CN102176672B

CN102176672B - 一种电平位移电路

Info

Publication number: CN102176672B
Application number: CN201110066729A
Authority: CN
Inventors: 方健; 吴琼乐; 王泽华; 陈吕赟; 向莉; 柏文斌; 管超; 杨毓俊; 黎俐; 唐莉芳; 潘福跃; 陶垠波; 张广胜
Original assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Current assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Priority date: 2011-03-18
Filing date: 2011-03-18
Publication date: 2012-09-12
Anticipated expiration: 2031-03-18
Also published as: CN102176672A

Abstract

本发明公开了一种电平位移电路。本发明是针对现有的电平位移电路的设计中隔离比较困难的问题而设计的，具体包括振荡器单元、可变增益放大器单元、集成变压器单元、回路电阻、普通放大器单元、检波单元和比较器单元。本发明通过集成变压器单元实现的电平位移电路，借助集成变压器单元良好的隔离特性，解决了电平位移电路的设计中隔离比较困难的问题；同时实现输入电压信号的整体电平位移，即输入电压信号的高电平电位和低电平电位一起位移相同的幅度；并且借助载波的概念，通过振荡器单元使得各种频率的低频电压控制信号都能够进行电平位移。

Description

一种电平位移电路

技术领域

本发明属于芯片设计技术领域，具体涉及一种电平位移电路的设计。

背景技术

半导体芯片内部不同电源电压的电路模块之间信号的变换，涉及到电平位移电路的使用。目前半导体功率器件技术发展迅猛，实际应用要求的工作电压越来越高，可达到千伏级的高电压。但半导体功率器件的驱动控制信号通常由普通的数字信号电路产生，其电压的幅度通常为几伏。因此，信号在低压电路和高压电路之间的变换越来越重要，同时随着高压部分电压的升高，这种高低电平的位移变换会变得越来越困难。

目前比较常用的一种集成的高压电平位移电路如图1所示。其中VH为高端浮动电源，VB为高端浮动地，MP1和MP2须为高压PMOS管，该电路具有较小的功耗。但是该电路在高压应用时，MP1和MP2管的栅极与源极之间，漏极和源极之间需要承受很高的电压。而高低压器件的设计和工艺制造比较复杂，并且随着高压部分的工作电压越来越高，高低压器件的隔离将变得更加困难，成本也越来越高。

变压器可以通过初级端线圈和次级端线圈的匝数比实现电压的变换，因此变压器可以实现高低压电平的位移。集成变压器是一种采用半导体工艺技术制作的变压器，初级端的电路和次级端的电路是通过绝缘介质层进行隔离的。集成变压器通常具有较高的带宽，其初级和次级线圈的自激频率一般高达几百兆赫兹至几千兆赫兹，而通常的功率集成器件的驱动控制信号频率是几十兆赫兹至几百兆赫兹。由于集成变压器的线圈具有低电感，高阻抗的特点，较小的电感/电阻（L/R）比值一般使得低频数字控制信号无法直接通过。例如初级线圈的输入端数字信号脉宽大于电感/电阻（L/R）比值，该集成变压器将很容易出现电流饱和。

发明内容

本发明的目的是为了解决现有的电平位移电路的设计中隔离比较困难的问题，提出了一种电平位移电路。

为了实现上述目的，本发明的技术方案是：一种电平位移电路，其特征在于，包括振荡器单元、可变增益放大器单元、集成变压器单元、回路电阻、普通放大器单元、检波单元和比较器单元，具体连接关系如下：

可变增益放大器单元连接外部的输入电平；

振荡器单元的输出端连接可变增益放大器单元；

可变增益放大器单元的输出端连接集成变压器单元的初级端；

集成变压器单元的次级端连接回路电阻和普通放大器单元的输入端连接；

普通放大器单元的输出端连接检波单元的输入端，检波单元输出端连接比较器单元的输入端；

比较器单元的输出端即为电平位移电路的输出端。

本发明的有益效果：本发明通过集成变压器单元实现的电平位移电路，借助集成变压器单元良好的隔离特性，解决了电平位移电路的设计中隔离比较困难的问题；同时实现输入电压信号的整体电平位移，即输入电压信号的高电平电位和低电平电位一起位移相同的幅度；并且借助载波的概念，通过振荡器单元使得各种频率的低频电压控制信号都能够进行电平位移。

附图说明

图1为现有的一种电平位移电路图。

图2为本发明所述的电平位移电路框图。

图3为本发明实施例的电平位移电路的振荡器单元结构示意图。

图4为本发明实施例的电平位移电路的可变增益放大器单元结构示意图。

图5为本发明实施例的电平位移电路的普通放大器单元结构示意图。

图6为本发明实施例的电平位移电路的两种检波单元结构示意图，其中图6(a)所示的为串联型二极管包络检波电路，图6(b)为并联型二极管包络检波电路。

图7为本发明实施例的电平位移电路的比较器单元结构示意图。

图8为本发明实施例的电平位移电路的波形示意图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的说明。

如图2所示，本实施例的电平位移电路包括振荡器单元、可变增益放大器单元、集成变压器单元、回路电阻、普通放大器单元、检波单元和比较器单元，具体连接关系如下：可变增益放大器单元连接外部的输入电平；振荡器单元的输出端连接可变增益放大器单元；可变增益放大器单元的输出端连接集成变压器单元的初级端；集成变压器单元的次级端连接回路电阻和普通放大器单元的输入端连接；普通放大器单元的输出端连接检波单元的输入端，检波单元输出端连接比较器的输入端；比较器单元的输出端即为电平位移电路的输出端。

这里集成变压器单元的匝数比是1：N，其中N是不小于1的自然数。其中N的取值一方面要根据集成变压器单元次级电路的工作电压来确定，即当N取某个值的时候，必须满足集成变压器单元的次级输出信号波形的高电平不超过次级端电路的工作电压，另一方面，集成变压器单元初级端的输入信号经过集成变压器单元之后可能会发生电压幅度的衰减，N的取值同时也应对变压器次级端的输出信号进行电压补偿，使其接近次级端电路的工作电压。在实际应用中根据具体情况具体选择。在本实施例中，N取1。

集成变压器单元初级端有两条电路支路，分别为振荡器单元和可变增益放大器单元；集成变压器单元次级端有四条电路支路，分别为回路电阻、普通放大器单元、检波单元和比较器单元。中间通过集成变压器单元来实现对信号的电平位移。振荡器单元和可变增益放大器单元产生集成变压器的初级端输入信号，回路电阻、普通放大器单元、检波单元和比较器单元用来对通过集成变压器单元的次级输出信号进行还原，实现对输入电平的成比例的电平位移。

为了便于书写方便，下面作如下规定：输入电平信号记为：Vin；振荡器单元的输出信号记为：S1；可变增益放大器单元的输出信号记为：S2；集成变压器单元的次级输出信号记为：S3；普通放大器单元输出信号记为：S4；检波单元输出信号记为：S5；比较器单元的输出端即为电平位移电路的输出，其输出的信号记为：Vout。

集成变压器单元的设计属于现有技术，在此不再详细描述。为了便于对本发明的理解，下面给出除集成变压器单元之外的其它各个模块的一种具体实现方式，但需要说明的是，本发明并不限于这些实现方式。

振荡器单元的结构示意图如图3所示，由电阻R1、R2、R3、R4和电容C1、C2和一个放大器OP构成，输出一个与集成变压器单元的特征频率fT频率值相同的正弦波信号。其中R3、C1和R4、C2及R1和R2组成一四臂电桥；C1的一端与R1一端相连，并作为振荡器的输出端，输出信号为S1；C1的另一端与R3相连，R3的另一端与R4和C2的一端相连，并构成放大器OP的正向输入信号，R4的另一端和C2的另一端与地电位VSS1相连；R1的另一端与R2的一端相连，R2的另一端与地电位VSS1相连；S1通过R1、R2进行分压构成放大器OP的反向输入信号；S1通过R1、R2构成的反馈支路对振荡器改善振荡波形，减小放大电路对选频特性的影响并提高振荡电路的带负载能力。

可变增益放大器单元的结构示意图如图4所示，包括PMOS管M5、M6、M13、M14，NMOS管M1、M2、M3、M4、M7、M8、M9、M10、M11、M12。M5、M6、M13、M14的源极与电源电压源VCC1相连，M7、M8、M9、M10、M11、M12的源极接地电位VSS1。M13、M14的栅极相连，接外部偏置信号Vb1，构成电流镜结构；M13的漏极与NMOS管M9、M10的栅极相连，并与M7的漏极相连；M14的漏极与M11、M12的栅极相连，并与M8的漏极相连；M7的栅极接输入电平Vin，M8的栅极接输入电平Vin经过一级反相器后的信号；M9、M12栅漏短接，M10的漏极与差分输入对M1、M2的源极相连，M11的漏极与差分输入对M3、M4的源极相连；M1、M3的漏极与M5的漏极相连，M1、M3的栅极相连；M2、M4的漏极与M6的漏极相连，M2、M4的栅极相连；M5、M6的栅极相连且M5的栅漏短接构成差分输入对M1、M2和M3、M4的电流源负载，M1、M3的栅极接输入信号S1，M2、M4的栅极接外部的作为比较的固定电平Vref。

这里可变增益放大器单元由两条恒流源支路、有源负载和两对差动输入管构成。M13、M9、M10和M14、M11、M12构成两条恒流源支路，输入电平Vin通过M7和M8分别控制恒流源M9、M10和M11、M12的开关，M7、M8的栅极信号为输入的输入电平Vin和经过一级反相器后的输入电平Vin；M10和M11分别为M1、M2所组成的差分输入对M3、M4组成的差分输入对提供尾电流偏置；M5、M6组成可变增益放大器的有源负载。

可变增益放大器单元的工作原理如下：当输入电平Vin为高电平时，M7导通、M8关断，M13、M9、M10组成的恒流源关断，M11、M12、M14组成的恒流源开启，M3、M4组成的差动运放工作，电压增益为Av1；当输入电平Vin为低电平时，M7关断、M8导通，M13、M9、M10组成的恒流源开启，M11、M12、M14组成的恒流源关断，M1、M2组成的差动运放工作，电压增益为Av2，通过调节M13与M14的宽长比得到不同的尾电流，从而得到不同的电压增益。

通过输入电平Vin对振荡器单元所产生的正弦波进行不同增益值的放大，得到一个频率与集成变压器单元特征频率值相同但幅度不同的信号，该信号包含了输入电平Vin的频率信息，该信号与集成变压器的特征频率值相同，可以无失真地通过集成变压器单元进行电平的转换。

普通放大器单元的结构示意图如图5所示，采用折叠式共源共栅放大器结构，包括：PMOS管M28、M29、M30、M31、M37，NMOS管M24、M25、M26、M27、M32、M33、M34、M35、M36。具体电路的连接关系为：M28、M29、M37的源极接外部电源电压源VCC2，M26、M27、M34、M35、M36的源极接地电位VSS2。M26、M27的栅极接在一起，M27栅漏短接且接到恒流源Iref1，M26的漏极与差分输入对M24、M25的源极相连，M24的栅极接输入信号S3，M25的栅极与外部的比较的固定电平Vref相连；M28、M29、M37的栅极相连，M37栅漏短接且接到恒流源Iref2；M28的漏极与M24的漏极、M30的源极相连，M29的漏极与M25的漏极、M31的源极相连；M30、M31的栅极短接且接到外部偏置信号Vb2；M30的漏极与M32的漏极接信号S4，M31的漏极和M33的漏极分别与外部的作为比较的固定电平Vref相连，M32、M33的栅极相连且接到外部偏置信号Vb3；M32的源极与M34的漏极相连，M33的源极与M35的漏极相连；M34、M35、M36的栅极接到一起，M36栅漏短接且接到恒流源Iref3。

检波单元的结构示意图如图6所示，检波单元可以使用并联型二极管包络检波电路，也可以使用串联型二极管包络检波电路。

串联型二极管包络检波电路如图6（a），包括大电容C3、电阻R5和二极管D1，这里的大电容指的是钽电容、电解电容等具有极性的电容。并联型二极管包络检波电路如图6（b），包括电容C4、电阻R6和二极管D2。

图6（a）的具体连接关系为：大电容C3的正极板接普通放大器单元的输出信号S4，C3的负极板与电阻R5和二极管D1的阳极相连，并作为输出信号S5的输出端；R5的另一端和D1的阴极、参考地电位VSS2相连。

图6（b）的具体连接关系为：D2的阳极与普通放大器单元的输出信号S4相连，D2的阴极与电阻R6、电容C4的一端相连，且作为输出信号S5的输出端；R6的另一端与C4的另一端、参考地电位VSS2相连。

比较器单元的结构示意图如图7所示，包括PMOS管M17、M18、M22、M23和NMOS管M15、M16、M19、M20、M21。具体连接关系为：PMOS管M17、M18、M22、M23的源极均接电源电压源VCC2，M19、M20、M21的源极均接地电位VSS2。M22的栅极接外部偏置信号Vb4，漏极接M19、M20、M21的栅极，M19栅漏短接，与M20、M21组成电流镜结构，为运放提供尾电流；M20的漏极接运放的差分输入对M15、M16的源极，M15的栅极接输入信号S5，M16的栅极接作为比较的固定电平Vref，M15的漏极接M17、M18的栅极，M17栅漏短接，M17、M18构成比较器的有源负载，M18的漏极与M16的漏极和M23的栅极相连，作为比较器的第一级输出；M23的漏极与M21的漏极相连，并作为两级比较器的输出端，输出信号为Vout。

下面结合图8说明本发明实施例的工作原理：

振荡器单元用来产生一个与集成变压器单元的特征频率f_T频率值相同的正弦波信号S1，一般说来S1的频率远高于输入电平Vin的频率；输入电平Vin作为可变增益放大器单元的尾电流的控制信号，振荡器单元的输出信号S1作为可变增益放大器单元的输入信号，通过输入电平Vin的控制，得到一个载波信号S2；S2信号频率与S1信号相同，即与集成变压器单元特征频率f_T频率相同，因此它可以无失真地通过集成变压器单元，得到信号S3。集成变压器单元负载端的回路电阻R，使得集成变压器单元负载端形成一个完整的回路而正常工作，但经过的信号可能会衰减。为了使检波单元的包络更宽而有利于检波，将S3信号进行放大，得到信号S4。S4信号经过包络检波电路后可以将输入的输入电平Vin的频率特性检波出来得到信号S5，再通过比较器单元进行整形后得到输出信号Vout。Vout信号的频率特性与输入端的输入电平Vin相同。由于集成变压器单元初级端的参考地电位为VSS1,次级端的参考地电位为VSS2，因此Vout波形中的低电压部分的电平位移幅度，由这两个地电位的相对电位来确定。而Vout波形中的高电压部分的电平位移幅度，由集成变压器单元次级端电路的电源电位决定。

可以看出，本发明通过集成变压器单元实现电平位移电路，可实现输入电压信号的整体电平位移，即输入电压信号的高电平电位和低电平电位一起位移相同的幅度;同时由于集成变压器单元良好的隔离特性，保证了该电平位移电路中高低压电路的隔离性很好，解决了现有的电平位移电路设计中隔离比较困难的问题。通过集成变压器单元的隔离性，使输入电压信号的整体位移幅度可以特别大，并且这种电压信号的整体电平位移既可以是往正电压方向的电平位移，也可以是往负电压方向的电平位移；如果对于输入电压信号的相对幅度值（即输入电压信号的高电平值减去低电平值）不需要做电平位移的话，集成变压器次级电路部分的地电位相对于初级电路部分的地电位可以是一个电压值相差很大的电位，次级电路的工作电压但两部分相对于彼此地电位的电源的幅度可以是相同的，因此即使电平位移的电压变换幅度很大，但两部分电路所使用的器件对耐压的要求是相同的，都可采用低压器件来实现，避免了对高压器件的要求；同时这种方案借助了载波的概念，使得由振荡器产生的特定频率的信号，而不是由低频的电压输入信号，通过集成变压器进行变换，从而很好解决了集成变压器由于制造工艺的限制不能通过低频电压信号的缺点，使得各种频率的低频电压控制信号都能够进行电平位移。

本发明所述的基于集成变压器的高压电平位移电路系统，是一个能对输入控制电压信号进行无失真的电平位移，同时又能很好地应用于高压环境的电路系统。同时由于集成变压器良好的隔离特性，所以该电路系统中高低压电路的隔离性很好，因此它可以作为半导体集成电路高压功率电子芯片中基本的电平位移电路。

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims

1.一种电平位移电路，其特征在于，包括振荡器单元、可变增益放大器单元、集成变压器单元、回路电阻、普通放大器单元、检波单元和比较器单元，具体连接关系如下：

可变增益放大器单元连接外部的输入电平；

振荡器单元的输出端连接可变增益放大器单元；

比较器单元的输出端即为电平位移电路的输出端。

2.根据权利要求1所述的电平位移电路，其特征在于，所述集成变压器单元的匝数比是1∶N，其中N是不小于1的自然数。

3.根据权利要求2所述的电平位移电路，其特征在于，所述的N为1。

4.根据权利要求1所述的电平位移电路，其特征在于，所述的检波单元为并联型二极管包络检波电路，包括大电容、第一电阻和第一二极管，其中，大电容的正极板与普通放大器单元的输出信号相连，大电容的负极板与第一电阻和第一二极管的阳极相连，并作为检波单元的输出端；第一电阻的另一端和第一二极管的阴极、集成变压器单元的次级端的参考地电位相连。

5.根据权利要求1所述的电平位移电路，其特征在于，所述的检波单元为串联型二极管包络检波电路，包括第二电容、第二电阻和第二二极管，其中，第二二极管的阳极与普通放大器单元的输出信号相连，第二二极管的阴极与第二电阻、第二电容的一端相连，且作为检波单元的输出端；第二电阻的另一端与第一电容的另一端、集成变压器单元的次级端的参考地电位相连。