CN109708672B - 使用数字辅助1/x模拟增益补偿的传感器 - Google Patents

Abstract

提供了磁场传感器和感测方法。磁传感器包括至少一个磁场传感器元件、反相放大器、可编程分流器和数字控制器，至少一个磁场传感器元件被配置为响应于磁场而产生模拟输入传感器信号，反相放大器被配置为产生相对于模拟输入传感器信号具有增益值的模拟输出传感器信号，可编程分流器被设置在反相放大器的负反馈路径中，使得增益值取决于可编程分流器的有效反馈电阻器值，数字控制器被配置为接收至少一个测量参数，基于至少一个测量参数来生成码字，以及将码字传输到可编程分流器以用于补偿增益值。有效反馈电阻器值是基于由可编程分流器所接收的码字来调整的。

Description

使用数字辅助1/X模拟增益补偿的传感器

技术领域

本公开总体涉及磁传感器，并且更特别地涉及使用数字辅助模拟增益补偿的磁传感器。

背景技术

一种类型的磁传感器是霍尔效应传感器(霍尔传感器)。霍尔效应传感器是响应于磁场而改变其输出电压(霍尔电压)的换能器。霍尔效应传感器是基于利用洛伦兹力的霍尔效应的。洛伦兹力在存在垂直于流过传感器或者霍尔板的电流的磁场时使移动的电荷偏转。由此，霍尔板(被称为传感器元件)可以是薄片半导体或金属。偏转导致电荷分离，电荷分离导致霍尔电场。该电场在相对于洛伦兹力的相反方向上作用于电荷。两种力相互平衡，并且产生垂直于电流流动方向的电势差。电势差可以作为霍尔电压来测量，并且在小值时与磁场呈线性关系变化。例如，霍尔效应传感器可以用于接近开关、定位、速度检测和电流感测应用。

在霍尔传感器读出电路中，来自霍尔传感器元件的磁信号被转换为电信号(例如，霍尔电压)，该电信号在到达传感器的输出之前进一步被放大和校准。霍尔电压可以随温度变化。例如，霍尔电压和温度之间可以存在非线性关系，使得随着温度的增加，霍尔电压下降。应该补偿霍尔随温度的该非线性灵敏度变化，以进行精确的感测测量。

通常，在霍尔传感器读出电路中，数字接口用于低速操作(例如，高达10kHz)。即，霍尔传感器元件的模拟输出(例如，霍尔电压)通过模数转换器(ADC)转换为数字信号。因此，所有补偿是在数字域中计算和实现的，并且N位数字流是从读出电路中输出的。该技术对于高带宽操作(例如，10kHz到120kHz)执行得不好。

因此，可以需要能够以更高的速度(例如，以高达120kHz的带宽)运行的磁霍尔传感器。

发明内容

提供了磁场传感器和感测方法。

一个或多个实施例提供了磁传感器，该磁传感器包括：至少一个磁场传感器元件，被配置为响应于磁场而产生模拟输入传感器信号；反相放大器，被配置为产生相对于模拟输入传感器信号具有增益值的模拟输出传感器信号；可编程分流器，被设置在反相放大器的负反馈路径中，使得增益值取决于可编程分流器的有效反馈电阻器值；数字控制器，被配置为接收至少一个测量参数，基于至少一个测量参数来生成码字，以及将码字传输到可编程分流器以用于补偿增益值。有效反馈电阻器值是基于由可编程分流器所接收的码字来调整的。

一个或多个实施例进一步提供了用于在磁传感器中实现增益补偿的方法。方法包括：由至少一个磁场传感器元件响应于磁场而产生模拟输入传感器信号；基于模拟输入传感器信号来产生模拟输出传感器信号，模拟输出传感器信号相对于模拟输入传感器信号具有增益值；基于至少一个数字测量参数来产生码字；以及基于码字来调整反相放大器的负反馈路径的有效反馈电阻器值，使得增益值被调整以补偿至少一个数字测量参数。

附图说明

本文中参照附图来描述实施例。

图1示出了根据一个或多个实施例的磁传感器的框图；

图2示出了根据一个或多个实施例的磁传感器的示意性框图；

图3示出了根据一个或多个实施例的可编程分流器的示意图；

图4示出了当所有位为通(ON)时图3的可编程分流器的等效电阻器梯的示意图；

图5图示了当所有位为断(OFF)时图3的可编程分流器的等效电阻器梯的示意图。

具体实施方式

在下文中，阐述了细节，以提供对示例性实施例的更透彻的解释。然而，对于本领域技术人员来说，显而易见的是，实施例可以在没有这些具体细节的情况下来实践。在其它情况中，为了避免混淆实施例，公知的结构和设备以框图的形式或者以示意图示出，而未详细地示出。此外，下文中所描述的不同实施例的特征可以相互结合，除非另有特别说明。

此外，在下面的描述中，等效或类似的元件或者具有等效或类似功能的元件通过等效或类似的附图标记来表示。由于在图中相同的或功能等效的元件被赋予相同的附图标记，因此可以省略对提供有相同附图标记的元件的重复描述。因此，对具有相同或相似附图标记的元素提供的描述是可以相互交换的。

可以理解，当元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，元件可以直接连接到或者耦合到另一元件，或者可以存在中间元件。相反地，当元件被称为“直接连接”或“直接耦合”到另一元件时，不存在中间元件。用于描述元件之间的关系的其它词应该以类似的方式(例如，“在…之间”与“直接在…之间”，“邻近”与“直接邻近”等)来解释。

在本文所描述的或者附图中所示出的实施例中，只要基本上保持连接或耦合的通用目的(例如，传输某种信号或传输某种信息)，那么任何直接连接或耦合(即，没有附加的中间元件的任何连接或耦合)也可以通过间接连接或耦合(即，通过一个或多个附加的中间元件的连接或耦合)来实现，反之亦然。来自不同实施例的特征可以被组合，以形成进一步的实施例。例如，关于实施例中的一个所描述的变化或修改也可以适用于其它实施例，除非相反地指出。

实施例涉及传感器和传感器系统，并且涉及获得关于传感器和传感器系统的信息。传感器可以指代将待测量的物理量转换为电信号(例如，电流信号或电压信号)的部件。物理量可以例如包括磁场、电场、压力、力、电流或电压，但不限于此。

磁场传感器例如包括一个或多个磁场传感器元件，其测量磁场的一个或多个特征(例如，磁场通量密度的量、场强、场角、场方向、场取向等)，对应于检测和/或测量产生磁场的元件(例如，磁体、载流导体(例如，导线)、地球或其它磁场源)的磁场图案。每个磁场传感器元件被配置为响应于一个或多个磁场而产生模拟传感器信号。

例如，由每个磁场传感器元件所产生的传感器信号(例如，电压信号)可以与冲击到该磁场传感器元件上的磁场的幅度成比例。此外，应当理解，术语“传感器”和“感测元件”可以在本说明书中互换使用，并且术语“传感器信号”和“测量值”可以在本说明书中互换使用。

例如，霍尔效应传感器是响应于磁场而改变其输出电压(霍尔电压)的换能器。它是基于利用洛伦兹力的霍尔效应的。洛伦兹力在存在垂直于流过传感器或者霍尔板的电流的磁场时使移动的电荷偏转。由此，霍尔板(被称为磁场传感器元件)可以是薄片半导体或金属。偏转导致电荷分离，电荷分离导致霍尔电场。该电场在相对于洛伦兹力的相反方向上作用于电荷。两种力相互平衡，并且产生垂直于电流流动方向的电势差。电势差可以作为霍尔电压来测量，并且在小值时与磁场呈线性关系变化。例如，霍尔效应传感器可以用于接近开关、定位、速度检测和电流感测应用。

在一些示例中，霍尔传感器元件可以被实现为垂直霍尔传感器元件。垂直霍尔传感器是磁场传感器，其对平行于其表面延伸的磁场分量敏感。这意味着它们对平行于IC表面或者在IC表面面内的磁场敏感。灵敏度的平面在本文中可以被称为“灵敏度轴”或“感测轴”，并且每个感测轴具有参考方向。对于霍尔传感器元件，由传感器元件所输出的电压值根据在感测轴的方向上的磁场强度而改变。

在其它示例中，霍尔传感器元件可以被实现为横向霍尔传感器元件。横向霍尔传感器元件对垂直于其表面的磁场分量敏感。这意味着它们对于垂直于集成电路(IC)表面或者在集成电路(IC)表面面外的磁场敏感。灵敏度的平面在本文中可以被称为“灵敏度轴”或“感测轴”，并且每个感测轴具有参考方向。对于霍尔传感器元件，由传感器元件所输出的电压值根据在感测轴的方向上的磁场强度而改变。

根据一个或多个实施例，磁场传感器和传感器电路都可以被容纳(即，集成)在同一芯片封装体(例如，塑料包封的封装体(诸如有引线封装体或无引线封装体)，或者表面安装器件(SMD)封装体)中。该芯片封装体也可以被称作传感器封装体。传感器封装体可以与背偏置磁体结合，以形成传感器模块、传感器设备等。

传感器电路可以被称为信号处理电路和/或信号调节电路，其以原始测量数据的形式从一个或多个磁场传感器元件接收一个或多个信号(即，传感器信号)，并且从传感器信号导出表示磁场的测量信号。如本文所使用的信号调节指的是以信号满足下一级进一步处理的要求的方式来操作模拟信号。信号调节可以包括从模拟到数字的转换(例如，经由模数转换器)、放大、滤波、转换、偏置、范围匹配、隔离和使传感器输出在调节之后适于处理所需的任何其它处理。

因此，传感器电路可以包括模数转换器(ADC)，其将来自一个或多个传感器元件的模拟信号转换为数字信号。传感器电路还可以包括数字信号处理器(DSP)，其对数字信号执行一些处理，将在下面讨论。传感器电路可以进一步包括数模转换器(DAC)，其将处理后的数字信号转换回模拟信号。因此，传感器封装体包括通过信号处理和/或调节来调节和放大磁场传感器元件的小信号的电路。

本文中所使用的传感器设备可以指代包括如上述的传感器和传感器电路的设备。传感器设备可以被集成在单个半导体管芯(例如，硅管芯或芯片)上，尽管在其它实施例中多个管芯可以用于实现传感器设备。因此，传感器和传感器电路被设置在同一半导体管芯上或者同一封装体中的多个管芯上。例如，传感器可以在一个管芯上，并且传感器电路可以在另一管芯上，使得传感器和传感器电路可以在封装体内互相电连接。在该情况中，管芯可以由相同或不同的半导体材料(诸如，GaAs和Si)组成，或者传感器可以溅射到不是半导体的陶瓷或玻璃板上。

图1示出根据一个实施例的磁传感器100的框图。特别地，磁传感器100包括差分霍尔传感器对10、电流轨11和读出电路12。读出电路12包括信号调节电路13、温度(temp)校准单元14a、应力校准单元14b、供应电压VDD校准单元14c和输出焊盘15。

差分霍尔传感器对10包括两个传感器元件10a、10b，两个传感器元件10a、10b差分地置于传感器管芯(未示出)上的不同位置，并且电流轨11使得电流流过霍尔传感器元件10a、10b。每个霍尔传感器元件10a、10b被配置为响应于冲击到其上的磁场而产生模拟传感器信号(例如，霍尔电压信号)。例如，当霍尔传感器元件10a、10b存在垂直于电流流动的磁场时，产生霍尔电压。

差分霍尔传感器对10一起产生模拟差分测量信号(例如，差分霍尔电压)。例如，差分霍尔传感器对10可以包括组合电路或逻辑，以产生差分测量信号。因此，组合电路可以接收来自霍尔传感器元件10a、10b的传感器信号，并且可以由此产生差分测量信号。例如，组合电路可以包括一个或多个差分放大器，其输出传感器元件10a和10b之间的差。或者，读出电路12可以包括用于接收来自霍尔传感器元件10a、10b的原始测量信号的组合电路，并且读出电路12可以在执行进一步信号处理之前生成差分测量信号。

可以理解，尽管在使用差分霍尔传感器对的上下文中描述了实施例，但是实施例不限于此。因此，一个或多个传感器元件可以用于产生测量信号，测量信号将由读出电路12进一步处理。由差分霍尔传感器对所提供的差分模拟接口可以为高带宽操作(例如，高达120kHz)提供更好的性能，这是由于通过信号调节电路13沿着连续时间模拟信号路径的较低传播延迟。

如图1所示，由差分霍尔传感器对10所提供的差分测量信号具有对温度的非线性依赖。因此，随着温度升高，差分霍尔电压以非线性方式降低。因此，差分霍尔传感器对10的随温度的非线性灵敏度变化应该在模拟接口处进行补偿。

信号调节电路13包括模拟信号路径，模拟信号路径接收模拟差分测量信号，或者接收个体模拟测量信号，并将个体模拟测量信号转换为模拟差分测量信号，并输出模拟输出信号。在信号调节电路13的输入和输出之间，信号调节电路13在连续时域中对模拟差分测量信号执行信号调节，包括信号转换和放大，以及补偿(校准)温度、应力和供应电压VDD的变化，以便产生经灵敏度补偿的模拟输出信号。

在补偿期间，信号调节电路13可以包括辅助路径，辅助路径用于数字地辅助模拟测量信号的校准。例如，温度、应力和VDD校准可以经由辅助路径在数字离散时域中实现，以在到达输出焊盘15之前由信号调节电路13考虑温度、应力和供应电压VDD的变化。因此，差分测量信号可以在模拟接口处以高增益来放大，以提供良好信噪比和动态范围，同时执行差分测量信号的校准。模拟增益分辨率应该足够高，以提供对温度、应力、供应电压VDD和工艺变化的良好补偿。

为了使信号调节电路13补偿温度、机械应力和供应电压VDD，信号调节电路13接收来自温度校准单元14a、应力校准单元14b、供应电压VDD校准单元14c的输入。温度校准单元14a可以包括被配置为测量传感器管芯处的环境温度的温度传感器。类似地，应力校准单元14b可以包括应力传感器，其被配置为测量施加到传感器管芯的至少一部分(例如，在霍尔传感器元件10a、10b)上的应力(例如，机械应力)。供应电压VDD校准单元14c可以包括连接到供应电压VDD的电路部件或与供应电压VDD的直接电连接，以用于接收供应电压VDD，供应电压VDD可能由于在对磁传感器100供电的电源中的干扰而波动。

温度校准单元14a、应力校准单元14b、供应电压VDD校准单元14c中的每一个可以进一步包括或被耦合到其它电路，该其它电路将测量的参数转换为用于调整差分测量信号的模拟增益的代码(例如，DAC代码)，其细节将在图2和图3中进一步描述。因此，可以补偿差分测量信号的灵敏度，使得对温度、机械应力的依赖性被消除，并且供应电压VDD中的干扰是按比率的。

读出电路12的输出焊盘15被配置为从信号调节电路13接收已经针对温度、机械应力和供应电压VDD进行补偿的连续时域(模拟)输出信号。在输出焊盘15可以看出，输出信号独立于温度。

图2示出了根据一个或多个实施例的磁传感器200的框图。特别地，磁传感器200类似于图1的磁传感器100，但是被进一步详细地提供。因此，磁传感器200包括差分霍尔传感器对20、电流轨21和读出电路22。

读出电路22包括模拟信号路径，该模拟信号路径包括电压-电流转换器23、运算放大器(opamp)24、外部电容负载CL 27和模拟输出28，运算放大器(opamp)24包括设置在负反馈路径中的可编程分流器25和补偿电容器Cfb 26。

此外，读出电路22包括在数字离散时域中实现的辅助信号路径，其向模拟信号路径提供数字辅助。辅助信号路径包括多路复用器30、ADC 31、1/x ADC 32、以及被耦合到存储器34的数字信号处理器(DSP)33。

在连续时域中实现模拟信号路径，使得基于由差分霍尔传感器对20生成的连续的实时输入信号ΔVin来生成连续的实时输出信号ΔVout。在数字离散时域中实现包括温度校准、机械应力校准和供应电压VDD校准的辅助信号路径，以便帮助调整在模拟输出28处实现的模拟增益。

特别地，差分霍尔传感器对20产生由电压-电流转换器23接收的模拟差分输入电压ΔVin。电压-电流转换器23使用感测电阻Rs将差分输入电压ΔVin转换为单端电流信号Igm。电流Igm是表示测量的磁场的信息，也就是差分输入电压ΔVin。执行电压-电流(V-I)转换以避免向已经低欧姆的霍尔传感器元件的电阻性加载，并且提高共模抑制比，其中差分霍尔传感器对20的共模变化是通过V-I转换去除的。

备选地，差分电压信号可以通过两个电压-电流转换器从两个霍尔传感器导出。

使用被耦合到运算放大器24的负反馈路径的可编程分流器25，将差分电流再次转换回模拟输出电压(即，差分输出电压Vout)。注意，虽然可编程分流器25设置在运算放大器24的负反馈路径中，但是该负反馈路径用作电路的总模拟正向路径的一部分。

运算放大器24是反相放大器，其用于驱动例如6nF的外部高电容负载CL 27。可编程分流器25置于运算放大器24的负反馈路径中。这里，应当注意，运算放大器24的非反相输入节点VREF连接到参考电压，并且不限于特定的电压值。运算放大器24的反相输入节点VIN处于虚拟接地，使得VREF和VIN处于相同的电势。也就是说，VINN保持在稳定的参考电势(即，VREF)，而不直接连接到参考电势。结果，运算放大器24的差分输入电压(即，运算放大器24的非反相输入处与反相输入处的电势之间的差)为零。如本文所使用的，将理解，VREF和VINN可以指代相应的节点或指代相应节点处的电势(电压)。

在VINN处接收单端电流信号Igm，其中单端电流信号Igm经由运算放大器24的负反馈路径被馈送到可编程分流器25中。可编程分流器25是反相R2R DAC，其是作为一串分流器操作的可编程电阻器网络，其输出精度取决于每个电阻器与其它电阻器的匹配程度如何。可编程电阻器网络作为一个整体，可以等效于有效反馈电阻器Rfb，其具有根据电阻器网络的编程配置而改变的有效电阻值。

利用有效反馈电阻器Rfb的值，反相R2R DAC被配置成将差分电流信号Igm转换为增益反馈电压Vfb。特别地，基于由数字控制器在可编程分流器25处所编程的编程代码(例如，DAC代码)，反相R2R DAC的每个分流器或抽头可以被启用以接收电流Igm的一部分，或被禁用以不接收电流Igm的一部分。差分电流信号Igm的加权电流部分(例如，Iw、2Iw、4Iw等)根据反相R2R DAC的电流分配函数流经反相R2R DAC的每个启用的抽头。所有分流电流之和等于Igm。在反相R2R DAC的输出和可编程部分之间，所有电流都通过固定电阻器布置Rfixed来引导，并诱导电压降达到反馈电压Vfb，固定电阻器布置Rfixed被串联连接到反相R2R DAC的可编程部分。

到达固定电阻器布置Rfixed的电流包括所有加权电流Iw(即，总加权电流Iwt)加上剩余电流Ir。剩余电流Ir是Igm的流经固定电阻器布置Rfixed的默认分支(即，通过电阻器8R)的部分。因此，电阻器网络中的所有电流在反相R2R DAC的输出处加在一起，以产生累积反馈电流Ifb，该累积反馈电流Ifb经由Rout两端的电压降被转换成反馈电压Vfb(参见图3)。更一般地，Vfb是Rfb和Igm的乘积。然后，通过运算放大器24将反馈电压Vfb添加到VREF处的电压，以导出在模拟输出28处的单端输出电压ΔVout。因此，电流Igm被转换为增益电压Vfb，该增益电压Vfb是单端输出电压ΔVout的分量，并且贡献于ΔVout/ΔVin的整体模拟增益。

基于由可编程分流器25所执行的电流-电压转换，根据读出电路22的模拟增益对电压ΔVin进行放大。读出电路22的总模拟增益由有效反馈电阻器Rfb和感测电阻器Rs的值决定，可编程分流器25的附加细节结合图3来提供。

由于温度、机械应力、供应电压VDD和工艺变化而导致的增益补偿是使用在辅助信号路径中提供的数字辅助系统进行的。例如，可以分别从温度传感器和应力传感器接收温度和机械应力的测量参数。温度和应力值通过多路复用器30和ADC 31从模拟值被转换为数字值，并被提供给DSP 33以进一步处理，以对可编程分流器25进行编程。

此外，可以使用由1/x ADC 32提供的1/x ADC函数来实现供应电压VDD比率度量。特别地，1/x ADC 32可以接收供应电压VDD，并使用1/x ADC函数将该参数转换为数字值。当供应电压VDD减小时，由1/x ADC 32生成的1/x ADC代码基于接收的供应电压VDD而减小。1/x ADC 32可以直接向可编程分流器25或通过DSP 33的传送电路(pass-through circuit)提供1/x ADC代码。这可以按比率地减少模拟增益。因此，1/x转换函数可以简化针对DSP 33处的VDD输入的处理。相应地，然后经1/x转换的VDD值可以由DSP 33使用，以用于进一步处理，以对于可编程分流器25进行编程。

根据辅助信号路径，将每个测量参数(例如，温度、机械应力和供应电压VDD)的输出转换为数字值，该数字值被提供给DSP 33(即，数字控制器)，DSP 33被配置为根据温度、机械应力和供应电压VDD的数字值来计算N位码字(即，DAC代码)。一旦计算出N位码字，就可以将其输出到可编程分流器25。例如，DSP 33可以在采样时间对数字值进行采样，并且基于采样的数字值来更新N位码字。在更新N位码字时，DSP 33可以更新可编程分流器25的编程。

在本文描述的一个示例中，DAC代码可以是从温度、机械应力和供应电压VDD的数字值导出的11位码字。DSP 33将DAC代码提供给可编程分流器25，可编程分流器25反过来是11位反相R2R DAC，其用于基于接收到的DAC代码来改变差分测量信号的模拟增益。

DSP 33是数字控制器，其被配置为控制可编程分流器25，从而控制运算放大器24的负反馈路径中的电流增益。通过改变可编程分流器25的负反馈路径中的电流增益，运算放大器24的输出端的电压也改变。通过这样做，差分测量信号可以针对温度、机械应力和供应电压VDD的变化被补偿。

DSP 33可以使用测量参数(例如，温度、机械应力和供应电压VDD)中的一个或多个来执行计算或转换，以导出用于对可编程分流器25进行编程的N位码字。计算或转换可以以高阶多项式、查找表或存储在存储器块34中的数字函数的形式被存储。例如，增益和偏移多项式系数可以被存储在电可擦除可编程只读存储器(EEPROM)中，该EEPROM是可访问的以用于编程所需的转换公式和N位码字的长度。

因此，这些测量的参数由DSP 33转换为N位数字代码值，该N位数字代码值表示温度、机械应力和/或供应电压VDD的当前状态。然后将N位数字代码值用作DAC代码，用于对可编程分流器25进行编程(即，用于调节Rfb的值)，以执行模拟信号补偿。

提供补偿电容器Cfb 26以用于环路稳定性。该补偿电容器Cfb 26针对如下码字范围通过从DSP 33接收配置信息而可以是可开关的，该码字范围可以控制模拟信号路径的带宽，从而减小噪声带宽。可以使用传输门来设计开关，传输门由N位DAC码字(例如，11位增益码字)中的一个或多个温度计位控制。频率响应中的零点由Rfb和Cfb决定。可以调节Cfb以使Rfb*Cfb的变化最小化。

为了在高温下的高精度要求，可以在运算放大器24周围实现偏移补偿环路。运算放大器24的虚拟接地(VREF和VINN)之间的变化可以贡献于在增益校准中的精度误差。霍尔元件具有随温度而降低的灵敏度。可能需要在较高侧的模拟增益。由于霍尔元件对温度的灵敏度是1/x函数，因此在高增益范围内精度要求会增加。可以提供偏移补偿环路以使VREF和VINN的差尽可能小。

转到图3，提供了可编程分流器25的附加细节。特别地，图3图示了可编程分流器25的示意图。

如上所述，可编程分流器25是置于运算放大器24的负反馈路径中的反相R2R DAC。具体地，在该示例中，可编程分流器25是11位反相R2R DAC。然而，应当理解，反相R2R DAC可以根据应用而配置有更多或更少的位。

反相R2R DAC是N位R-2R电阻器梯网络，其使用两个电阻器值(即，R和2R)和基于N位DAC代码调整的可编程分流器方案。基于N位DAC代码，有效反馈电阻器Rfb的值被改变并用于调节电压Vfb。例如，反相R2R DAC可以被配置为使得有效反馈电阻器Rfb的值通过使用例如1/x函数而与N位DAC代码成反比。因此，随着N位DAC代码的二进制编码值增加，有效反馈电阻器Rfb的值以例如1/x的函数来减小。因此，反相R2R DAC的电流增益也基于相同函数而与N位DAC的二进制编码值成反比。应当理解，可以使用针对温度、机械应力和供应电压VDD的不同编程设置来补偿这些测量参数。

可编程分流器25(即，反相R2R DAC)可以包括贡献于有效反馈电阻器Rfb(或累积反馈电流Ifb)的值的三个部分。三个部分包括n位二进制部分35(例如，7位二进制部分)、m位温度计部分36(例如，4位温度计部分)和固定电阻器布置Rfixed，其中n与m的总和等于N，并且N是11。除了使用更多或更少的位之外，还可以在没有n位二进制部分35或m位温度计部分36的情况下实现反相R2R DAC。

本示例的反相R2R DAC是使用7位LSB二进制DAC 35和4位MSB温度计DAC 36实现的。7位二进制DAC 35是使用R2R梯实现的，其中电流是二进制加权的，从D0到D6增加。温度计DAC是使用并联电阻器组来实现的，其中相等的电流流动，其权重等于D7二进制值(例如，128)。该DAC布置可以改善单调性并且可以减少毛刺。最大和最小增益之间的比率可以使用固定电阻器布置Rfixed来配置。

图4图示当所有位都为ON时图3的可编程分流器的等效电阻器梯的示意图。也就是说，当N位DAC码字是例如11111111111时。这里，来自V-I转换器23的总电流Igm流过分别为DAC的2R和固定电阻器布置Rfixed的8R电阻器的并联组合。在该情况下，可以根据等式(1)和(2)来计算反馈电压Vfb。

Igm*3.2R＝Vfb 等式(1)

图5图示当所有位都为OFF时图3的可编程分流器的等效电阻器梯的示意图。也就是说，当N位DAC码字是例如00000000000时。这里，来自V-I转换器23的总电流Igm流过固定电阻器布置Rfixed的8R电阻器。在该情况下，可以根据等式(3)和(4)来计算反馈电压Vfb。

从等式(2)和(4)可以看出，有效反馈电阻器Rfb从3.2R变化到16R，并且与N位DAC码字成反比。

m位温度计部分36对应于N位DAC代码的最高有效位(MSB)，而n位二进制部分35对应于N位DAC代码的最低有效位(LSB)。这意味着在m位温度计部分36的每个抽头中流动的电流比在n位二进制部分35的每个抽头中流动的电流更重地加权。

此外，两个不同部分35和36之间的拆分取决于设计参数，并且可以进行调整。例如，可以基于反相R2R DAC的面积(即，可以将多少管芯面积分配给反相R2R DAC)以及反相R2R DAC的性能的期望线性度来配置拆分。

反相R2R DAC是可编程电阻器网络，其作为一串分流器来操作。每个分流器或抽头承载输入电流Igm的加权部分。最低加权电流可以称为Iw，并且其他加权电流是Iw的二进制权重(例如，2Iw、4Iw、......128Iw)。此外，输入电流Igm的剩余部分Ir流过最后的电流抽头(例如，通过电阻器8R)，其是固定电阻器布置Rfixed的一部分。因此，在11位系统中，总共有12个电流抽头，其中11个是可编程的。将总加权电流Iwt和剩余电流Ir相加在一起，以产生累积反馈电流Ifb。

DAC代码的二进制编码值越高，那么总加权电流Iwt的值越高。总加权电流Iwt的值越高，那么有效反馈电阻器Rfb的值越低。有效反馈电阻Rfb的值越低，那么电路的总模拟增益越低。另一方面，DAC代码的二进制编码值越低，那么流过最后的电流抽头(例如，通过默认分支的电阻器8R)的电流Ir越大，并且电路的总模拟增益越高。

在该示例中表示7位的n位二进制部分35包括7个电流抽头，7个电流抽头相对于彼此进行二进制加权，使得最接近VINN的第一抽头是最小加权的(例如，Iw)，并且距离VINN最远的第七个抽头是最多加权的(例如，64Iw)。由于差分电流信号Igm在VINN被输入到反相R2R DAC，因此n位二进制部分35的每个连续抽头相对于差分电流信号Igm(即，Iw、2Iw、4Iw、8Iw、16Iw、32Iw和64Iw)的一部分具有增加的二进制权重(即，2⁰、2¹、2²、......2⁶)。

n位二进制部分35的每个抽头包括两个开关(例如，D0/D0b、D1/D1b、......和D6/D6b)。每个抽头的第一开关(D0、D1、......和D6)被连接到VINN和固定电阻器布置Rfixed。每个抽头的第二开关(D0b、D1b、......和D6b)连接到VREF。每个抽头的第一开关和第二开关以二进制相反状态操作，使得当一个开关闭合(通过N位DAC代码的逻辑1来启用)时，另一个开关是断开的(通过N位DAC代码的逻辑0来禁用)。因此，二进制N位DAC码字的每个位将对应的开关连接到VREF或VINN。

这里，当抽头的第一开关(D0、D1、......和D6)闭合时，来自VINN的电流作为加权电流流过该抽头的2R电阻器，其随后朝向输出Vfb被引导，其中“启用”电流被加在一起以产生累积反馈电流Ifb。另一方面，当抽头的第一开关(D0、D1、......和D6)断开时(即，当第二开关闭合时)，电流不流过该抽头。因此，当没有“启用”抽头时，它不向总加权电流Iwt贡献电流，因此该抽头对累积反馈电流Ifb没有贡献。

在该示例中表示4位的m位温度计部分36由(2^m-1)个电流抽头组成，(2^m-1)个电流抽头相对于彼此相等地加权，但是是n位二进制部分35的最高位的两倍或双倍加权。实际上，m位二进制部分36的电流抽头都等于n位二进制部分35的二进制加权序列之后的序列中的下一个二进制加权。由于n位二进制部分35具有7个二进制加权电流(即，2⁰、2¹、2²、......2⁶)，因此序列中的下一个二进制权重为2⁷(即128)。因此，m位温度计部分36中的每个抽头对总加权电流Iwt贡献等于128Iw的电流，并且因此在抽头被“启用”时贡献给累积反馈电流Ifb。

最接近固定电阻器布置Rfixed(即，离VINN最远)的m位温度计部分36的抽头对应于m位温度计部分36的MSB。另一方面，最远离固定电阻器布置Rfixed(即，离VINN最近)的m位温度计部分36的抽头对应于m位温度计部分36的LSB。当N位DAC码字的第8位是ON时，m位温度计部分36的第一抽头T1被连接。当只有n位DAC码字的第9位是ON时，m位温度计部分36的抽头T1和T2是ON。当n位DAC码字的第8位和第9位均为ON时，m位温度计部分36的抽头T1、T2和T3被激活。当只有n位DAC码字的第11位为ON时，m位温度计部分36的抽头T1至T8是ON。当n位DAC码字的位8-11是ON时，m位温度计部分36的抽头T1到T15是ON。其它抽头及其组合也由n位DAC码字的位的可能的剩余组合之一激活。

最接近VINN的n位二进制部分35的抽头对应于n位DAC码字的LSB(例如，第一位)。因此，n位DAC码字的位1-7分别对应于n位二进制部分35的抽头D0-D6。

类似于n位二进制部分35，m位温度计部分36的每个抽头包括两个开关(例如，T0/T0b、T1/T1b、......和T15/T15b)。每个抽头的第一开关(T0、T1、......和T15)被连接到VINN和固定电阻器布置Rfixed。每个抽头的第二开关(T0b、T1b、......和T15b)连接到VREF。每个抽头的第一开关和第二开关以二进制相反状态操作，使得当一个开关闭合(通过N位DAC代码的逻辑1来启用)时，另一个开关是断开的(通过N位DAC代码的逻辑0来禁用)。因此，二进制N位字的每个位将对应的开关连接到VREF或VINN。

这里，当抽头的第一开关(T0、T1、......和T15)闭合时，来自VINN的电流作为加权电流流过该抽头的2R电阻器，其随后朝向输出Vfb被引导，其中“启用”电流被加在一起以产生总加权电流Iwt。另一方面，当抽头的第一开关(T0，T1，......和T15)断开时(即，当第二开关闭合时)，电流不流过该抽头。因此，当没有“启用”抽头时，它不向总加权电流Iwt贡献电流。

如上所述，反相R2R DAC的每个抽头具有两个二进制相反开关。该配置可用于避免VREF和VINN中的电势的任何变化，使得VREF和VINN保持彼此相等。结果，当每个抽头从一个开关切换到另一个开关(即，在启用和禁用状态之间)时，每个2R电阻器两端的电势不会改变。

此外，开关D0至T15b也是响应于相应抽头的电流权重进行二进制加权的。也就是说，每个开关的有效电阻(例如，导通电阻)是二进制加权的，以便确保所有开关两端的电压降相等。例如，在承载较大电流权重的抽头(例如，MSB抽头)中，该抽头中的开关(例如，T15和T15b)的有效电阻低于在较低加权分支中提供的开关(例如，D0和D0b)的有效电阻，使得所有分支之间的电压降相等。这确保了电流Igm根据反相R2R DAC的电流分配函数来在每个分支上划分。

通过在每个抽头中使用两个二进制加权开关，可以确保电流Igm根据反相R2R DAC的电流分配函数来在每个抽头上划分。因此，反相R2R DAC基于对电流求和的原理工作，并且累积反馈电流Ifb基于哪个电流抽头被启用而改变，使得它们各自的加权电流被加在一起。

可以看出，N位DAC代码通过改变有效反馈电阻器Rfb的值来影响模拟路径。具体地，有效反馈电阻器Rfb的值与N位DAC代码成反比。为了将电流Igm转换为电压Vfb，将电流Igm乘以有效反馈电阻器Rfb的值，以在负反馈路径两端提供电压，该电压被添加到VREF以导出输出电压ΔVout。由于电流Igm通过包含可编程分流器25的负反馈路径来馈送，所以由于较高的DAC代码导致的有效反馈电阻器Rfb的值的减小将导致运算放大器24的输出处的电压Vfb的减小。结果，将实现较低的模拟增益。相反，由于较低的DAC代码导致的有效反馈电阻器Rfb的值的增加将导致运算放大器24的输出处的电压值的增加。结果，将实现较高的模拟增益。

在反相R2R DAC的可编程部分和输出之间，所有电流被引导通过固定电阻器布置Rfixed，并诱导输出电阻器Rout处的最终电压降达到反馈电压Vfb，固定电阻器布置Rfixed被串联连接到反相R2R DAC的可编程部分。最大和最小增益之间的比率可以使用固定电阻器布置Rfixed来配置。也就是说，如果禁用反相R2R DAC的所有抽头，则电流Igm将作为电流Ir直接流到固定电阻器布置Rfixed。该情况将对应于最大电压增益，该最大电压增益部分地由构成固定电阻器布置Rfixed的电阻器的电阻器值限定。备选地，当启用反相R2R DAC的所有抽头时，总加权电流为最大值。固定电阻器布置Rfixed。该情况将对应于最小电压增益，该最小电压增益部分地由构成固定电阻器布置Rfixed的电阻器的电阻器值限定。

该技术可以消耗更少的管芯面积和功率。总模拟正向路径增益由有效反馈电阻器Rfb和感测电阻器Rs的比率确定。两个电阻器都被设计成具有相同的温度系数和相同的工艺变化。

使用构成图3中的固定电阻器布置Rfixed的电阻器，由读出电路22提供的总模拟正向路径增益在等式(5)、(6)和(7)中阐明。

详细的增益计算：

Igm＝ΔVin/Rs 等式(5)

在等式(6)中，Code是N位DAC代码的二进制编码值。在等式(7)中，T1-T15对应于7位温度计部分36，并且T1-T15中的每个基于N位DAC代码的对应位值可以是0或1。类似地，D0-D6对应于4位二进制部分35，并且D0-D6中的每一基于N位DAC代码的对应位值可以是0或1。因此，如果N位DAC代码的对应位是1，则对应的抽头根据等式(7)贡献加权电流值。如果N位DAC代码的对应位是0，则根据等式(7)，对应的抽头不贡献加权电流值。等式(7)中的值1/8表示由固定电阻器布置Rfixed形成的最后的电流抽头。

基于等式(7)，有效反馈电阻器与DAC代码成反比。也就是说，总模拟增益随着DAC代码的二进制编码值减小而增加，反之亦然。

鉴于上述实施例，反相R2R DAC可以用在反相放大器的负反馈路径中，其与数字辅助模拟增益补偿结合起来来实现，以补偿一个或多个霍尔传感器随温度和机械应力的非线性灵敏度。其它补偿参数(诸如，供应电压VDD和工艺角)也可以用于数字辅助模拟增益补偿。

此外，由于反相R2R DAC利用电阻器匹配来获得增益，因此可以使用低功率。该技术对于从0kHz到120kHz(更具体地，从10kHz到120kHz)的中高带宽操作也是有用的。也可以用较少数量的级联级来减小输入与输出之间的相位延迟。

虽然已经描述了各种实施例，但是对于本领域普通技术人员显而易见的是，在本发明的范围内可以有更多的实施例和实现方式。因此，除了所附的权利要求及其等同之外，本发明不受限制。除非另有指出，否则关于由上述部件或结构(组件、设备、电路、系统等)所执行的各种功能，用于描述这种部件的术语(包括对“装置”的引用)旨在对应于执行所描述的部件的指定功能的任何部件或结构(即，功能上等同的)，即使在结构上不等同于执行本文所示的本发明的示例性实施方式中的功能的所公开的结构。

此外，以下权利要求在此并入到详细描述中，其中每个权利要求可以独立地作为单独的示例实施例。虽然每个权利要求可以作为单独的示例实施例独立存在，但应当注意-尽管从属权利要求可以在权利要求中指代与一个或多个其它权利要求的特定组合-但是其它示例实施例还可以包括从属权利要求与彼此从属或独立权利要求的主题的结合。除非声明没有特定的组合，否则本文提出了这种组合。此外，也旨在将一个权利要求的特征包括到任何其它独立权利要求，即使该权利要求不是直接从属于独立权利要求。

还应当注意，本说明书或权利要求中所公开的方法可以通过具有用于执行这些方法的每个相应动作的装置的设备来实现。

此外，应当理解，本说明书或权利要求中所公开的多个动作或功能的公开内容不可以被解释为在特定顺序内。因此，多个动作或功能的公开内容不会将这些限制于特定顺序，除非由于技术原因这些动作或功能不可互换。此外，在一些实施例中，单个动作可以包括或者可以分成多个子动作。除非明确排除，否则可以包括此类子行为以及该单个行为的公开内容的一部分。

Claims (20)

1.一种磁传感器，包括：

至少一个磁场传感器元件，被配置为响应于磁场而产生模拟输入传感器信号；

反相放大器，被配置为产生相对于所述模拟输入传感器信号具有增益值的模拟输出传感器信号；

可编程分流器，被设置在所述反相放大器的负反馈路径中，其中所述增益值取决于所述可编程分流器的有效反馈电阻器值；

数字控制器，被配置为接收至少一个测量参数，基于所述至少一个测量参数来生成码字，以及将所述码字传输到所述可编程分流器以用于补偿所述增益值，

其中所述有效反馈电阻器值是基于由所述可编程分流器所接收的所述码字来调整的。

2.根据权利要求1所述的磁传感器，其中所述至少一个磁场传感器元件包括差分霍尔传感器元件对，所述模拟输入传感器信号是第一差分霍尔电压，并且所述模拟输出传感器信号是第二差分霍尔电压。

3.根据权利要求1所述的磁传感器，进一步包括：

至少一个电压-电流转换器，被配置为将所述模拟输入传感器信号转换为模拟电流信号，并且将所述模拟电流信号经由所述负反馈路径输出到所述可编程分流器中。

4.根据权利要求3所述的磁传感器，其中所述电压-电流转换器包括感测电阻器，所述感测电阻器被配置为将所述模拟输入传感器信号转换为所述模拟电流信号，其中所述增益值对应于所述有效反馈电阻器值与所述感测电阻器的电阻器值的比率。

5.根据权利要求3所述的磁传感器，其中：

所述反相放大器、所述可编程分流器和所述电压-电流转换器在连续的时域中操作，以及

所述数字控制器在数字离散时域中操作，使得在多个采样时间对所述至少一个测量参数进行采样并且更新所述码字。

6.根据权利要求1所述的磁传感器，其中所述有效反馈电阻器值根据反函数与所述码字的二进制编码值成反比。

7.根据权利要求6所述的磁传感器，其中所述反函数是1/x。

8.根据权利要求1所述的磁传感器，其中所述可编程分流器是R2R数模转换器(DAC)。

9.根据权利要求8所述的磁传感器，其中所述码字是N位码字，并且所述R2R数模转换器包括：

n位二进制部分，包括第一组二进制加权电流抽头；

m位温度计部分，包括第二组等加权电流抽头；以及

固定电阻器布置，被配置为接收由所述N位码字启用的电流，以及产生有效反馈电压，所述增益值是从所述有效反馈电压导出的，

其中N是n和m的和。

10.根据权利要求9所述的磁传感器，其中所述第二组等加权电流抽头具有大于所述第一组二进制加权电流抽头的二进制权重。

11.根据权利要求9所述的磁传感器，其中所述固定电阻器布置定义所述增益值的最大值和最小值之间的比率。

12.根据权利要求1所述的磁传感器，其中所述至少一个测量参数包括温度值、机械应力值或者电压供应VDD值。

13.根据权利要求1所述的磁传感器，其中所述模拟输出传感器信号独立于所述至少一个测量参数。

14.一种用于在磁传感器中实现增益补偿的方法，所述方法包括：

由至少一个磁场传感器元件响应于磁场而产生模拟输入传感器信号；

基于所述模拟输入传感器信号来产生模拟输出传感器信号，所述模拟输出传感器信号相对于所述模拟输入传感器信号具有增益值；

基于至少一个数字测量参数来产生码字；以及

基于所述码字来调整反相放大器的负反馈路径的有效反馈电阻器值，使得所述增益值被调整以补偿所述至少一个数字测量参数。

15.根据权利要求14所述的方法，进一步包括：

将所述模拟输入传感器信号转换为模拟电流信号；

将所述模拟电流信号传输到所述负反馈路径；以及

基于所述码字将所述模拟电流信号转换为所述模拟输出传感器信号。

16.根据权利要求14所述的方法，其中所述有效反馈电阻器值根据反函数与所述码字的二进制编码值成反比。

17.根据权利要求16所述的方法，其中所述反函数是1/x。

18.根据权利要求14所述的方法，其中所述至少一个测量参数包括温度值、机械应力值或者电压供应VDD值。

19.根据权利要求14所述的方法，其中生成所述码字包括：基于所述至少一个数字测量参数来生成所述码字，使得所述模拟输出传感器信号独立于所述至少一个测量参数。

20.根据权利要求14所述的方法，其中所述有效反馈电阻器值是R2R数模转换器(DAC)的有效电阻器值，并且所述至少一个磁场传感器包括至少一个霍尔传感器元件。

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