CN108886407A

CN108886407A - 在频域线性均衡器中处理数字信号的装置和方法

Info

Publication number: CN108886407A
Application number: CN201680083142.6A
Authority: CN
Inventors: 迈克尔·查如冰; 多伦·科恩; 薛青松; 多利·吉得隆; 刘玲; 解长松; 李良川; 陈铭
Original assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Current assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Priority date: 2016-06-23
Filing date: 2016-06-23
Publication date: 2018-11-23
Anticipated expiration: 2036-06-23
Also published as: US20190123834A1; EP3465949A1; ES2845676T3; CN108886407B; WO2017220153A1; EP3465949B1; US11082135B2

Abstract

本发明涉及处理数字信号的装置和方法，其中通过应用快速傅立叶变换(fast Fourier transformation,FFT)处理将输入信号变换到所述频域，以获得变换的输入信号。分离所述变换的输入信号的正和负频率分量，并且通过各个数字滤波独立地处理所述分离的正和负频率分量中的各个频率分量，以获得滤波的频率分量。使用下采样操作在所述频域中组合所述滤波的频率分量，以将所述滤波的频率分量从每符号样本输入数量下采样到不同的每符号样本输出数量，并且通过应用IFFT处理将所组合的输出分量变换到所述时域。

Description

在频域线性均衡器中处理数字信号的装置和方法

技术领域

本发明涉及一种在相干光接收器的频域线性均衡器中处理数字信号的装置和方法。

背景技术

长途光纤系统的重要目标是在不进行信号再生的情况下在长距离上传输高数据吞吐量。考虑到光放大器并且最终由光纤本身施加在带宽上的约束，最大化频谱效率非常重要。但考虑到光纤非线性施加在信号功率上的约束，最大化功率(或信噪比(signal-to-noise ratio，SNR))效率，即最小化每比特所需的平均传输能量(或每比特所需的SNR))，也非常重要。大多数现有系统使用诸如开关键控或差分相移键控的二进制调制格式，其每符号编码一比特。非相干检测和差分相干检测仅在低频谱效率下提供良好的功率效率，因为它们限制了可用于编码信息的自由度。

实现高频谱效率同时最大化功率(或SNR)效率的最有希望的检测技术是利用偏振复用的相干检测，因为其使用两个场偏振中的同相(in-phase，I)和正交(quadrature，Q)信号做出符号判定，从而可以在所有可用的自由度中编码信息。当以奈奎斯特速率对光电下变频器的输出进行采样时，数字化的波形保留电场的完整信息，这使得能够通过数字信号处理(digital signal processing，DSP)补偿传输损伤。基于DSP的接收器可能是有利的，因为自适应算法可用于补偿时变传输损伤。还可以实现高级前向纠错编码。此外，可以延迟、分路和放大数字化信号，而不降低信号质量。基于DSP的接收器在数据速率较低的无线和数字用户线(digital subscriber line，DSL)系统中无处不在。持续的硬件改进将使得能够在未来几年内部署基于DSP的相干光学系统。

现代相干光接收器的关键块是线性均衡器。所述均衡器通常实施为自适应复合数字滤波器，其用于执行色散(chromatic dispersion，CD)补偿、偏振解复用(偏振态(stateof polarization，SOP)补偿)、差分群延迟(differential group delay，DGD)补偿、偏振模色散(polarizationmode dispersion，PMD)补偿和偏振相关损耗(polarizationdependent loss，PDL)补偿中的至少一种。

通常，均衡器分两个阶段实现。第一阶段是用于频域(Frequency Domain，FD)中的CD补偿的固定均衡器。CD补偿总是在FD完成，因为它需要固定均衡器的非常长的脉冲响应(长途系统的数千个滤波器抽头)。第二阶段是用于时域(time domain，TD)中的偏振解复用和SOP/PMD/PDL补偿的自适应MIMO均衡器。自适应反馈环路应具有足够小的延迟，以提供SOP旋转的快速跟踪。TD实施减少了环路延迟。

另一种方法基于单阶段频域均衡器，如在US 7,701,842 B2中所公开的。在这种情况下，固定CD均衡和自适应MIMO均衡都在FD完成以降低复杂性。

使用最小均方(least mean square，LMS)算法的块恒模算法(constant modulusalgorithm，CMA)计算自适应滤波器系数。对于时域块算法，将滤波器系数推导为误差和共轭输入信号的卷积的平均值。在FD，该操作相当于相应信号的傅立叶变换的乘法。由于FD卷积的循环性能，有两种类型的反馈处理，即约束处理和无约束处理。对于约束处理，通过限制TD中的系数矢量长度(例如，梯度约束函数)来解决循环卷积问题。这种类型的处理提供了良好的性能，但需要额外的快速傅里叶逆变换(inverse fast Fouriertransformation，IFFT)以及在反馈环路中的快速傅立叶变换(fast Fouriertransformation，FFT)。这增加了复杂性和循环延迟。对于无约束处理，梯度约束函数不用于简化实施和减少循环延迟。卷积仍然是循环的。这可能导致大的性能损失。

现有技术US 7,701,842 B2基于无约束处理。这降低了复杂性，但会增加性能损失。

现有技术的缺点是由于反馈环路中的大延迟而无法跟踪快速SOP旋转，由于大的FFT和IFFT而导致高复杂性和功耗，以及支持输入数据的不同过采样率的灵活性不足。环路延迟取决于输出IFFT的尺寸和FFT的反馈误差。在现有技术中，这些尺寸等于输入FFT的尺寸。另一方面，输入FFT的尺寸应该正好大于加倍的CD值。对于长距离光链路，CD值正好达到数千个采样周期。这需要非常大的输入和反馈FFT以及输出IFFT。然而，由于增加的块尺寸和管道深度，较大的FFT增加环路延迟。现有技术没有为输入过采样率不恒定的情况提供所需的灵活性。例如，一些光学DSP应该能够以低过采样率(例如1.25)或较大的过采样率(例如2)工作。较大的过采样率用于高性能的情况，而较低的过采样率旨在降低功耗。

发明内容

本发明的目的是提供一种均衡器的改进的数字信号处理方法，借助于该方法，可以为输入过采样率不恒定的情况提供所需的灵活性。

通过独立权利要求的特征实现前述和其他目的。根据从属权利要求、说明书和附图，进一步的实现形式是显而易见的。

根据第一方面，提供了一种处理数字信号的均衡装置，所述装置包括：快速傅立叶变换器FFT，用于通过应用FFT处理将输入信号变换到所述频域，以获得变换的输入信号；分路器，用于分离所述变换的输入信号的正和负频率分量；第一和第二平行分支，用于在各个数字滤波器中独立地处理所述分离的正和负频率分量中的各个频率分量，以获得滤波的频率分量；组合器，用于使用下采样操作在所述频域中组合所述滤波的频率分量，以将所述滤波的频率分量从每符号样本输入数量下采样到不同的每符号样本输出数量；和快速傅立叶逆变换器IFFT，用于通过应用IFFT处理将所组合的输出分量变换到所述时域。

根据第二方面也解决了上述目的。

根据第二方面，提供了一种处理数字信号的均衡方法，所述方法包括：通过应用FFT处理将输入信号变换到所述频域，以获得变换的输入信号；分离所述变换的输入信号的正和负频率分量；通过各个数字滤波独立地处理所述分离的正和负频率分量中的各个频率分量，以获得滤波的频率分量；使用下采样操作在所述频域中组合所述滤波的频率分量，以将所述滤波的频率分量从每符号样本输入数量下采样到不同的每符号样本输出数量；以及通过应用IFFT处理将所组合的输出分量变换到所述时域。

因此，通过减小FFT尺寸和丢弃无价值的频率分量，通过允许反馈环路中的抽取，以及通过对频率样本使用非常简单的三角形滤波器以抗混叠、插值和约束，可以显著降低复杂性。正和负频率分量的分离使得能够丢弃FFT输出上的信号频谱的一部分而不损失任何信息。此外，可以在不显著降低性能的情况下减小面积和功率。作为进一步的优点，可以提供更高的灵活性，因为可以通过仅改变输入FFT尺寸来改变输入过采样因子。其余的处理流程可以保持不变。

应当注意的是，根据第一方面的变换器、分路器和组合器可以基于具有分立的硬件组件、集成芯片或芯片模块的布置的分立的硬件电路，或者基于由存储在存储器中、写在计算机可读介质上，或从诸如因特网的网络下载的软件例程或程序控制的信号处理设备或芯片来实现。根据第二方面的方法的步骤可以通过存储在存储器中、写在计算机可读介质上或从诸如因特网的网络下载的软件例程或程序来实现。

根据根据第一方面的装置的第一种实施方式，每个所述数字滤波器可以包括CD滤波器和MIMO滤波器中的至少一个。这使得能够在单独的信道中完成CD和MIMO滤波，而具有较少的处理负荷。

根据根据第一方面的第一种实施方式的装置的第二种实施方式，所述CD滤波器和所述MIMO滤波器可以串联布置。这使得CD和MIMO能够使用不同信号分量连续处理。

根据根据第一方面的第二种实施方式的装置的第三种实施方式，所述CD滤波器可以包括每个频率分量的一组有限脉冲响应(finite impulse response，FIR)滤波器中的一个。因此，一个FIR滤波器可以用于每个频率分量。

根据根据第一方面的第二种或第三种实施方式的装置的第四种实施方式，可以使用单抽头MIMO滤波器处理所述至少一个CD滤波器中的每个的输出。由此，可以显著降低处理负荷。

根据根据第一方面的第一种至第四种实施方式中的任一种的装置的第五种实施方式，所述MIMO滤波器的输出信号被提供给所述组合器。这允许使用所述组合作为下采样的等效物。

根据根据第一方面的前述实施方式中的任一种或第一方面本身的装置的第六种实施方式，所述FFT可以具有可变的数据尺寸。从而，可以提供灵活的输入处理。

根据根据第一方面的前述实施方式中的任一种或第一方面本身的装置的第七种实施方式，所述IFFT可以具有小于所述FFT的所述数据尺寸的固定的数据尺寸。因此，可以以恒定的数据尺寸将所述组合的输出信号变换到所述时域。

根据根据第一方面的前述实施方式中的任一种或第一方面本身的装置的第八种实施方式，所述正和负频率分量可以由以下正和负频率分量矢量确定：

X_FFTA(l)＝X_FFT(l)

X_FFTB(l)＝X_FFT(N-1-l)，

其中l＝0，...，L，并且其中L如下确定：

L＝(1+r)·M/2，

其中r是奈奎斯特滤波器的最大滚降因子，并且M是所述FFT的所述数据尺寸。这允许丢弃所述信号频谱的一部分而不损失信息。

根据根据第八种实施方式的装置的第九种实施方式，可以通过将所述FFT的所述数据尺寸乘以所述每输出符号输入样本数量来确定M。因此，L可以取决于所述FFT的所述可变的数据尺寸。

根据根据第一方面的前述实施方式中的任一种或第一方面本身的装置的第十种实施方式，所述分路器可以适用于丢弃所述FFT输出信号的所述信号频谱的一部分。因此，需要处理较少的信号频谱。

根据根据第一方面的前述实施方式中的任一种或第一方面本身的装置的第十一种实施方式，所述组合器可以包括用于抽取频率样本的抽取器。这减少了反馈延迟和复杂性。

根据根据第一方面的第十一种实施方式的装置的第十二种实施方式，所述抽取器可包括梳状滤波器。因此，可以通过滤波器操作来实现频率分量的所述抽取。

根据根据第一方面的第十一种或第十二种实施方式的装置的第十三种实施方式，所述抽取器可以适用于以动态选择的抽取相位执行多相抽取，并且其中可以在不同的FFT周期使用不同的频域样本。由于更好地使用频率信息，因而带来性能改善。

根据根据第一方面的第十一种至第十三种实施方式的装置的第十四种实施方式，所述装置还可以包括适用于在所述抽取器进行抽取之前处理所述滤波的输出分量的抗混叠滤波器。因此，通过提供平滑滤波器可以进一步提高性能。

根据根据第一方面的第十四种实施方式的装置的第十五种实施方式，所述抗混叠滤波器可以适用于提供三角形脉冲响应。从而，可以优化平滑。

根据根据第一方面的第十四种或第十五种实施方式的装置的第十六种实施方式，所述抗混叠滤波器可以适用于提供低通脉冲响应并且适用于频域样本。这使得能够简单实施平滑滤波器。

根据根据第一方面的前述实施方式中的任一种的装置的第十七种实施方式，所述装置可以适用于基于所述CD滤波器的抽取的共轭输出数据和抽取的误差样本的乘积结果来更新所述MIMO滤波器的系数。因此，抽取的共轭CD输出和抽取的误差样本的乘积结果可用于MIMO系数更新。

根据根据第一方面的前述实施方式中的任一种或第一方面本身的装置的第十八种实施方式，所述装置可以包括适用于在所述MIMO滤波器进行MIMO更新之前处理所述频率分量的平滑滤波器。这使得能够将所述CD输出和误差的循环卷积变换为线性卷积。

根据根据第二方面的均衡方法的第一种实施方式，所述组合包括抽取频率样本。这减少了反馈延迟和复杂性。

根据根据第二方面的第一种实施方式的均衡方法的第二种实施方式，可以通过使用梳状滤波器来实现所述抽取。因此，可以通过滤波器操作来实现频率分量的所述抽取。

根据根据第二方面的第一种或第二种实施方式的均衡方法的第三种实施方式，所述抽取可以包括以动态选择的抽取相位执行多相抽取，以及在不同的FFT周期使用不同的频域样本。由于更好地使用频率信息，因而带来了性能改善。

根据根据第二方面的第一种至第三种实施方式的均衡方法的第四种实施方式，所述方法还可以包括在所述抽取之前使用抗混叠滤波器处理所述滤波的输出分量。因此，通过提供平滑滤波器可以进一步提高性能。

根据第三方面也解决了上述目的。

根据第三方面，提供了一种光接收器设备，包括根据第一方面的均衡装置。

根据第四方面也解决了上述目的。

根据第四方面，提供了一种计算机程序，包括用于在计算机设备上运行时产生第二方面的所述均衡方法的所述步骤的代码装置。

本发明的实施例可以在硬件或硬件和软件的任何组合中实施。

还应该理解的是，本发明的优选实施例也可以是从属权利要求或上述实施例与相应的独立权利要求的任何组合。

参考下文描述的实施例，本发明的这些和其他方面将是显而易见的并且将被阐明。

附图说明

在本公开的以下详细说明部分中，将参考附图中示出的示例性实施例更详细地解释本发明，其中：

图1示出了根据本发明实施例的线性均衡器的示意性框图；

图2示出了根据实施例的线性均衡器的两个数据信道之一的示意性框图；

图3示出了根据实施例的线性均衡器的两个控制信道之一的示意性框图；

图4示出了根据实施例的均衡处理的流程图；

图5示出了用于说明正和负频率分量的分离的图；

图6示出了用于说明频域中的下采样的图；

图7示出了用于说明时域中的梳状滤波器的函数的图；

图8示出了用于说明频域中的上采样的图；

图9示出了用于说明多相抽取的示例的多个频率图；以及

图10示出了用于比较约束和平滑滤波器方法的时间和频率图。

相同的附图标记用于相同或至少功能上等同的特征。

具体实施例

在以下实施例中，描述了相干光接收器的频域MIMO均衡器。

特别地，实施例使得能够通过减小FFT尺寸和丢弃无有价值的频率分量显著降低复杂性。此外，可以实施反馈环路中的抽取，并且可以将非常简单的三角形滤波器应用于频率样本以抗混叠、插值和约束。此外，可以实现更高的灵活性。可以通过仅改变输入FFT尺寸来改变输入过采样因子。其余的处理流程可以保持不变。

图1示出了根据第一实施例的具有两个独立的信道X和Y的线性均衡器的顶层框图的示意性框图。均衡器包括具有输入数据流X_in和输出数据流X_out的信道X的数据路径10，以及具有输入数据流Y_in和输出数据流Y_out的信道Y的数据路径16。信道X的数据路径10将各个内部CD滤波器的两个输出值X_{CD A}和X_{CD B}提供给信道Y的数据路径16。类似地，信道Y的数据路径16将各个内部CD滤波器的两个输出值Y_{CD A}和Y_{CD B}提供给信道X的数据路径10。将这些输出值输入到设置在每个数据路径10和16中的各个内部MIMO滤波器中。

另外，和受控的数据路径10、16的各个输出数据流X_out和Y_out一起，将各个CD滤波器输出值X_{CD A}、X_{CD B}、Y_{CD A}和Y_{CD B}提供给信道X的系数更新单元12和信道Y的系数更新单元14中的每个，其中信道X的系数更新单元12和信道Y的系数更新单元14适用于分别更新和输出用于信道X的数据路径10的各个内部MIMO滤波器的系数C_{XX A}、C_{XX B}、C_{YX A}、C_{YX B}和用于信道Y的数据路径16的各个内部MIMO滤波器的系数C_{YY A}、C_{YY B}、C_{XY A}、C_{XY B}。因此，基于两个数据路径10、16的CD滤波器输出更新设置在两个数据路径10、16中的每个中的MIMO滤波器的信道系数。

图2示出了图1所示的两个数据路径10和16中的一个(信道X)的示意性框图。信道Y的数据路径16具有相同的结构。

根据图2，将信道X的数据路径10在TD的输入数据流X_in提供给输入缓冲器20，并且将输出流X_buf提供给随后的可变尺寸输入FFT21，可变尺寸输入FFT21输出在FD的快速傅里叶变换数据流X_FFT，将X_FFT提供给数据分路器22。数据分路器将FD数据流X_FFT分路成不同频率范围A和B的两个FD数据流X_{FFT A}和X_{FFT B}，将它们提供给第一相应CD滤波器A 23-1和第二相应Cd滤波器B 23-2。将信道X的数据路径10的CD滤波器A和B 23-1、23-2的CD滤波的独立输出流X_{CD A}和X_{CD B}与信道Y的数据路径16的相应CD滤波的独立输出流Y_{CD A}和Y_{CD B}一起提供给各个MIMO滤波器A和B 24-1、24-2。此外，MIMO滤波器A和B 24-1、24-2分别由提供的滤波器系数C_{XX A}、C_{XX B}、C_{YX A}、C_{YX B}控制。然后，将MIMO滤波器A和B24-2、24-2的各个输出数据流X_{MIMO A}和X_{MIMO B}提供给数据组合器25，在数据组合器25中将它们组合成单个数据流X_MIMO，并且将X_MIMO提供给最终的恒定尺寸输出IFFT26，以便将其变换成图1所示的TD输出数据流Xout。

图3示出了图1中所示的系数更新单元12、14的两个控制信道中的一个(信道X)的示意性框图。此外，第二信道(Y)具有相同的结构。

首先在X误差计算单元41中处理信道X的数据路径10的输出数据流X_out，以获得误差值流X_E，在零填充单元42中对误差值流X_E进行零填充，以获得零填充的误差流X_EZ，然后将零填充的误差流X_{E Z}提供给块累加器单元43。然后将块累积的误差值流X_{E D}提供给具有恒定尺寸的反馈FFT 44，以获得经FFT变换的FD误差值流X_{E FFT}，将经FFT变换的FD误差值流X_{E FFT}转发到误差分路器45，误差分路器45适用于将FD误差值流X_{E FFT}分路成数据路径10、16的两个不同频率范围A和B，以获得提供给各个系数更新单元47的各个FD误差值流X_{E FFT A}和X_{E FFT B}，以控制更新过程。

此外，在将数据路径10和16的信道X和Y的各个CD滤波器的输出值X_{CD A}、X_{CD B}、Y_{CD A}和Y_{CD B}作为抽取的输出值X_{CD A D}、X_{CD B D}、Y_{CD A D}和Y_{CD B D}分别提供给MIMO滤波器系数C_{XX A}、C_{XX B}、C_{YX A}、C_{YX B}中的每个的系数更新单元47之前，将其提供给各个抽取器46。最后，在各个插值器48中对更新的滤波器系数C_{XX A}、C_{XX B}、C_{YX A}和C_{YX B}进行插值。

图4示出了应用于图1的数据路径10和16的数据信道X和Y以及系数更新单元12和14的控制信道的数据处理的示意性流程图。

图2的输入缓冲器20用于重叠和保存FFT函数301以及用于输入数据速率和内部数据速率的同步。根据以下输入推导出缓冲器输出：

X_buf(m)＝X_in(i mod M/2)，

X_buf(m+M/2)＝X_in(i mod M/2+M/2)，

其中M是输入FFT尺寸；i＝0，1，...

输入FFT函数301具有可变的尺寸M＝SpS·N，其中SpS是每输出符号输入样本数量；N是输出IFFT函数306的恒定尺寸。数据分路器在FFT之后分离正和负频率分量。正和负频率分量矢量：

X_{FFT A}(l)＝X_FFT(l)，

X_{FFT B}(l+1)＝X_FFT(N-1-l)，l＝0，...，L

L值是常数，并且不取决于每符号输入样本数量SpS。其计算如下：

其中r是奈奎斯特滤波器的最大滚降系数。

图5示出了用于解释正和负频率分量的分离的频率图，其允许丢弃FFT输出上的信号频谱的一部分(在L和N-L之间)而不损失任何信息。

独立地处理FFT输出的A和B部分。首先，将一组N个多抽头CD FIR滤波器302中的一个应用于每个频率分量。每个滤波器输出都是与滤波器系数的卷积。对于A部分：

X_{CD A}(l)＝X_{FFT A}(l)*C_{CD A}(l)，

X_{CD B}(l)＝X_{FFT B}(l)*C_{CD B}(l)，

其中对于A，l＝0，...，L-1，对于B，l＝1，...，L-1；C_{CD A}(l)和C_{CD B}(l)是FFT仓号为l的CD滤波器系数。

尽管每个滤波器的总长度是K个抽头，但大多数抽头系数都是零。实际上，每个滤波器只有一个或两个抽头系数不为零。因此，该组CD滤波器的复杂性低。

使用尺寸为N的FFT和长度为一组K个抽头的CD滤波器都相当于使用一个尺寸为P＝N·K的FFT。例如，N＝160，K＝16，P＝2560。因此，虽然FFT尺寸N小，但是最大覆盖的CD值对应于非常大的有效FFT尺寸P。

使用单抽头MIMO滤波器函数303如下处理每个CD滤波器输出：

X_{MIMO A}(l)＝C_{XX A}(l)·X_{CD A}(l)+C_{YX A}(l)·Y_{CD A}(l)，

X_{MIMO B}(l)＝C_{XX B}(l)·X_{CD B}(l)+C_{YX B}(l)·Y_{CD B}(l)，

其中C_{XX A}(l)，C_{YX A}(l)，C_{XX B}(l)，C_{YX B}(1)是索引为l＝0，...，L的MIMO滤波器系数。

图6示出了用于解释频域中的下采样的频率图。

在输出IFFT函数306的输入处对A和B MIMO部分的输出进行组合(求和函数304)：

该组合相当于从每符号样本输入数量(SpS)到每符号一个样本的下采样函数305。

利用具有恒定尺寸M的输出IFFT函数306将下采样的信号变换到TD。如果实现了重叠-保存方法，则仅使用M/2个中间输出样本，并且通过判定函数307丢弃其余输出。

图7示出了用于解释与FD(左手部分)相比在TD(右手部分)中通过梳状滤波器的抽取的图。

函数308中的误差计算可以使用CMA、LMS或其他类似方法完成。在零填充函数309中，为误差信号矢量X_E(矢量长度为M/2)填充M/2个零(每侧M/4个零)。如图7所示(右手部分)，样本数量增加，并且因此TD中的时间段也增加。

为了减少反馈延迟和复杂性，由抽取函数310(例如梳状滤波器)来完成频率样本的抽取。时域中的相应操作是：

抽取是基于调整的频率样本相关联的事实。

当动态选择抽取相位时，抽取的另一种选择是多相抽取。

图8示出了用于解释频域中的上采样的图。如图8所示，上采样具有重叠。

在这种情况下，在每个FFT周期c处，使用不同的频域样本。在时域中，为多相方法执行的操作为：

其中c＝0，...，M/D-1是FFT周期的编号。

多相抽取允许改善性能，因为更好地使用频率信息，但稍微增加了复杂性。

尺寸为M/D的误差FFT函数311将经过零填充并抽取的误差信号X_{E_D}变换到FD。反馈FFT尺寸减少了D倍。

误差分路器在上采样函数312中在FD执行上采样，如下：

X_{E FFT A}(l)＝X_{E FFT}(l)，

X_{E FFT B}(l+1)＝X_{E FFT}(M/D-1-l)

其中l＝0，...，L/D。

A和B部分在乘法函数313中乘以由共轭函数319获得的相应的共轭CD补偿输出。用于计算MIMO系数的CD补偿输出也在抽取函数318中如下抽取：

X_{CD A D}(k)＝X_{CD A}(k*D)，

X_{CD B D}(k)＝X_{CD B}(k*D)，

其中k＝0，...，M/D-1。

在抽取之前，可以使用可选的抗混叠滤波器317。该滤波器应用于频域样本并具有低通响应。抗混叠滤波器317改善了性能。例如，如果D＝4，则抗混叠滤波器317可以具有如下三角脉冲响应：

C_aa＝[1，2，1]。

对于动态选择抽取相位时的多相抽取，在周期c处，抽取后的频率样本如下获得：

X_{CD A D}(k)＝X_{CD A}(k*D+c)，

X_{CD B D}(k)＝X_{CD B}(k*D+c)，

其中c＝0，...，M/D-1是FFT周期的编号。

图9示出了用于解释多相抽取的示例的多个频率图。

D＝4的多相抽取，即c＝0，1，2和3。

乘法函数313中的抽取的共轭CD输出和抽取的误差样本的乘积结果用于MIMO系数更新。首先，通过应用于频率样本的平滑滤波器314对其进行平滑。需要使用平滑滤波器314来将CD输出和误差的循环卷积变换为线性卷积。它相当于传统的约束系数更新方法，但要求低得多的复杂度。

例如，平滑滤波器314可以具有如下非常简单的三角形系数：

C_smoth＝[0，1，2，3，4，5，6，7，6，5，4，3，2，1，0]。

图10示出了比较约束方法和平滑滤波器方法的TD和FD图。在约束方法中，陡峭的TD信号需要更宽的FD范围，而在平滑滤波器方法中，缓和的TD信号需要更小的FD带宽。

如LMS算法所需的那样，平滑滤波器的M/D输出结果乘以LMS步长，并独立地在系数积分函数315中进行积分。在插值函数316中用D因子对系数更新的结果进行插值回退。插值可以通过非常简单的线性插值器完成，该插值器引入非常小的环路延迟。例如，如果D＝4，则可以通过在每个相邻系数之间插入三个零，并使用具有以下系数的线性插值滤波器对结果进行滤波来完成插值：

C_int＝[0，1，2，3，4，3，2，1，0]。

总而言之，本发明涉及处理数字信号的均衡装置和方法，其中通过应用快速傅立叶变换(FFT)处理将输入信号变换到频域，以获得变换的输入信号。分离变换的输入信号的正和负频率分量，并且通过各个数字滤波独立地处理分离的正和负频率分量中的各个频率分量，以获得滤波的频率分量。使用下采样操作在频域中组合滤波的频率分量，以将滤波的频率分量从每符号样本输入数量下采样到不同的每符号样本输出数量，并且通过应用IFFT处理将组合的输出分量变换到时域。

多抽头CD FIR滤波器可以应用于输入FFT的输出端处的每个频率仓。大多数滤波器抽头是零。只有1-2个抽头不是零。可以用等于多抽头CD FIR滤波器的长度的因子减小输入FFT、输出IFFT和反馈误差FFT的尺寸。输入FFT具有可变的尺寸。输入FFT的尺寸可以取决于输入信号的过采样因子。输出IFFT可以具有恒定的尺寸。输入FFT尺寸和输出IFFT尺寸之间的比率可以等于输入信号的过采样因子。输入FFT的输出可以分路成对应于正和负频率的两部分(矢量)。然后对两个部件独立地进行以下处理。这些部分在输出IFFT之前组合以提供下采样。丢弃无价值的高频信号分量。抽取用于MIMO系数计算的CD输出的频率样本。可以在抽取之前将抗混叠滤波器应用于频率样本。可以在TD，在误差反馈路径中完成块累积操作。可以可选地使用多相抽取。平滑滤波器可以应用于在CD输出和误差输出的乘法之后推导出的频率样本。平滑滤波器将循环卷积变换为线性卷积。计算的MIMO系数可以在频域中通过简单滤波器插值。

虽然已经在附图和前面的描述中详细图示和描述了本发明，但是这样的图示和描述被认为是说明性或示例性的而非限制性的。本发明不限于所公开的实施例。通过阅读本公开，其他修改对于本领域技术人员而言将是显而易见的。这样的修改可以涉及本领域中已知的并且可以代替或添加到本文已经描述的特征的其他特征。相反，本发明可以应用于具有均衡功能的任何接收器设备。所提出的系统的均衡器可以在分立的硬件中实现，或者基于控制接收侧的信号处理器的软件例程来实现。

已经结合本文的各种实施例描述了本发明。然而，通过研究附图、公开内容和所附权利要求，本领域技术人员在实践所要求保护的发明时可以理解和实现所公开实施例的其他变型。在权利要求中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”不排除多个。单个处理器或其他单元可以实现权利要求中记载的若干项的功能。在相互不同的从属权利要求中记载某些措施的事实本身并不表示这些措施的组合不能用于获益。

尽管已经参考本发明的具体特征和实施例描述了本发明，但显然可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下对其进行各种修改和组合。因此，说明书和附图应简单地视为由所附权利要求限定的本发明的说明，并且预期涵盖落入本发明的范围内的任何和所有修改、变化、组合或等同物。

Claims

1.一种处理数字信号的均衡装置，所述装置包括：

快速傅立叶变换器FFT(21)，用于通过应用FFT处理将输入信号变换到所述频域，以获得变换的输入信号；

分路器(22)，用于分离所述变换的输入信号的正和负频率分量；

第一和第二并行分支(10，16)，用于在各个数字滤波器(23-1，23-2，24-1，24-2)中独立地处理所述分离的正和负频率分量中的各个频率分量，以获得滤波的频率分量；

组合器(25)，用于使用下采样操作在所述频域中组合所述滤波的频率分量，以将所述滤波的频率分量从每符号样本输入数量下采样到不同的每符号样本输出数量；以及

快速傅立叶逆变换器IFFT(26)，用于通过应用IFFT处理将所组合的输出分量变换到所述时域。

2.根据权利要求1所述的装置，其中每个所述数字滤波器包括色散CD滤波器(23-1，23-2)和多输入多输出MIMO滤波器(24-1，24-2)中的至少一个。

3.根据权利要求2所述的装置，其中所述CD滤波器(23-1，23-2)和所述MIMO滤波器(24-1，24-2)串联布置。

4.根据权利要求3所述的装置，其中所述CD滤波器(23-1，23-2)包括用于每个频率分量的一组有限脉冲响应FIR滤波器中的一个。

5.根据权利要求3或4所述的装置，其中使用单抽头MIMO滤波器(24-1，24-2)处理所述至少一个CD滤波器(23-1，23-2)中的每个的输出。

6.根据权利要求2至5中任一项所述的装置，其中所述MIMO滤波器(24-1，24-2)的输出信号被提供给所述组合器(25)。

7.根据前述权利要求中任一项所述的装置，其中所述正和负频率分量可以由以下正和负频率分量矢量确定：

X_FFTA(l)＝X_FFT(l)

X_FFTB(l)＝X_FFT(N-1-l)，

其中l＝0，...，L，并且其中L如下确定：

L＝(1+r)·M/2，

其中r是奈奎斯特滤波器的最大滚降因子，并且M是所述FFT(21)的所述数据尺寸。

8.根据权利要求7所述的装置，其中通过将所述FFT(21)的所述数据尺寸乘以所述每输出符号输入样本数量来确定M。

9.根据前述权利要求中任一项所述的装置，其中所述组合器(25)包括用于抽取频率样本的抽取器(46)。

10.根据权利要求9所述的装置，还包括适用于在所述抽取器(318)进行抽取之前处理所述滤波的输出分量的抗混叠滤波器(317)。

11.根据权利要求2至10中任一项所述的装置，其中所述装置适用于基于所述CD滤波器(23-1，23-2)的抽取的共轭输出数据和抽取的误差样本的乘积结果来更新所述MIMO滤波器(24-1，24-2)的系数。

12.一种处理数字信号的均衡方法，所述方法包括：

通过应用FFT处理将输入信号变换到所述频域，以获得变换的输入信号；

分离所述变换的输入信号的正和负频率分量；

通过各个数字滤波独立地处理所述分离的正和负频率分量中的各个频率分量，以获得滤波的频率分量；

使用下采样操作在所述频域中组合所述滤波的频率分量，以将所述滤波的频率分量从每符号样本输入数量下采样到不同的每符号样本输出数量；以及

通过应用IFFT处理将所组合的输出分量变换到所述时域。

13.根据权利要求12所述的方法，其中所述组合包括抽取频率样本。

14.根据权利要求13所述的方法，其中所述抽取包括以动态选择的抽取相位执行多相抽取，以及在不同的FFT周期使用不同的频域样本。

15.一种计算机程序，包括用于在计算机设备上运行时产生方法权利要求12至14中任一项的所述步骤的代码装置。