、调整电路等。经由端子T1、T2向放大电路输入来自振子110的检测信号S1、S2，进行检测信号S1、S2的电荷-电压转换、信号放大。检测信号S1、S2构成差动信号。具体而言，放大电路可以包含：第1Q/V转换电路，其对检测信号S1进行放大；第2Q/V转换电路，其对检测信号S2进行放大；以及差动放大器，其对第1、第2Q/V转换电路的输出信号进行差动放大。同步检波电路进行使用了来自驱动电路130的同步信号SYC的同步检波。例如，进行用于从检测信号S1、S2提取期望波的同步检波。调整电路进行用于零点校正的偏移调整、用于灵敏度调整的增益校正。此外，检测电路160具有A/D转换电路。A/D转换电路对同步检波后的信号进行A/D转换，将作为其结果的数字检测数据输出到处理电路190。此外，检测电路160可以包含使无法通过同步检波等完全去除的无用信号衰减的滤波电路。
温度传感器TS1、TS2、选择器10、A/D转换器127的结构以及动作与图10相同，因此，这里省略说明。
处理电路190根据来自检测电路160的检测数据，进行用于偏移调整的校正处理、用于灵敏度调整的校正处理等各种校正处理。例如，处理电路190根据来自A/D转换器127的温度检测数据进行物理量(角速度)的零点校正处理。即，根据温度检测数据求出消除(或者减少)零点温度依赖性的校正值，利用该校正值校正物理量。
输出电路122经由输出端子TM向电路装置100的外部输出来自处理电路190的校正处理后的检测数据DTQ。该情况下的输出电路122例如可通过I2C、SPI等接口电路实现。
6.电子设备、移动体
图12示出包含本实施方式的振动器件2(电路装置100)的电子设备500的结构例。该电子设备500包含：振动器件2，其具有电路装置100和振子110；以及处理部520。还可以包含通信部510、操作部530、显示部540、存储部550、天线ANT。
作为电子设备500，例如可以想象基站或者路由器等互联网关联设备、计测距离、时间、流速或者流量等物理量的高精度的计测设备、测量生物体信息的生物体信息测量设备(超声波测量装置、脉搏计、血压测量装置等)、车载设备(自动驾驶用的设备等)等。此外，作为电子设备500，可以想象头部佩戴型显示装置、钟表关联设备等可佩戴设备、机器人、打印装置、投影装置、便携信息终端(智能手机等)、发布内容的内容提供设备、或者数字照相机或摄像机等影像设备等。
通信部510(通信接口)进行经由天线ANT从外部接收数据、或向外部发送数据的处理。处理部520(处理器)进行电子设备500的控制处理、以及经由通信部510而收发的数据的各种数字处理等。处理部520的功能例如可通过微型计算机等的处理器实现。操作部530(操作接口)用于供用户进行输入操作，可通过操作按钮、触摸面板显示器等实现。显示部540用于显示各种信息，可通过液晶、有机EL等显示器实现。存储部550用于存储数据，其功能可通过RAM、ROM等半导体存储器、HDD(硬盘驱动器)等实现。
图13示出包含本实施方式的振动器件2(电路装置100)的移动体的例子。本实施方式的振动器件2(振荡器、物理量测量装置)能够组装至例如车、飞机、摩托车、自行车、机器人或船舶等各种移动体。移动体例如是具有发动机或马达等驱动机构、方向盘或舵等转向机构以及各种电子设备、且在陆地上、空中或海上移动的设备或装置。图13概要地示出作为移动体的具体例的汽车206。在汽车206中组装本实施方式的振动器件2。控制装置208根据由该振动器件2生成的时钟信号或所测量出的物理量信息进行各种控制处理。例如，在测量出汽车206周围的物体的距离信息作为物理量信息的情况下，控制装置208使用测量出的距离信息进行用于自动驾驶的各种控制处理。控制装置208能够根据例如车体207的姿势控制悬架的软硬，或者控制各个车轮209的制动。另外，组装有本实施方式的振动器件2的设备不限于这样的控制装置208，能够组装到设于汽车206或机器人等移动体中的各种设备。
此外，虽然如以上那样对本实施方式进行了详细说明，但本领域技术人员应当能够容易地理解可进行实质上未脱离本发明的新事项以及效果的多种变形。因此，这种变形例全部包含在本发明的范围内。此外，在说明书或附图中，对于至少一次地与更广义或同义的不同用语一起记载的用语，在说明书或附图的任何位置处，都可以将其置换为不同的用语。此外，本实施方式和变形例的所有组合也包含于本发明的范围内。此外，电路装置、振动器件、电子设备、移动体的结构和动作等也不限于本实施方式中说明的内容，可实施各种变形。

Claims (10)

1.一种电路装置，其特征在于，其包含：
选择器，其输入第1～第n电压，其中，n是2以上的整数；
A/D转换电路，其具有电荷再分配型的D/A转换电路，输入所述选择器的输出电压作为输入电压，通过逐次比较动作进行所述输入电压的A/D转换，该逐次比较动作使用了所述D/A转换电路；以及
第1～第n量化误差保持电路，其保持与所述第1～第n电压在所述A/D转换中的量化误差对应的电荷，
所述A/D转换电路具有加法电路，该加法电路输出从与所述输入电压对应的电压减去作为与第i电压在第k-1次A/D转换中的量化误差对应的电荷而保持于第i量化误差保持电路的电荷所对应的电压而得到的电压，其中，i是1以上且n以下的整数，k是2以上的整数，
所述D/A转换电路输出所述加法电路的输出电压与逐次比较数据的D/A转换电压的差分电压，
所述A/D转换电路根据所述差分电压进行针对所述第i电压的第k次A/D转换，输出对量化误差进行噪声整形后的A/D转换结果数据，
所述第i量化误差保持电路保持与结束了针对所述第i电压的所述逐次比较动作之后的所述差分电压对应的电荷，
所述D/A转换电路是具有正极侧电容器阵列电路和负极侧电容器阵列电路的差动型D/A转换电路，
所述加法电路具有：
全差动型的运算放大器；
正极侧反馈用电容器，其设置于所述运算放大器的反相输出节点与同相输入节点之间；以及
负极侧反馈用电容器，其设置于所述运算放大器的同相输出节点与反相输入节点之间，
所述第i量化误差保持电路具有正极侧保持电路和负极侧保持电路，
所述正极侧保持电路具有：
正极侧保持用电容器；
第1正极侧开关，其将所述正极侧保持用电容器的一端与所述正极侧电容器阵列的采样节点以及公共电压的节点中的任意一个连接；以及
第2正极侧开关，其将所述正极侧保持用电容器的另一端与所述公共电压的节点以及所述反相输入节点中的任意一个连接，
所述负极侧保持电路具有：
负极侧保持用电容器；
第1负极侧开关，其将所述负极侧保持用电容器的一端与所述负极侧电容器阵列的采样节点以及所述公共电压的节点中的任意一个连接；以及
第2负极侧开关，其将所述负极侧保持用电容器的另一端与所述公共电压的节点以及所述同相输入节点中的任意一个连接。
2.根据权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
所述加法电路具有：
斩波调制电路，其对输入到所述运算放大器的所述同相输入节点和所述反相输入节点的电压进行斩波的调制；以及
斩波解调电路，其对从所述运算放大器的所述反相输出节点和所述同相输出节点输出的电压进行斩波的解调。
3.根据权利要求1或2所述的电路装置，其特征在于，
所述A/D转换电路具有：
比较电路，其根据来自所述D/A转换电路的所述差分电压进行所述加法电路的输出电压与所述逐次比较数据的D/A转换电压之间的比较判定；以及
控制电路，其根据所述比较电路的比较结果更新所述逐次比较数据并输出到所述D/A转换电路。
4.一种电路装置，其特征在于，其包含：
选择器，其输入第1～第n电压，其中，n是2以上的整数；
A/D转换电路，其具有电荷再分配型的D/A转换电路和加法电路，输入所述选择器的输出电压作为输入电压，通过逐次比较动作进行所述输入电压的A/D转换，该逐次比较动作使用了所述D/A转换电路；以及
第1～第n量化误差保持电路，其保持与所述第1～第n电压在所述A/D转换中的量化误差对应的电荷，
第i量化误差保持电路具有保持用电容器、第1开关和第2开关，
在复位期间，所述第1开关将保持与第i电压在第k-1次A/D转换中的量化误差对应的电荷的所述保持用电容器的一端设定为浮置状态，所述第2开关将所述保持用电容器的另一端与公共电压的节点连接，其中，i是1以上且n以下的整数，k是2以上的整数，
在所述复位期间之后的加法期间、采样期间以及逐次比较期间，所述第1开关将所述保持用电容器的一端与所述公共电压的节点连接，所述第2开关将所述保持用电容器的另一端与所述加法电路的输入节点连接，所述加法电路输出从与所述输入电压对应的电压减去与保持于所述第i量化误差保持电路的电荷对应的电压而得到的电压，所述D/A转换电路输出所述加法电路的输出电压与逐次比较数据的D/A转换电压的差分电压，所述A/D转换电路根据所述差分电压进行针对所述第i电压的第k次A/D转换，输出对量化误差进行噪声整形后的A/D转换结果数据，
在所述加法期间、所述采样期间以及所述逐次比较期间之后的量化误差保持期间，所述第1开关将所述保持用电容器的一端与所述D/A转换电路的电容器阵列的采样节点连接，所述第2开关将所述保持用电容器的另一端与所述公共电压的节点连接，所述保持用电容器保持与所述第i电压在第k次A/D转换中的量化误差对应的电荷。
5.根据权利要求1或4所述的电路装置，其特征在于，该电路装置包含：
处理电路，其输出基于与作为温度检测电压的所述输入电压对应的所述A/D转换结果数据的频率控制数据；以及
振荡信号生成电路，其使用振子生成与所述频率控制数据对应的振荡频率的振荡信号。
6.根据权利要求1或4所述的电路装置，其特征在于，
向所述选择器输入来自第1～第m温度传感器的第1～第m温度检测电压作为所述第1～第n电压中的第1～第m电压，其中，m是1以上且n以下的整数。
7.一种振动器件，其特征在于，其包含：
权利要求1～6中的任意一项所述的电路装置；以及
振子，其与所述电路装置连接。
8.根据权利要求7所述的振动器件，其特征在于，
该振动器件包含第1～第m温度传感器，
向所述选择器输入来自所述第1～第m温度传感器的第1～第m温度检测电压作为所述第1～第n电压中的第1～第m电压，
其中，m是1以上且n以下的整数。
9.一种电子设备，其特征在于，该电子设备包含权利要求1～6中的任意一项所述的电路装置。
10.一种移动体，其特征在于，该移动体包含权利要求1～6中的任意一项所述的电路装置。
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