CN108900164A - 一种基于不对称交叉连接的超宽带倍频器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于不对称交叉连接的超宽带倍频器，所述超宽带倍频器包括：带电流源的射极跟随器、超宽带有源巴伦、倍频器核心单元；倍频器核心单元包括：两组不同射极面积的差分结构，2个差分结构发射极交叉连接；输入信号通过一个带尾电流源进入超宽带有源巴伦转化成一组差分信号，该差分信号通过一个带尾电流射极跟随器进入倍频器核心单元；解决了现有的不足，形成了带宽为8‑42GHz超宽带倍频器；该倍频器无高阶滤波器大大减少了芯片面积，可以作为许多电路的通用倍频器，为毫米波及太赫兹频段以及一些特殊双频段(5G通信)VCO提供一种新实现的方法。

Description

一种基于不对称交叉连接的超宽带倍频器
技术领域
本发明涉及有源倍频器领域，具体地，涉及一种基于不对称交叉连接的超宽带倍频器。
背景技术
无论是发射机的载波还是接收机的本振振荡都需要一个高纯度，高稳定的本振源来提供信号的上下变频，以便发射、传输、接收所需的信号。而传统的频率振荡器，VCO由于收到晶体管本身性能的截止频率的限制，在工作频率提升到毫米波以及太赫兹频段时，VCO就很难提供符合要求的本振信号。
用一个低频本振源通过一个或者几个倍频器级联的形式来获得收发系统中所需要的本振源。其中倍频器主要利用器件的非线性产生谐波，得到其高次谐波进而得到较好的高频信号，这在某种程度上可以大大减少VCO的设计难度，可以增加VCO的可调性和稳定性。。
根据结构可以分为无源倍频器和有源倍频器，其中无源倍频器主要其中倍频器主要利用器件的非线性产生谐波，然后通过滤波器选出自己所需要的信号频率。因为没有直流提供能量，会产生大量变频损耗，常常需要一个放大器来弥补能量损失，这样会大大消耗直流功率，如果没有高阶滤波器，倍频器的带宽和隔离度会很低，引入高阶滤波器会大大增加芯片面积。
因为相对于无源倍频器而言，有源倍频器往往可以提供一个可观的转化增益，而且通过选择合适的电路topology可以实现有效的隔离度和干扰波抑制比，无需高阶滤波器。而以前有源倍频器常常选择吉尔伯特电路，而吉尔伯特作为有源倍频器在基波和三次谐波抑制能力和功耗的限制，使得人们不得不寻找一种新型有源倍频器结构
不对称交叉连接的差分结构最早是由Ogawa提出，而在1978年Kusakabe将其作为一种乘法器而提出,随后在1992年Kimure将该电路发展成为一种准对数整流器，随后又实现了一个四象限乘法器，由于Kimure应用后，该结构逐渐趋于成熟，故这种交叉连接差分结构又称Kimure core结构
发明内容
本发明提供了一种基于不对称交叉连接的超宽带倍频器，解决了现有的不足，该倍频器无高阶滤波器大大减少了芯片面积，可以作为许多电路的通用倍频器，为毫米波及太赫兹频段以及一些特殊双频段(5G通信)VCO提供一种新实现的方法。
本申请中的基于不对称交叉连接的超宽带倍频器包括：带电流源的射极跟随器、超宽带有源巴伦、倍频器核心单元；倍频器核心单元包括：两组不同射极面积的差分结构，2个差分结构发射极交叉连接；输入信号通过一个带尾电流源进入超宽带有源巴伦转化成一组差分信号，该差分信号通过一个带尾电流射极跟随器进入倍频器核心单元；
超宽带有源巴伦包括：晶体管Q1和Q2、一个电流源、两个电容C1和C2；晶体管Q1的基极与输入信号相连，晶体管Q1的基极通过电容C1与晶体管Q2的集电极相连，晶体管Q1和Q2的发射极相互连接并与一个尾电流源I0相连，晶体管Q1的集电极通过电容C2与晶体管Q2的基极相连；
倍频器核心单元包括：四个晶体管Q1-Q4、两个电流源；Q1、Q2具有相同的发射极面积，Q3、Q4具有相同的发射极面积，且Q3和Q4的发射极面积是Q1和Q2发射极面积的K倍；Q1和Q3的基极相连并接入差分信号正极，Q2和Q4的基极相连接入差分信号的负极；Q1和Q2的集电极相连，Q3和Q4的集电极相连；Q1与Q4的发射极相连并连接在一个电流源上，Q2与Q3的发射极相连并连接在一个尾电流源上。
利用不同发射极面积形成一种对称差分结构对，然后将差分结构的射极交叉连接，形成2次倍频的核心结构，然后引入射极跟随器降低密勒效应，应用二极管形式的有源负载，最终形成一种带宽8-42GHz的新型有源倍频器。
为实现上述发明目的，本申请提供了一种基于不对称交叉连接的超宽带倍频器，其结构包括带电流源的射极跟随器，一种新型闭环的超宽带有源巴伦，两组不对称的射极面积交叉连接的差分结构，首先输入信号通过一个带尾电流源进入有源巴伦转化成一组差分信号，该差分信号再通过一个带尾电流射极跟随器进入两组不对称的射极面积交叉连接的差分结构，具体结构如图1所示所有单元电路全部集成在一个单芯片上；
a)所述的有源巴伦的核心结构如图3所示，其具体结构包括两个晶体Q1,Q2，一个电流源，两个电容C1,C2.晶体管Q1的基极除了与输入信号相连之外，还通过电容C1与晶体管Q2的集电极相连，Q1,Q2的发射极相互连接并与一个尾电流源I0相连，Q1的集电极通过电容C2与晶体管Q2相连。其原理主要是在级联式有源巴伦在Q2的集电极和Q1的基极之间接一个电容C1，于C1,Q1,C2,Q2形成一个闭环网络，从而完成一个超宽带的有源巴伦设计。
b)所述不对称的交叉连接差分结构的核心结构如图2所示，该结构主要包括四个晶体管Q1,Q2,Q3,Q4和两个电流源,其中Q1,Q2和Q3,Q4分别有相同的发射极面积，且Q3,Q4的发射极面积是Q1,Q2的K倍。其中Q1,Q3的基极相连并接入差分信号正极，Q2和Q4的基极相连接入差分信号的副极；Q1和Q2的集电极相连且Q3和Q4的集电极相连；Q1与Q4的发射极相连并连接在一个电流源上，Q2与Q3的发射极相连并连接在一个尾电流源上。该结构的原理主要利用BJT的发射极和集电极之间漏电流与基极和发射极之间的电压成指数关系，当基极输入一定范围vi值时，产生了一个和vi成正比的线性跨导gm，当输入信号为正弦信号时，该结构可以产生与输入信号频率的二倍差分输出电流。
进一步的，所述的有源巴伦输入信号通过有源巴伦产生幅度相同，相位相差180o的差分信号与所述的不对称的交叉连接结构的输入端连接。
进一步的，产生一个与输入信号线性相关的跨导，除了可以将Q1,Q2和Q3,Q4取不同发射极面积之外，还可以取相同的发射极面积，而将Q1,Q2和Q3,Q4的基极不同偏置电压，可以达到相同的效果。
进一步的，相同发射极面积，而不同基极与发射极不同的压降，故除去直接不同的偏压外，还可以利用相同的偏压，Q1,Q2,Q3,Q4相同的发射极面积，在Q3,Q4的射极加一个电阻再分别于Q2,Q1相连，同样能达到倍频效果。
进一步的，基于不对称交叉连接的超宽带倍频器，其中的有源巴伦电流源通过一个尾电流源外加一个小电阻串联而成，而除去核心结构外，还包括电阻R1,R2，电感L1,L2电感L1与Q1的集电极相连并串联电阻R1到VDD，同理电感L2与Q2的集电极相连并串联电阻R2到VDD。
进一步的，基于不对称交叉连接的超宽带倍频器，其中的倍频器的核心部分除去交叉连接的不对称结构，其中电流源是通过尾电流源和一个小电阻串联形成的。并且本设计中我们引入晶体管二极管连接形式作为有源负载，拓宽带宽。
进一步的，不对称射极交叉连接差分结构，其中不对称结构的偏置是由一个带电流源的射极跟随器对其进行偏置，在不对称的发射极面积和射极电阻补偿只需要左右各一个进行射极跟随器进行偏置，而不同偏置电压的实现办法通常是两个不同射极跟随器而在射极跟随器的电流源和输入晶体管的射极之间加一个电阻，和电感。而射极跟随器的偏置主要是由电阻分压偏置而成。
进一步的，有源巴伦其中Q1,Q2的偏置仍然是尾电流源的射极跟随器进行偏置，而设计跟随器的偏置一端是通过电阻分压，另一端是由电阻分压所得到的电压值串联一个50Ω电阻对另外一端进行偏置。电容Cbias的出现为了避免交流信号通过R3流入另外一端晶体管Q6。
进一步的，所述的不对称的差分结构，当输入为其他波形(如方波)可以傅里叶展开为不同频率正旋波的叠加，由于正旋信号的正交性，和电路的叠加原理，该电路仍可以实现倍频效果。
进一步的，所述的不对称的差分结构，其中的BJT可以换成MOS管，虽然对于MOS管来说，漏源电流与栅源电压成平方关系，但凭关系仍然可以按照指数形式的傅里叶展开，和电路的叠加原理，仍可以实现倍频效果。
本申请提供的一个或多个技术方案，至少具有如下技术效果或优点：
1、实现了一个带宽为8G-43GHz的超宽带倍频器设计；
2、该倍频器实现了基波抑制比为Max(27.6)/min(7)dB；
3、整个电路版图为750um*600um,其中核心面积为306um*220um的倍频器设计。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定；
图1为整个倍频器的设计框图；
图2为利用不对称发射极面积交叉连接构成的倍频核心单元示意图；
图3为有源巴伦核心电路示意图；
图4为利用直接给不同的偏置交叉连接构成的倍频核心单元。
图5为利用在射极加电阻进行补偿形成的交叉连接构成的倍频核心单元示意图；
图6加射极跟随器后和有源巴伦组成的电路示意图；
图7加射极跟随器加上不对称结构形成倍频单元组成电路图；
图8加射极跟随器后有源巴伦的S(2,1),S(3,1)的幅度示意图；
图9加射极跟随器后有源巴伦的S(2,1),S(3,1)的相位示意图；
图10整个倍频器的转化增益和基波抑制比示意图。
具体实施方式
为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。需要说明的是，在相互不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述范围内的其他方式来实施，因此，本发明的保护范围并不受下面公开的具体实施例的限制。
本发明主要包括以下技术方案：
一种基于不对称交叉连接的差分结构的有源倍频器，包括：带电流源的射极跟随器，带正反馈的新型有源巴伦，不对称结构构成的倍频器核心单元，二极管构成的有源负载；所述的射极跟随器分别存在有源巴伦与输入之间，不对称结构构成的倍频器核心单元和有源巴伦之间，其目的有；为有源巴伦和倍频器核心单元提供偏置；降低频率对电路的影响，提高电路的整体带宽。
所述的有源巴伦结构如图3所示，其重要在级联式有源巴伦的第二级输出与输入电路之间并联一个电容形成正反馈，从而实现宽带为3-50GHz有源巴伦结构，单独有源巴伦的幅度和相位信息如图8，9所示。
所述的不对称交叉连接差分结构的倍频单元结构如图2所示：该结构主要包括两对差分对Q1,Q2和Q3,Q4,4个晶体管发射极面积比为1:1:K:K,通过将两对差分对Q1,Q2和Q3,Q4,交叉连接即：将差分对发射极连接在一起并通过电流源连接到地。形成不对称的差分结构，形成整个电路的倍频单元。
通过实验分析后，当K＝9.9是该倍频单元的线性跨导最大，整个电路倍频效果最佳。
不对称结构除了用不对称的发射极面积形成外，另外还可以用直接不对称偏置，和在射极加电阻进行射极补偿。最后倍频器的输出通过一个用二极管形成的有源负载，为了得到我们所需不对称结构的集电极电压和电流，实现宽带倍频器的设计。
本申请主要是由带电流源的射极跟随器，带正反馈的新型有源巴伦，不对称结构构成的倍频器核心单元，二极管构成的有源负载组成而成。带电流源的射极跟随器可以极大的降低射极跟随器的非线性效应，是的射极跟随器的输出随着输入成线性变化。射极跟随器本身就具有高输入阻抗，低输出阻抗，具有极大驱动能力，引入射极跟随器后极大增加了倍频器的带宽。
单端信号输入到差分的不对称结构，需要一个超宽带巴伦，而传统巴伦很难满足带宽需要，本设计如图3的有源巴伦的基础并联电容形成了一个超宽带的有源巴伦。如图3所示在Q2的集电极与Q1的基极并联一个电容，从而使Q1,Q2,C1,C2形成一个闭环网络，反馈引入本身会拓宽带宽。另一方面；当Q1,Q2的集电极电压相同时，C1,C2相对于Q1,Q2而言相当于中和电容的作用，从而降低而了Q1,Q2的基极和集电极之间的电容的影响，从而拓宽带宽。
所述的不对称结构主要有三种不同的方法，利用不对称的发射极面积，用直接不对称偏置，和在射极加电阻进行射极补偿。而由于不同的发射极面积比直接不同偏置少了两个直流偏置，使电路更加的简单，而同时引入射极补偿电阻会大大降低倍频器的增益，故本专利选用不同的发射极面积来实现交叉耦合差分放大器的不对称性。
下面以不对称发射极面积为例推导该不对称交叉连接的倍频原理：
本倍频器采用的不对称交叉连接的差分结构，主要利用晶体管的差分输出电流于基极和射极的电压差之间的关系，共射极晶体管Q2的集电极电流Ic和基极于射极的电压差VBE的关系表示：
式中，IS为用来描述正向放大区中晶体管传输特性常数，q等于单位电子电荷量，A表示发射结横截面积，Dn为电子扩散常量，np0为基极中的热平衡电子浓度，WB为发射区耗尽层边缘到集电区耗尽层边缘之间的基极宽度，VT为热电压。当发射结扩大K倍时，其他参数不变，仅仅只有A变成K*A，故Q3集电极电流和偏置电压关系为：
如图一所示，设Q2和Q3的集电极电流分别为Ic2和Ic3,发射极电流为Ie2和Ie3其中ΔVin＝VBE3-VBE2,则有
将K带入指数，则有：
故两个集电极电流的差分输出可以表示为：
由于所以输出电流为
同理：
故该不对称的交叉连接差分结构输出电流
故根据小信号垮导公式和上式可得
故由上面公式可得，当输入电压ΔVin+In(k)VT＜＜2VT时，gm与输入电压ΔVin成线性关系，即该结构可以达到二倍频的效果，结果实验测得当K＝3.63时，|ΔVin|≤20mv,跨导gm与输入电压ΔVin成线性关系，当K＝9.9时，输入电压的线性范围为|ΔVin|≤40mv，但当K＝26.84时，跨导gm与输入电压ΔVin不在成线性关系。
当跨导gm与输入电压ΔVin成线性关系，故输出的差分电流和差分输入电压ΔVin呈平方关系，当ΔVin为正弦信号时，该电路可以达到倍频效果。
不对称发射极面积形成的倍频单元的倍频原理已经得到，而对于直接给不同电压，假设其压差为Vk，那么[0056]的in(k)VT等于VkVT，而引入电阻进行射极补偿，其等于ICRVT(其中IC为集电极电流)，均能实现倍频效果。
除了正旋波外，其他波形(如方波)也可以能实现倍频效果，因为任何波形都可以傅里叶展开成正弦波和余弦波的叠加形式，由于正弦信号的正交性，和电路的叠加原理，该电路仍可以实现倍频效果。
本申请主要是由BJT实现，但BJT可以换成MOS管，虽然对于MOS管来说，漏源电流与栅源电压成平方关系，但凭关系仍然可以按照指数形式的傅里叶展开，和电路的叠加原理，仍可以实现倍频效果。
由于发射极面积的差异，相同的基极偏压会产生不同的集电极电流，如果直接用电阻作为负载，会产生三种不好的结果。
1、用电阻的作为负载时，如图2所示，会使Q1,Q2的集电极电压和Q3,Q4的集电极电压相差较大。而由于厄利电压的影响，会极大影响晶体管的工作状态，从而影响倍频效果。
2、用电阻作为负载时，如图2所示，会使Q3,Q4的集电极于射极电压保持在300mv左右，使Q3,Q4处于饱和态，会使Q3,Q4无法正常工作。
3、用电阻作为负载时，电阻会对交流信号进行分压，影响倍频效果。加入电感可以减轻这一现象，但电感的会极大增加版图面积。
故本文采用晶体管基极和集电极连接的形式形成一个二极管连接形式，使得使Q1,Q2的集电极电压和Q3,Q4的集电极电压相差200mv，使Q3,Q4处于放大状态且不会对交流进行分压。二极管连接受频率影响较小，故常为宽带电路的有源负载使用。
本申请介绍了一种基于不对称交叉连接的差分结构，再利用闭环的有源巴伦结构，最终形成了带宽为3GHz-42GHz的超宽带的倍频器设计,基波抑制比Max(27.6)/min(7)dB，最终版图为750um*600um,其中核心面积为306um*220um的倍频器设计。
尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (7)

1.一种基于不对称交叉连接的超宽带倍频器，其特征在于，所述超宽带倍频器包括：
带电流源的射极跟随器、超宽带有源巴伦、倍频器核心单元；倍频器核心单元包括：两组不同射极面积的差分结构，2个差分结构发射极交叉连接；输入信号通过一个带尾电流源进入超宽带有源巴伦转化成一组差分信号，该差分信号通过一个带尾电流射极跟随器进入倍频器核心单元；
超宽带有源巴伦包括：晶体管Q1和Q2、一个电流源、两个电容C1和C2；晶体管Q1的基极与输入信号相连，晶体管Q1的基极通过电容C1与晶体管Q2的集电极相连，晶体管Q1和Q2的发射极相互连接并与一个尾电流源I0相连，晶体管Q1的集电极通过电容C2与晶体管Q2的基极相连；
倍频器核心单元包括：四个晶体管Q1-Q4、两个电流源；Q1、Q2具有相同的发射极面积，Q3、Q4具有相同的发射极面积，且Q3和Q4的发射极面积是Q1和Q2发射极面积的K倍；Q1和Q3的基极相连并接入差分信号正极，Q2和Q4的基极相连接入差分信号的负极；Q1和Q2的集电极相连，Q3和Q4的集电极相连；Q1与Q4的发射极相连并连接在一个电流源上，Q2与Q3的发射极相连并连接在一个尾电流源上。
2.根据权利要求1所述的基于不对称交叉连接的超宽带倍频器，其特征在于，超宽带有源巴伦输入信号通过有源巴伦产生幅度相同且相位相差180o的差分信号，该差分信号输入倍频器核心单元的输入端。
3.根据权利要求1所述的基于不对称交叉连接的超宽带倍频器，其特征在于，倍频器核心单元还可以通过Q3和Q4的发射极面积与Q1和Q2发射极面积相同，Q1、Q2基极设置的偏置电压与Q3、Q4的基极设置不同的偏置电压实现。
4.根据权利要求1所述的基于不对称交叉连接的超宽带倍频器，其特征在于，倍频器核心单元还可以通过相同的发射极面积的Q1、Q2、Q3、Q4，并配置相同的偏置电压，通过Q1的发射极串联一个电阻然后再与Q3的发射极相连并同时一个电流源相连，同理Q2的发射极串联一个电阻然后再与Q4的发射极相连并同时一个电流源相连实现。
5.根据权利要求1所述的基于不对称交叉连接的超宽带倍频器，其特征在于，有源巴伦电流源通过一个尾电流源外加一个电阻串联而成，有源巴伦还包括电阻R1、R2、电感L1、L2；电感L1与Q1的集电极相连并串联电阻R1到VDD，电感L2与Q2的集电极相连并串联电阻R2到VDD。
6.根据权利要求1所述的基于不对称交叉连接的超宽带倍频器，其特征在于，带电流源的射极跟随器、超宽带有源巴伦、两组不对称的射极面积交叉连接的差分结构集成在一个单芯片上。
7.根据权利要求1所述的基于不对称交叉连接的超宽带倍频器，其特征在于，K的取值为9.9。
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