CN109100688A - 具有高频振荡器监控的雷达前端 - Google Patents

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G·克雷贝尔德
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Abstract

本发明涉及一种装置，该装置根据实施例包括用于生成具有第一频率的HF振荡器信号的HF振荡器和在运行中具有固定分频比的分频器。分频器被传输HF振荡器信号，并且该分频器构造用于提供具有第二频率的振荡器信号。该装置还具有监控电路，该监控电路被传输具有第二频率的振荡器信号，并且构造用于测量第二频率并且提供取决于振荡器信号的第二频率的至少一个数字值。该至少一个数字值被提供在测试触点处。

Description

具有高频振荡器监控的雷达前端
技术领域
本说明书涉及高频(HF)电路领域。一些实施例涉及一种具有HF振荡器且具有用于检测HF振荡器功能的监控电路的雷达前端。
背景技术
高频(HF)发射器和接收器存在于很多应用中，特别是在无线通信领域和雷达传感器领域。在汽车领域，对于所谓的自适应巡航控制(ACC)系统中所使用的雷达传感器的需求日益增加。这种系统可自动调节汽车的速度，以与前方行驶的其他汽车(以及其他物体和行人)保持安全距离。汽车领域的其他应用例如有盲点探测、车道变换辅助等。
现代雷达系统使用高度集成的HF电路，其可将雷达收发器的HF前端的所有核心功能集合在单一的壳体中(单片雷达收发器)，其通常被称为MMIC(单片微波集成电路)。此类HF前端通常尤其包括连接在锁相环中的压控振荡器(VCO)、功率放大器(PA)、定向耦合器、混频器和模数转换器(ADC)以及用于控制和监测HF前端的相关控制电路。用于汽车的雷达应用受到与道路交通安全相关的各种标准的限制，例如标题为“Road vehicles–Functional safety(道路车辆-功能安全)”的功能安全标准ISO 26262。为了确保雷达传感器的功能安全和/或为了符合法规，HF前端应使用明确定义的运行参数。
发明内容
期望提供具有改进的自我测试或自我监控能力的集成雷达系统。
上述目的通过根据本发明的装置以及方法来实现。各种实施方式和改进方案也是本发明的内容。
本发明提供一种装置，其根据一个实施例包括用于生成具有第一频率的HF振荡器信号的HF振荡器以及在运行中分频比固定的分频器。分频器被输送HF振荡器信号并且构造用于提供具有第二频率的振荡器信号。该装置还包括监控电路，该监控电路被输送具有第二频率的振荡器信号并且构造用于测量第二频率并提供取决于振荡器信号的第二频率的至少一个数字值。该至少一个数字值被提供在至少一个测试触点处。
此外，提供了一种方法，根据一个实施例，该方法包括以下步骤：驱控压控HF振荡器以生成具有第一频率的HF振荡器信号；借助于在运行中具有固定分频比的分频器由第一HF振荡器信号生成具有第二频率的振荡器信号；测量第二频率并提供取决于振荡器信号第二频率的至少一个数字值；并且在至少一个测试触点处提供该至少一个数字值。
此外，提供了一种单片微波集成电路(MMIC)。根据一个实施例，MMIC具有集成在半导体芯片中的HF振荡器，以用于生成具有第一频率的HF振荡器信号。在半导体芯片中还集成了在运行中具有固定分频比的分频器。分频器被输送HF振荡器信号并且构造用于提供具有第二频率的振荡器信号。MMIC还具有集成到半导体芯片中的监控电路，被输送具有第二频率的振荡器信号并且构造用于测量该第二频率并提供取决于振荡器信号第二频率的至少一个数字值。在布置在半导体芯片上的测试触点处提供该至少一个数字值。
附图说明
下面将借助于附图中示出的示例详细地阐释本发明。图示不一定按比例绘制，并且本发明并不局限于所示出的方面。相反，重点应放在本发明所基于的基本原理上。在附图中：
图1是说明用于距离和/或速度测量的FMCW雷达系统的工作原理的草图。
图2包括两个时间图，用于说明由FMCW系统产生的HF信号的频率调制。
图3是说明FMCW雷达系统的基本结构的框图。
图4是说明图3的FMCW雷达系统的模拟HF前端示例的框图。
图5是说明用于生成调频HF信号的锁相环(PLL)示例的框图。
图6示出了具有用于监控和测试包括在锁相环中的压控振荡器(VCO)的监控电路的锁相环示例。
图7借助于时间图示出了频率斜坡和被评估的时间间隔。
图8基于时间图示出了借助于计数器的LO信号的频率确定。
图9示出了图6的监控电路的示例性实现方式。
图10是说明用于测试HF前端VCO的方法示例的流程图。
图11是说明用于自动调整VCO参数的方法示例的流程图。
图12借助于时间图示出了用于测试频率斜坡的线性的方法。
具体实施方式
在雷达接收机的背景下说明以下实施例。然而本发明并不局限于雷达应用，也可用于其他领域，例如HF通信设备的HF收发器中。各种应用领域中的HF电路可具有用于生成HF信号的压控振荡器(VCO)。另外，也可使用数控振荡器(DCO)来代替VCO。在此说明的概念可很容易地转化到使用DCO而不是VCO的应用场合上。
图1说明了调频连续波(FMCW)雷达系统作为传感器的应用，用于测量通常称为雷达目标的物体的距离和速度。在本示例中，雷达装置10具有分开的发射(TX)和接收(RX)天线5和6(双基地或伪单基地雷达配置)。然而，值得注意的是，也可使用同时用作发射天线和接收天线(单基站雷达配置)的单个天线。发射天线5发射连续的HF信号sRF(t)，其例如借助于锯齿波信号(周期性的线性斜坡信号)进行频率调制。辐射信号sRF(t)在雷达目标T处反向散射，并且反向散射(反射)的信号yRF(t)由接收天线6接收。
图2举例说明了信号sRF(t)的上述频率调制。如图2所示，信号sRF(t)由一组“啁啾”组成，即，信号sRF(t)包含一系列正弦波形，其频率增大(上啁啾)或下降(下啁啾)(参见图2中的上图)。在本示例中，啁啾的瞬时频率f(t)在时间段TRAMP内从起始频率fSTART开始线性增大到停止频率fSTOP(参见图2中的下图)。这种啁啾也被称为线性频率斜坡。在图2中示出了三个相同的线性频率斜坡。然而应注意的是，参数fSTART、fSTOP、TRAMP以及在各个频率斜坡之间的暂停可能会有所不同。频率变化也不一定必须为线性。根据实现方式，也可使用具有指数(指数啁啾)或双曲线(双曲线啁啾)频率变化的发送信号。
图3是举例说明雷达装置1(雷达传感器)的可能结构的框图。类似结构例如也可在其他应用中所使用的HF收发器中找到，例如无线通信系统。因此，至少一个发射天线5(TX天线)和至少一个接收天线6(RX天线)与HF前端10连接，其可包括HF信号处理所需的所有电路部件。这些电路部件例如包括本地振荡器(LO)、HF功率放大器、低噪声放大器(LNA)、定向耦合器(例如，鼠笼式耦合器、循环器等)以及用于将HF信号缩混成基带或中频带(IF带)的混频器。HF前端10可必要时与其他电路部件一起集成到单片集成微波电路(MMIC)中。所示示例示出了具有独立的RX和TX天线的双基地(或伪单基地)雷达系统。在单基地雷达系统的情况下，使用单个天线(或天线阵列)既用于辐射又用于接收电磁(雷达)信号。在这种情况下，可使用定向耦合器(例如循环器)来将辐射到雷达信道中的HF信号与由雷达信道接收的HF信号(雷达回波)分开。
在频率调制连续波雷达系统(FMCW雷达系统)的情况下，通过TX天线5辐射的HF信号例如可在约20GHz和81GHz的范围内(例如，在一些应用中为77GHz)。如上所述，由RX天线6接收的HF信号包括雷达回波，即，那些在所谓的雷达目标处反向散射的信号分量。所接收的HF信号yRF(t)例如被缩混到基带中并且在基带中借助于模拟信号处理被进一步处理(参见图3，模拟基带信号处理链20)。所述模拟信号处理主要包括基带信号的滤波和可能的放大。基带信号最终被数字化(参见图3，模数转换器30)并且在数字域中被进一步处理。数字信号处理链可至少部分地实施为在处理器(参见图3，DSP40)上运行的软件。整个系统通常由系统控制器50控制，其同样也可至少部分地实现为在处理器(例如微控制器)上运行的软件。HF前端10和模拟基带信号处理链20(可选地还有模数转换器30)可共同集成在单个MMIC(即HF半导体芯片)中。作为替代，各个部件也可分布在多个集成电路上。
图4示出了具有下游基带信号处理链20的HF前端10的示例性实施方式，其可为图3的雷达传感器的一部分。应该注意的是，图4是示出HF前端的基本结构的简化电路图。实际的实现方式可能在很大程度上取决于实际应用，当然可能更复杂。HF前端10包括生成HF信号sLO(t)的本地振荡器101(LO)。信号sLO(t)可如上参照图3所述进行频率调制，并且也被称为LO信号。在雷达应用中，LO信号通常处于SHF(超高频，厘米波)频带或EHF(极高频，毫米波)频带，例如，在汽车应用中在从76GHz到81GHz的区间内。
在发送信号路径和接收信号路径中都处理LO信号sLO(t)。通过放大LO信号sLO(t)，例如借助于HF功率放大器102来生成由TX天线5辐射的发送信号sRF(t)(参见图2)。放大器102的输出可与TX天线5耦合(在双基地或伪单基地雷达配置的情况下)。由RX天线6提供的接收信号yRF(t)被传输给混频器104的HF端口。在本示例中，HF接收信号yRF(T)(天线信号)借助于放大器103(增益g)被预放大，并且向混频器104传输该放大的HF接收信号g·yRF(t)。放大器103例如可为LNA。向混频器104的参考端口提供LO信号sLO(t)，从而混频器104将(预放大的)HF接收信号yRF(t)缩混到基带中。缩混的基带信号(混频器输出信号)以yBB(t)表示。该基带信号yBB(t)首先以模拟的方式被进一步处理，其中模拟基带信号处理链20主要具有增益(放大器22)和滤波(例如带通21)，以抑制不期望的侧边带镜像频率。可传输给模数转换器的所合成的模拟输出信号以y(t)表示。用于输出信号(数字雷达信号)的进一步数字处理的方法本身是已知的(例如，距离多普勒分析)，因此在此不再进一步讨论。
在本示例中，混频器104将预放大的HF接收信号g·yRF(t)(即，放大的天线信号)缩混到基带中。该混频可一步完成(即，从HF频带直接到基带)或通过一个或多个中间级进行(即，从HF频带到中间频带再到基带)。鉴于图4所示的示例可看出，雷达测量的质量很大程度上取决于LO信号sLO(t)的质量或精度。根据应用的不同，雷达传感器必须满足一定的标准，例如关于功能安全的标准ISO 26262。为了确保雷达传感器的功能安全和/或满足法律规定，HF前端应以明确限定的运行参数来工作。对于集成在MMIC中的HF前端(例如单芯片雷达)，由于制造公差，可能需要采取措施来检验和标定某些参数。即使在运行期间也希望能够监控相关参数(监测)，并且在不允许改变一个或多个参数的情况下发出指示错误的信号，以确保将可能不可靠的测量值识别为错误。
如上所述，雷达测量的质量与LO信号sLO(t)的质量或精度相关。LO信号sLO(t)通常由压控振荡器(VCO)产生。在VCO的监控中，例如感兴趣的可能是VCO参数kVCO的值和线性。VCO参数kVCO描述了VCO的控制电压VCTRL和输出信号sLO(t)的频率fLO之间的比率，即，kVCO＝fLO/VCTRL。VCO通常在锁相环(PLL)中运行。图5示例性地示出了具有连接在PLL中的VCO的本地振荡器(LO)的可能结构。
图5为简化电路图，其示例性地示出了本地振荡器的基本结构，该本地振荡器包括具有VCO的PLL。在本示例中，VCO 60产生例如可处于EHF频段的振荡器信号sLO(t)。HF振荡器信号sLO(t)的频率fLO取决于VCO 60的输入电压VCTRL(控制电压)。因为对于直接进一步处理来说频率fLO过高，所以在VCO 60之后连接有具有恒定分频比1/M的分频器61。分母M是整数并且例如可为32。然而，M也可为其他值(例如，1、2、4、6、8等)。在上面提到的1/M＝1/32的示例中，振荡器频率fLO将从80GHz降低到2.5GHz。分母M在运行中是恒定的，也就是说，M在运行期间不变。然而，根据HF前端的配置，可将M设置为期望值。分频器61的输出端的频率以fLO'表示(fLO'＝fLO/M)，该频率降低的振荡器信号以sLO'(t)表示。
在分频器61之后连接有多模分频器62(MMD)，其构造用于通过可变分母N来降低信号sLO'(t)的频率fLO'。多模分频器62的输出信号以sPLL(t)表示，并且其频率以fPLL表示(fLO'/N＝fPLL)。通过连续改变多模分频器62的分频比1/N(例如借助于Σ-Δ调制器63)，可有效地实现合理的分母。在此，理想的合理分母R例如借助于Σ-Δ调制器63被调制。在Σ-Δ调制器63的输出端处，在每个时钟周期中生成用于多模分频器62的更新的整数分母值N。可有效地-平均而言-获得合理的分母N。这种分频器电路(MMD和调制器)也被称为分数N分频器。Σ-Δ调制器例如可具有MASH结构(MASH，多级噪声整形)。
多模分频器62的输出信号sPLL(t)以及参考信号sREF(T)(频率fREF)被传输给相位探测器(PD)或相位频率探测器(PFD)64，其构造用于将信号sPLL(t)和sREF(t)的相位(或相位和频率)相比较。相位频率探测器64的输出信号VCP取决于探测到的相位和/或频率差。通常，相位频率探测器的输出级包括电荷泵。然而，相位探测器和相位频率探测器的各种实现方式本身是已知的，在此不再进一步讨论。相位频率探测器64的输出信号VCP被传输给所谓的环路滤波器65(LF)。该环路滤波器65主要确定PLL的带宽，并且在其输出端为VCO 65提供控制电压VCTRL，从而使环路闭合。在稳定状态中，信号sPLL(t)和sREF(t)的相位被“锁定”(“locked”)，并且信号sPLL(t)和sLO(t)的相位与参考信号sREF(t)的相位同步。例如可借助于石英振荡器或基于石英振荡器信号来生成参考信号sREF(t)(例如借助于倍频或分频，例如参见图6)。
图6示出了具有布置在锁相环中的VCO 60的本地振荡器的另一示例。该示例与图5的前述示例基本相同，但具有一些附加部件。在本示例中，通过将参考振荡器70(例如，晶体振荡器)的振荡器信号sCLK1(t)传输给倍频器71来生成参考信号sREF(t)。倍频器71的输出信号为参考信号sREF(t)。在本示例中，倍频器71的频率乘数为系数4。然而，在其他实施例中，也可使用更大或更小的系数。此外，图6示出了时钟发生器72，其基于PLL时钟信号sPLL(MMD62的输出信号)生成用于Σ-Δ调制器63的时钟信号。除了图5的示例之外，根据图6，锁相环还具有数模转换器(DAC)73，其连接在斜坡发生器70的输出端和环路滤波器65的输出端之间。借助于DAC 73可直接影响VCO 60的控制电压VCTRL，由此可克服非常大的频率跳变。除此之外
图6的示例与图5的前述示例相同并且可参考上述说明。
在图2中示例性示出的对发送信号sRF(t)(相应于放大的LO信号sLO(t))的频率调制例如可通过所谓的斜坡发生器70(RMP，参见图5)来实现，其构造用于生成被传输给分数N分频器(MMD 62和调制器63)的分母序列。通过改变(有效非整数的)分母N，LO信号sLO(t)的频率fLO相应地变化。斜坡发生器70构造用于通过改变MMD 62的有效分母来控制PLL，使得LO信号具有期望的频率调制，即，期望的启动和停止频率，期望的啁啾持续时间和期望的定时(见图2)。为了监控LO信号sLO(t)，将监控电路80(MON)与分频器61(恒定分频比1/M)的输出端耦连。因此，通过分析分频振荡器信号sLO'(t)的频率fLO'来间接地监控LO信号sLO(t)。监控电路构造用于生成频率fLO的测量值。监控电路80的时间控制可与斜坡发生器70的时间控制同步(同步信号STRIG)。在本实施例中，监控电路80集成在与HF前端10相同的MMIC中，这不仅简化了生产链末端的测试(终端检测)，而且可在雷达传感器运行期间进行监控(自检)。下面借助于示例更详细地阐释监控电路80的工作原理。
图7的时间图示例性地示出了频率fLO或频率fLO'(t)在频率斜坡期间的曲线。在时间点t0和t1之间设置最小振荡器频率(fLO＝fMIN)，在时间点t1和t3之间振荡器频率线性增大至最大振荡器频率(fLO＝fMAX)。在时间点t3之后，振荡器频率恒定地保持为fMAX。对于精确的频率测量，可能需要在开始测量之前在时间点t1和t2之间以及在时间点t3和t4之间等待过渡状态持续时间TS。
图8的时间图示出了由监控电路80执行的频率测量。在测量时间间隔TM(时间窗)期间执行测量，该测量时间间隔借助于具有具体频率斜坡的同步信号STRIG进行同步。同步信号STRIG由斜坡发生器70产生并且被传输给监控电路80。监控电路80例如可在信号STRIG的限定的逻辑电平(例如高电平)处识别所期望的时间窗(参见图8中的上图)。图8中的中间图示出了分频振荡器信号sLO'(t)。监控电路80构造用于在时间窗TM期间对信号sLO'(t)的周期(例如，借助于上升沿或下降沿)进行计数。然后可根据CNT/TM计算在时间窗TM期间的平均信号频率，其中CNT表示在时间窗TM结束时的计数状态(参见图8中的下图)。可通过将比率CNT/TM乘以在运行中恒定的分母值M(以及可能的可选分母值x，参见图9)来回算出平均频率fLO。
图9示出了监控电路80的示例，其构造用于实现图8中所示的频率测量。图9还示例性地示出了自动测试设备2(ATE)可如何与集成有监控电路80的MMIC 1连接，以便例如在生产链末端测试(终端检测，EOL测试)的范畴中读取频率fLO的测量值。例如，ATE2也可构造用于根据所读取的fLO的测量值来标定VCO 60(见图6)。对此，例如可通过MMIC 10处线路(例如，带状线)的激光熔断来校准参数kVCO。实际上，由此对于给定的控制电压调整了VCO的振荡频率(中心频率)。
根据图9所示的示例，监控电路80包括计数器81(计数状态CNT)、评估单元82、一个或多个寄存器83以及通信接口84。在本示例中，计数器81通过由斜坡发生器70提供的同步信号STRIG被激活和停用(参见图8，下图)。例如，计数器81仅在由信号STRIG指示的时间窗中对信号sLO'(t)的时钟周期进行计数。为此，计数器81例如可在信号STRIG的上升沿被复位和激活，并且在信号STRIG的下降沿被禁用。可向计数器81传输具有频率fLO'的信号sLO'(t)(分频器72的输出信号，参见图5)或具有频率fLO'/x的再次被分频的信号(可选分频器85)。
在时间窗结束时完成测量(参见图8，时间点t1)之后，可将计数状态CNT写入寄存器83中。同时，由评估单元82检测计数状态CNT，其中主要探测计数状态CNT是否在允许的期望范围内。根据检测结果，评估单元82可将布尔输出值写入寄存器83中(例如，0/失败，1/通过)。评估单元82可完全在硬件中实现或者(部分或完全地)实现为由处理器运行的软件。在软件实现的情况下，软件例如可在系统控制器50(微控制器，参见图3)中运行。寄存器83也可布置在系统控制器50中。ATE 2可通过通信接口84读取寄存器83中的值。为此，ATE 2例如可通过一个或多个引脚或测试垫8与待测试的MMIC 10(DUT，待测设备)接通。通信接口84也可为系统控制器50的一部分，并且构造用于串行或并行地传输数字数据。在一个实施例中，通信接口84为根据SPI(串行外设接口)标准的接口。
图10示出了用于测试或监控本地振荡器电路(LO电路)的压控HF振荡器的方法的示例，例如，图5或图6的VCO 60，其可用在雷达传感器的HF前端中。在所示的示例中，VCO被驱控以产生具有第一频率fLO的HF振荡器信号sLO(t)(参见图10，步骤S1)。第一频率fLO可以是(可调节地)恒定的或变化的(例如，具有线性上升或下降的频率)。VCO的这种控制可以不同的方式完成。例如，控制电压VCTRL可直接(例如借助于数模转换器，例如利用图6所示的DAC73或另一DAC)设定为使得锁相环(参照图5或图6)是无源的(VCO的开环运行)。在一个实施例中，控制电压VCTRL也可由自动测试设备(ATE)直接产生。作为替代，可借助于斜坡发生器70和有源锁相环(VCO的闭环运行)来生成频率响应(信号sRMP(t))，例如如图7所示的频率斜坡。
HF振荡器信号sLO(t)的频率fLO借助于分频器减小到频率fLO'(第二频率)。也就是说，分频器由第一HF振荡器信号sLO(t)产生具有第二频率fLO(t)'的振荡器信号sLO'(t)，其中分频器以(可调节的)恒定分频比1/M工作(参见图10，步骤S2)。分母M为整数(例如，M＝32)并且关系fLO＝M·fLO'成立。在分频器输出端振荡器信号sLO'(t)的频率fLO'被测量，并且作为测量结果提供至少一个数字值，其取决于振荡器信号sLO'(t)的第二频率fLO'(参见图10，步骤S3)。如参照图8和图9所述，该至少一个数字值可包括代表第二频率fLO'(从而也代表第一频率fLO)的计数值(参见图9，计数器81)。作为替代或附加，该至少一个数字值可包括布尔值，该布尔值指示出第二频率fLO'从而以及第一频率fLO是否处于期望的期望范围内。该至少一个数字值可在测试触点(例如测试引脚或测试点，参见图9)处被提供(图10，步骤S4)。
在测试触点处将代表第一频率fLO的测量值作为数字字(例如，作为串行数据流)提供，这可使得借助于ATE(参见图9，ATE 2)相对简单地标定参数VCO参数kVCO。在此，VCO由限定的电压VCTRL驱控，并且测量所得到的频率fLO。如果测得的频率偏离期望值fLO,desired超过允差Δf(fLO,desired＝VCTRL·kVCO)，则可借助于ATE校准相关MMIC的参数kVCO。在这种情况下，上述频率fLO的期望范围为区间[fLO,desired-Δf，fLO,desired+Δf]。图11举例说明了由ATE执行的用于自动调整VCO参数kVCO的方法。在此，表示频率fLO(或fLO')的数字值由ATE2从MMIC 10数字地读取(图10，步骤S5)，并且确定在MMIC中测得的频率fLO和相应的期望值fLO,desired之间的偏差(图10，步骤S6)。基于所确定的偏差来微调参数kVCO(图10，步骤S7)。例如，可通过调整MMIC 10上一个或多个带状线(例如，短截线)的长度来实现参数kVCO的调整。由此可调整VCO的中心频率(以及参数kVCO)。适用于此的技术(例如带状线的熔合)本身是已知的，在此不再进一步解释。
根据图9的监控电路不仅可用于频率测量和与ATE通信，而且可用于运行期间的自检或者在传感器开启时自测阶段期间的自检。在此，评估单元82执行以下检测，即由计数器82所计数的时钟周期数是否匹配于所期望的(平均)频率，该评估单元提供布尔值(例如“通过”(0)或“失败”(1))作为结果。如上所述，评估单元82可至少部分地以软件实施，该软件例如在系统控制器50上运行。如果评估单元82指示出错误的频率值(“失败”)，则系统控制器50可生成错误信号，该错误信号表示例如上级控制单元的错误。
借助于计数器81由监控单元80执行的频率测量不必一定在VCO的恒定频率fLO下执行，而是也可在频率fLO变化期间、例如在啁啾脉冲(频率斜坡)期间进行测量。如果例如在频率fLO的斜升或斜降期间多次进行测量，评估单元82还可判断频率斜坡的线性。该应用情况在图12的时间图中示出。图12的上部时间图示出了如图7中的频率斜坡，中部时间图示出了由斜波发生器70提供的同步信号STRIG，并且下部时间图示出了(频率减小的)振荡器信号sLO'(t)的。计数器81对振荡器信号sLO'(t)的周期进行计数的时间窗在时间点t2开始并且在时间点t3结束。
在图12所示的示例中，不仅在时间窗结束时(时间点t3)而且还在时间窗t2至t3内的一个或多个时间点读取和评估计数器81的计数状态。在本示例中，在时间点tM1、tM2、tM3和t3评估计数器的计数状态CNT。对于每个时间点tM1、tM2、tM3和t3，将计数状态与对应的参考值进行比较，从而改善频率斜坡的线性评估。在图12(上图)的示例中，理想的线性频率斜坡以实线表示，而偏离的实际频率斜坡的示例以点划线表示。可以看出，在时间点t2和tM2之间，实际频率斜坡(点划线)没有显著偏离理想线。仅在时间窗的时间点tM2和t3之间的第二部分中出现偏差(即在较高频率处)。然而，如果仅需要“是”/“否”判定(“通过”或“失败”)，则在时间窗结束时(即在时间点t3之后)进行评估就足够了。

Claims (18)

1.一种装置，包括：
HF振荡器(60)，连接在锁相环中并且用于产生具有第一频率(fLO)的HF振荡器信号(sLO(t))；
分频器(61)，具有固定的分频比，所述HF振荡器信号(sLO(t))被输送到所述分频器(61)，并且所述分频器(61)被构造用于提供具有第二频率(fLO')的振荡器信号(sLO'(t))；
斜坡生成器(70)，被构造用于生成斜坡信号(sRMP(t))并且与所述锁相环耦合，使得根据所述斜坡信号(sRMP(t))的条件来调节所述第一频率(fLO)；
监控电路(80)，具有所述第二频率(fLO')的所述振荡器信号(sLO'(t))被输送到所述监控电路(80)，并且所述监控电路(80)被构造用于通过所述监控电路(80)提供取决于所述振荡器信号(sLO'(t))的所述第二频率(fLO')的至少一个数字值来测量所述第二频率(fLO')；以及
至少一个测试触点(8)，在所述至少一个测试触点处提供所述至少一个数字值，
其中所述斜坡发生器(70)被构造用于为所述监控电路(80)产生同步信号(STRIG)，所述同步信号使所述第二频率(fLO')的测量与所述斜坡信号(sRMP(t))的生成同步。
2.根据权利要求1所述的装置，
其中所述监控电路(80)被构造用于在由所述同步信号(STRIG)限定的时间窗内对所述振荡器信号(sLO'(t))的时钟周期的数量进行计数。
3.根据权利要求1或2所述的装置，
其中所述分频器(61)被连接在所述锁相环的反馈回路中。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的装置，
其中所述HF振荡器(60)是电压控制振荡器(VCO)或数字控制振荡器(DCO)。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的装置，
其中所述监控电路(80)被构造用于在时间窗内对所述振荡器信号(sLO'(t))的时钟周期的数量进行计数，和/或
其中所述监控电路(80)被构造用于检测时钟周期的数量是否在期望范围内。
6.根据权利要求5所述的装置，其中所述至少一个数字值包括以下中的至少一个：
指示所计数的时钟周期的数量是否在所述期望范围内的布尔值；和
表示所计数的时钟周期的数量的数字字。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的装置，还包括：
通信接口(84)，被构造用于在所述至少一个测试触点处提供所述数字字作为串行或并行数据流。
8.一种方法，包括以下步骤：
驱控连接在锁相环中的HF振荡器(60)，使得所述HF振荡器(60)产生具有第一频率(fLO)的HF振荡器信号(sLO(t))，其中根据斜坡信号(sRMP(t))的条件来调节所述第一频率(fLO)；
借助于具有固定分频比的分频器(61)由所述第一HF振荡器信号(sLO(t))产生具有第二频率(fLO')的振荡器信号(sLO'(t))；
测量所述第二频率(fLO')并且提供取决于所述振荡器信号(sLO'(t))的所述第二频率(fLO')的至少一个数字值，其中所述第二频率(fLO')的测量借助于同步信号(STRIG)与所述斜坡信号(sRMP(t))的生成同步；并且
在测试触点(8)处提供所述至少一个数字值。
9.根据权利要求8所述的方法，其中提供所述至少一个数字值包括：
检测所测量的第二频率(fLO')是否对应于期望值或者与所述期望值的偏差是否小于最大允许偏差，
其中所述至少一个数字值指示所述检测的结果。
10.根据权利要求8或9所述的方法，
其中所述第一频率(fLO)在所述测量期间变化，从而所述第二频率(fLO')也在所述测量期间变化。
11.根据权利要求8至10中任一项所述的方法，
其中所述第一频率(fLO)根据限定的频率斜坡增大或减小，从而所述第二频率(fLO')也根据限定的频率斜坡增大或减小，和/或
其中测量所述第二频率的时间窗与所述频率斜坡同步。
12.根据权利要求8至11中任一项所述的方法，其中测量所述第二频率(fLO')包括：
在时间窗内对所述振荡器信号(sLO'(t))的时钟周期进行计数；
存储直到所述时间窗结束时所计数的时钟周期的数量。
13.根据权利要求8至12中任一项所述的方法，其中测量所述第二频率(fLO')包括：
在时间窗期间对所述振荡器信号(sLO'(t))的时钟周期进行计数；
对于在所述时间窗到期前的至少一个测量时间点(tM1、tM2、tM3)存储直到相应的所述时间点所计数的时钟周期的数量。
14.根据权利要求8至13中任一项所述的方法，其中提供所述至少一个数字值包括：
将针对所述至少一个测量时间点所存储的时钟周期的数量与至少一个对应的参考值进行比较；并且
根据所述比较的结果产生所述至少一个数字值。
15.根据权利要求8至14中任一项所述的方法，还包括：
根据所述至少一个数字值校准所述HF振荡器(60)的构件参数，在给定的驱控中，由所述HF振荡器(60)产生的第一频率(fLO)的值取决于所述构件参数。
16.根据权利要求15所述的方法，
其中校准所述构件参数包括借助于熔合调整线路长度。
17.根据权利要求15或16所述的方法，
其中校准所述构件参数包括确定在所述第一频率(fLO)和期望值(fLO,desired)之间的偏差，并且根据所确定的偏差校准所述构件参数(kVCO)。
18.一种单片微波集成电路(MMIC)，包括：
集成在半导体芯片中并且连接在锁相环中的HF振荡器(60)，用于产生具有第一频率(fLO)的HF振荡器信号(sLO(t))；
集成在所述半导体芯片中的分频器(61)，具有固定的分频比，所述HF振荡器信号(sLO(t))被输送到所述分频器(61)，并且所述分频器(61)被构造用于提供具有第二频率(fLO')的振荡器信号(sLO'(t))；
斜坡生成器(70)，被构造用于生成斜坡信号(sRMP(t))并且与所述锁相环耦合，使得根据所述斜坡信号(sRMP(t))的条件来调节所述第一频率(fLO)；
集成在所述半导体芯片中的监控电路(80)，具有所述第二频率(fLO')的所述振荡器信号(sLO'(t))被输送至所述监控电路(80)，并且所述监控电路(80)被构造用于测量所述第二频率(fLO')并且提供取决于所述振荡器信号(sLO'(t))的所述第二频率(fLO')的至少一个数字值；以及
布置在所述半导体芯片上的至少一个测试触点(8)，在所述至少一个测试触点处提供所述至少一个数字值，
其中所述斜坡发生器(70)被构造用于为所述监控电路(80)产生同步信号(STRIG)，所述同步信号使所述第二频率(fLO')的测量与所述斜坡信号(sRMP(t))的生成同步。
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