ES2845676T3

ES2845676T3 - Aparato y procedimiento para procesar una señal digital en un ecualizador lineal en el dominio de frecuencia

Info

Publication number: ES2845676T3
Application number: ES16731895T
Authority: ES
Inventors: Michael Zarubinsky; Doron Cohen; Qingsong Xue; Dori Gidron; Ling Liu; Changsong Xie; Liangchuan Li; Ming Chen
Original assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Current assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Priority date: 2016-06-23
Filing date: 2016-06-23
Publication date: 2021-07-27
Anticipated expiration: 2036-06-23
Also published as: WO2017220153A1; EP3465949B1; US20190123834A1; CN108886407B; CN108886407A; EP3465949A1; US11082135B2

Abstract

Un aparato de ecualización para procesar una señal digital, comprendiendo dicho aparato: un transformador rápido de Fourier, FFT, (21) para transformar una señal de entrada al dominio de frecuencia aplicando un proceso FFT para obtener una señal de entrada transformada; un divisor (22) para separar componentes de frecuencia positivos y negativos de dicha señal de entrada transformada; y una primera y una segunda ramas paralelas para procesar por separado componentes respectivos de los componentes de frecuencia positivos y negativos separados, en respectivos filtros digitales (23-1, 23-2, 24-1, 24-2) para obtener componentes de frecuencia filtrados; caracterizado por que comprende además: un combinador (25) para combinar los componentes de frecuencia filtrados en el dominio de frecuencia utilizando una operación de submuestreo para submuestrear dichos componentes de frecuencia filtrados desde un número de muestras por símbolo de entrada a un número de muestras por símbolo de salida diferente, y un transformador rápido inverso de Fourier, IFFT, (26) para convertir los componentes de salida combinados al dominio de tiempo aplicando un proceso IFFT.

Description

DESCRIPCIÓN

Aparato y procedimiento para procesar una señal digital en un ecualizador lineal en el dominio de frecuencia

Campo técnico

La presente invención se refiere a un aparato y un procedimiento para procesar una señal digital en un ecualizador lineal en el dominio de frecuencia para receptores ópticos coherentes.

Estado de la técnica anterior

Un objetivo importante en los sistemas de fibra óptica de larga distancia es transmitir el alto caudal de datos sobre una larga distancia sin regeneración de la señal. Dadas las restricciones impuestas sobre el ancho de banda por los amplificadores ópticos y, en último término, por la propia fibra, es importante maximizar la eficiencia espectral. Pero dadas las restricciones sobre la potencia de la señal impuestas por la no linealidad de las fibras, es importante asimismo maximizar la eficiencia de la potencia (o la relación señal/ruido (SNR, signal-to-noise ratio, en inglés)), es decir, minimizar el promedio de la energía transmitida por bit (o la SNR requerida por bit). La mayor parte de los sistemas actuales utilizan formatos de modulación binaria, tales como modulación todo o nada ("on-off keying", en inglés) o modulación por desplazamiento de fase diferencial, que codifican un bit por símbolo. La detección no coherente y la detección coherente diferencialmente ofrecen una buena eficiencia de la potencia a baja eficiencia espectral, debido a que limitan los grados de libertad disponibles para la codificación de información.

La técnica de detección más prometedora para conseguir una alta eficiencia espectral maximizando al mismo tiempo la eficiencia de la potencia (o SNR), es la detección coherente con multiplexación de polarización, dado que se realizan decisiones de símbolos utilizando las señales en fase (I) y en cuadratura (Q) en las dos polarizaciones del campo, permitiendo que se codifique información en todos los grados de libertad disponibles. Cuando las salidas de un convertidor descendente optoelectrónico se muestrean a la frecuencia de Nyquist, la forma de onda digitalizada retiene toda la información del campo eléctrico, lo que permite la compensación de deficiencias de transmisión mediante procesamiento de señal digital (DSP, digital signal processing, en inglés). Un receptor basado en DSP puede ser ventajoso dado que se pueden utilizar algoritmos adaptativos para compensar desajustes de transmisión variables con el tiempo. Se puede implementar asimismo codificación de corrección de errores hacia delante avanzada. Además, las señales digitalizadas se pueden retardar, dividir y amplificar sin degradación en la calidad de la señal. Los receptores basados en DSP son ubicuos en los sistemas de línea de abonado digital (DSL, digital subscriber line, en inglés) e inalámbricos a bajas velocidades de datos. Las continuas mejoras en el hardware permitirán el despliegue de sistemas ópticos coherentes basados en DSP en los próximos años.

Un bloque clave de los receptores ópticos coherentes modernos es un ecualizador lineal. El ecualizador se implementa habitualmente como un filtro digital complejo adaptativo, adaptado para llevar a cabo por lo menos una compensación de dispersión cromática (CD, chromatic dispersion, en inglés), desmultiplexación de polarización (compensación de estado de polarización (SOP, state of polarization, en inglés), compensación de retardo de grupo diferencial (DGD, differential group delay, en inglés), compensación de dispersión de modo de polarización (PMD, polarization mode dispersion, en inglés) y compensación de pérdidas dependientes de la polarización (PDL, polarization dependent loss, en inglés).

Habitualmente, el ecualizador se implementa en dos etapas. La primera etapa es un ecualizador fijo para compensación de CD en el dominio de frecuencia (FD, frequency domain, en inglés). La compensación de CD se realiza siempre en FD dado que requiere una respuesta al impulso muy larga del ecualizador fijo (miles de tomas de filtro para sistemas de larga distancia). La segunda etapa es un ecualizador MIMO adaptativo para desmultiplexación de polarización y compensación SOP/PMD/PDL en el dominio de tiempo (TD, time domain, en inglés). Un bucle de retroalimentación de adaptación debería tener un retardo lo suficientemente pequeño para proporcionar un seguimiento rápido de la rotación SOP. La implementación en el TD reduce el retardo del bucle.

Otro enfoque se basa en un ecualizador en el dominio de frecuencia de múltiples etapas, tal como se da a conocer, por ejemplo, en la patente US 7,701,842 B2. En este caso, tanto la ecualización de CD fija como la ecualización MIMO adaptativa se realizan en FD para reducir la complejidad.

Se calculan coeficientes de filtro adaptativos utilizando un algoritmo de módulo constante (CMA, constant modulus algorithm, en inglés) de bloque de algoritmos de mínimos cuadrados promedio (LMS, least mean square, en inglés). Para algoritmos de bloque del dominio de tiempo, los coeficientes de filtro se obtienen como el promedio de la convolución de señales de entrada conjugadas y de error. En FD, esta operación es equivalente a la multiplicación de transformadas de Fourier de las correspondientes señales. Debido a la propiedad cíclica de la convolución de FD, existen dos tipos de proceso de retroalimentación, en particular, procesamiento restringido y procesamiento no restringido. Para procesamiento restringido, el problema de convolución cíclica se resuelve limitando la longitud del vector de coeficientes en TD (por ejemplo, función de restricción de gradiente). Este tipo de proceso proporciona un buen rendimiento pero requiere transformada de Fourier rápida inversa (IFFT, inverse fast Fourier transformation, en inglés) y transformada de Fourier rápida (FFT, fast Fourier transformation, en inglés) adicionales en el bucle de retroalimentación. Esto conduce a un aumento en la complejidad y en el retardo del bucle. Para procesamiento no restringido, la función de restricción de gradiente no se utiliza para simplificar la implementación y reducir el retardo del bucle. La convolución permanece cíclica. Esto puede provocar una gran penalización en el rendimiento.

La técnica anterior de la patente US 7,701,842 B2 se basa en el procesamiento no restringido. Esto permite reducir la complejidad pero introduce una mayor penalización del rendimiento.

Las ventajas de la técnica anterior son la capacidad de seguir una rotación SOP rápida debido a un gran retardo en el bucle de retroalimentación, complejidad y consumo de energía elevados debido a grandes FFT e IFFT, e insuficiente flexibilidad para soportar diferentes relaciones de sobremuestreo de los datos de entrada. El retardo del bucle depende del tamaño de la IFFT de salida y del error de retroalimentación de la FFT. En la técnica anterior, estos tamaños son iguales al tamaño de la FFT de entrada. Por otra parte, el tamaño de la FFT de entrada debería ser mayor que el doble del valor de la CD en el tiempo. Para enlaces ópticos de larga distancia, el valor de la CD en el tiempo llega a cientos de periodos de muestra. Esto requiere una entrada y FFT de retroalimentación e IFFT de salida muy grandes. Sin embargo, las FFT mayores aumentan el retardo del bucle debido a mayores tamaños de bloque y profundidades de tubería. La técnica anterior no proporciona la flexibilidad necesaria para casos en los que la relación del sobremuestreo de entrada no es constante. Por ejemplo, algún DSP óptico debería poder funcionar con relaciones de sobremuestreo bajas (por ejemplo, 1,25) o relaciones de sobremuestreo mayores (por ejemplo, 2). Las relaciones de sobremuestreo mayores se utilizan para casos de alto rendimiento, mientras las relaciones de sobremuestreo menores están dirigidas a reducir el consumo de potencia.

Se da a conocer otra tecnología seleccionada, por ejemplo, en la patente US2015/280853A1, RUBEN ANDRES SORIANO ET AL: "Chromatic Dispersion Estimation in Digital Coherent Receivers", JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, IEEE SERVICE CENTER, Nueva York, NY, EE.UU., volumen 29, número 11, 1 de junio de 2011 (01/06/2011), páginas 1627-1637, y en US2009/201796A1.

Compendio

Un objetivo de la presente invención es dar a conocer un enfoque mejorado de procesamiento de señal digital para un ecualizador, mediante el que se pueda proporcionar la flexibilidad necesaria para los casos en los que la relación de sobremuestreo de entrada no es constante.

El anterior y otros objetivos se consigue mediante las características de las reivindicaciones independientes. Son evidentes otras formas de implementación a partir de las reivindicaciones dependientes, de la descripción y de las figuras.

De acuerdo con un primer aspecto, se da a conocer un aparato de ecualización para procesar una señal digital, comprendiendo dicho aparato: un transformador rápido de Fourier, FFT, para transformar una señal de entrada al dominio de frecuencia aplicando un proceso de FFT para obtener una señal de entrada transformada; un divisor para separar componentes de frecuencia positivos y negativos de dicha señal de entrada transformada; una primera y una segunda ramas paralelas para procesar por separado respectivos componentes de los componentes de frecuencia positivos y negativos separados, en respectivos filtros digitales para obtener componentes de frecuencia filtrados; un combinador para combinar los componentes de frecuencia filtrados en el dominio de frecuencia utilizando una operación de submuestreo para submuestrear dichos componentes de frecuencia filtrados desde un número de muestras por símbolo de entrada hasta un diferente número de muestras por símbolo de salida; y un transformador rápido inverso de Fourier, IFFT, para convertir los componentes de salida combinados al dominio de tiempo aplicando un proceso de IFFT.

El objetivo anterior se resuelve asimismo de acuerdo con un segundo aspecto.

De acuerdo con el segundo aspecto, se da a conocer un procedimiento de ecualización de procesamiento de una señal digital, comprendiendo el procedimiento: transformar una señal de entrada al dominio de frecuencia aplicando un proceso de FFT para obtener una señal de entrada transformada; separar componentes de frecuencia positivos y negativos de dicha señal de entrada transformada; procesar por separado respectivos componentes de los componentes de frecuencia positivos y negativos separados, mediante un filtrado digital respectivo para obtener componentes de frecuencia filtrados; combinar los componentes de frecuencia filtrados en el dominio de frecuencia utilizando una operación de submuestreo para submuestrear dichos componentes de frecuencia filtrados desde un número de muestras por símbolo de entrada hasta un diferente número de muestras por símbolo de salida; y convertir los componentes de salida combinados al dominio de tiempo aplicando un procesamiento de IFFT.

Por consiguiente, se puede conseguir una reducción significativa de complejidad habilitando una reducción del tamaño de FFT y un descarte de componentes de frecuencia no valiosos, permitiendo el diezmado en el bucle de retroalimentación, y utilizando filtros muy simples en forma de triángulo para muestras de frecuencia tanto para antisolapamiento, como para interpolación y restricción. La separación de componentes de frecuencia positivos y negativos permite descartar una parte del espectro de señal en la salida de la FFT sin perder ninguna información. Además, se puede conseguir una reducción de área y de potencia sin ninguna degradación perceptible del rendimiento. Como otra ventaja, se puede proporcionar mayor flexibilidad, dado que se puede modificar el factor de sobremuestreo de entrada variando solamente el tamaño de la FFT de entrada. El resto del flujo de procesamiento se puede mantener sin cambios.

Se debe observar que los transformadores, el divisor y los grupos según el primer aspecto se pueden implementar en base a circuitos de hardware discretos con componentes de hardware discretos, chips integrados o disposiciones de módulos de chips, o en base a un chip o dispositivo de procesamiento de señal controlado por un programa o una rutina de software almacenado en una memoria, escrito en un medio legible por ordenador o descargado de una red, tal como internet. Las etapas del procedimiento según el segundo aspecto se pueden implementar mediante un programa o rutina de software almacenado en una memoria, escrito en un medio legible por ordenador o descargado de una red, tal como internet

De acuerdo con una primera implementación del aparato según el primer aspecto, cada uno de los filtros digitales puede comprender por lo menos uno de un filtro de CD y un filtro MIMO. Esto permite que el filtrado de CD y MIMO se realicen en canales independientes con menos carga de procesamiento.

De acuerdo con una segunda implementación del aparato según la primera implementación del primer aspecto, el filtro de CD y el filtro MIMO se pueden disponer en serie. Esto permite el procesamiento sucesivo para CD y MIMO con diferentes componentes de señal.

De acuerdo con una tercera implementación del aparato acorde con la segunda implementación del primer aspecto, el filtro de CD puede comprender uno de un conjunto de filtros de respuesta finita al impulso (FIR, finite impulse response, en inglés) para cada componente de frecuencia. De ese modo, se puede utilizar un filtro FIR para cada una de las componentes de frecuencia.

De acuerdo con una cuarta implementación del aparato acorde con la segunda o la tercera implementaciones del primer aspecto, una salida de cada uno del por lo menos un filtro de CD puede ser procesada con un filtro MIMO de una toma. De este modo, se puede reducir significativamente la carga de procesamiento.

De acuerdo con una quinta implementación del aparato según cualquiera de la primera a cuarta implementaciones del primer aspecto, las señales de salida del filtro MIMO son suministradas al combinador. Esto permite utilizar la combinación como un equivalente del submuestreo.

De acuerdo con una sexta implementación del aparato acorde con cualquier implementación anterior del primer aspecto o con el primer aspecto tal cual, la FFT puede tener un tamaño de datos variable. De este modo, se puede proporcionar un procesamiento de entrada flexible.

De acuerdo con una séptima implementación del aparato acorde con cualquier implementación anterior del primer aspecto o con el primer aspecto tal cual, la IFFT puede tener un tamaño de datos fijo menor que el tamaño datos de la FFT. De este modo, la señal de salida combinada se puede convertir al dominio de tiempo con un tamaño de datos constante.

De acuerdo con una octava implementación del aparato según cualquier implementación anterior del primer aspecto o con el propio primer aspecto, los componentes de frecuencia positivos y negativos se pueden determinar mediante los siguientes vectores de componentes de frecuencia positivos y negativos:

Xffta(I) " Xfft(I)

Xfftb(I) = XFFT(I\I-1-I),

donde | = 0,...,L, y donde L se determina como sigue:

donde r es el factor de redondeo máximo de un filtro de Nyquist y M es el tamaño de datos de dicha FFT. Esto permite descartar una parte del espectro de la señal sin perder información.

De acuerdo con una novena implementación del aparato según la octava implementación, M se puede determinar multiplicando el tamaño de datos de la FFT por el número de muestras de entrada por símbolo de salida. De este modo, L se puede hacer dependiente del tamaño de datos variable de la FFT.

De acuerdo con una décima implementación del aparato según cualquier implementación anterior del primer aspecto o según el propio primer aspecto, el divisor se puede adaptar para descartar una parte del espectro de señal de la señal de salida de la FFT. De este modo, es necesario procesar menos espectro de señal.

De acuerdo con una undécima implementación del aparato según cualquier implementación anterior del primer aspecto o según el propio primer aspecto, el combinador puede comprender un elemento de diezmado para diezmar muestras de frecuencia. Esto permite la reducción del retardo de retroalimentación y de la complejidad.

De acuerdo con una duodécima implementación del aparato según la undécima implementación del primer aspecto, el elemento de diezmado puede comprender un filtro peine. De este modo, el diezmado de los componentes de frecuencia se puede conseguir mediante una operación de filtrado.

De acuerdo con una decimotercera implementación del aparato acorde con la undécima o la duodécima implementación del primer aspecto, el elemento de diezmado se puede adaptar para llevar a cabo un diezmado polifásico con una fase de diezmado seleccionada dinámicamente, y donde se pueden usar diferentes muestras del dominio de frecuencia en ciclos de FFT diferentes. Esto conduce a un rendimiento mejorado debido a una mejor utilización de la información de frecuencia.

De acuerdo con una decimocuarta implementación del aparato acorde con las implementaciones undécima a decimotercera del primer aspecto, el aparato puede comprender además un filtro antisolapamiento adaptado para procesar los componentes de salida filtrados antes del diezmado mediante el elemento de diezmado. De este modo, se puede mejorar más el rendimiento al disponer un filtro de suavizado (smoothing filter, en inglés).

De acuerdo con una decimoquinta implementación del aparato según la decimocuarta implementación del primer aspecto, el filtro antisolapamiento se puede adaptar para proporcionar una respuesta al impulso de forma triangular. De ese modo, se puede optimizar el suavizado.

De acuerdo con una decimosexta implementación del aparato según las implementaciones decimocuarta o decimoquinta del primer aspecto, el filtro antisolapamiento se puede adaptar para proporcionar una respuesta al impulso de paso bajo y para ser aplicable a muestras del dominio de frecuencia. Esto permite una implementación simple de un filtro de suavizado.

De acuerdo con una decimoséptima implementación del aparato acorde con cualquier implementación anterior del primer aspecto, el aparato se puede adaptar para actualizar coeficientes de filtro MIMO en base al resultado de la multiplicación de datos de salida conjugados diezmados del filtro de CD por muestras de error diezmadas. De este modo, el resultado de la multiplicación de las salidas de CD conjugadas diezmadas y las muestras de error diezmadas se puede utilizar para actualizar coeficientes MIMO.

De acuerdo con una decimoctava implementación del aparato según cualquier implementación anterior del primer aspecto o según el propio primer aspecto, el aparato puede comprender un filtro de suavizado adaptado para procesar dichos componentes de frecuencia antes de la actualización MIMO mediante dicho filtro MIMO. Esto permite la conversión de convolución circular de la salida de CD y del error, a convolución lineal.

De acuerdo con una primera implementación del procedimiento de ecualización según el segundo aspecto, la combinación comprende diezmar muestras de frecuencia. Esto permite la reducción del retardo de retroalimentación y de la complejidad.

De acuerdo con una segunda implementación del procedimiento de ecualización según la primera implementación del segundo aspecto, el diezmado se puede conseguir utilizando un filtro peine. De este modo, el diezmado de componentes de frecuencia se puede conseguir mediante una operación de filtrado.

De acuerdo con una tercera implementación del procedimiento de ecualización según la primera o la segunda implementaciones del segundo aspecto, el diezmado puede comprender llevar a cabo un diezmado polifásico con una fase de diezmado seleccionada dinámicamente, y utilizando diferentes muestras del dominio de frecuencia en ciclos de FFT diferentes. Esto conduce a un rendimiento mejorado debido a una mejor utilización de la información de frecuencia.

De acuerdo con una cuarta implementación del procedimiento de ecualización acorde con la primera a tercera implementaciones del segundo aspecto, el procedimiento puede comprender además utilizar un filtro antisolapamiento para procesar dichos componentes de salida filtrados antes de dicho diezmado. De este modo, se puede mejorar más el rendimiento al disponer un filtro de suavizado.

El objetivo anterior se resuelve asimismo de acuerdo con un tercer aspecto.

De acuerdo con el tercer aspecto, se da a conocer un dispositivo receptor óptico que comprende un aparato de ecualización según el primer aspecto.

El objetivo anterior se resuelve asimismo de acuerdo con un cuarto aspecto.

De acuerdo con el cuarto aspecto, se da a conocer un programa informático que comprende medios de código para producir las etapas del procedimiento de ecualización del segundo aspecto cuando es ejecutado en un dispositivo informático.

Las realizaciones de la invención se pueden implementar en hardware o en cualquier combinación de hardware y software.

Se deberá entender además que una realización preferida de la invención puede ser asimismo cualquier combinación de las reivindicaciones dependientes o de las realizaciones anteriores, con la respectiva reivindicación independiente.

Estos y otros objetivos de la invención resultarán evidentes y se aclararán haciendo referencia a las realizaciones descritas a continuación

Breve descripción de los dibujos

En la siguiente parte detallada de la presente descripción, la invención se explicará en mayor detalle haciendo referencia a la realización a modo de ejemplo mostrada en los dibujos, en los cuales:

la figura 1 muestra un diagrama de bloques esquemático de un ecualizador lineal de acuerdo con una realización de la presente invención;

la figura 2 muestra un diagrama de bloques esquemático de uno de los dos canales de datos del ecualizador lineal según la realización;

la figura 3 muestra un diagrama de bloques esquemático de uno de los dos canales de control del ecualizador lineal según la realización;

la figura 4 muestra un diagrama de flujo del proceso de ecualización según la realización;

la figura 5 muestra un diagrama para explicar la separación de componentes de frecuencia positivos y negativos;

la figura 6 muestra un diagrama para explicar el submuestreo en el dominio de frecuencia;

la figura 7 muestra un diagrama para explicar la función de un filtro peine en el dominio de tiempo;

la figura 8 muestra un diagrama para explicar el sobremuestreo en el dominio de frecuencia;

la figura 9 muestra una serie de diagramas de frecuencia para explicar un ejemplo de diezmado polifásico; y

la figura 10 muestra diagramas de tiempo y frecuencia para comparación de procedimientos de filtrado restringido y de suavizado.

Se utilizan signos de referencia idénticos para características idénticas o por lo menos equivalentes funcionalmente.

Descripción detallada

En las siguientes realizaciones, se describen ecualizadores MIMO en el dominio de frecuencia para receptores ópticos coherentes.

En particular, las realizaciones permiten una reducción significativa de la complejidad al reducir el tamaño de FFT y descartar componentes de frecuencia no valiosos. Además, se puede implementar diezmado en el bucle de retroalimentación y se puede aplicar un filtro muy simple en forma de triángulo a las muestras de frecuencia tanto para antisolapamiento como para interpolación y restricción. Adicionalmente, se puede conseguir mayor flexibilidad. El factor de sobremuestreo de entrada se puede modificar variando solamente el tamaño de la FFT de entrada. El resto del flujo de proceso se puede mantener sin cambios.

La figura 1 muestra un diagrama de bloques esquemático de un diagrama de bloques de nivel superior de un ecualizador lineal con dos canales independientes X Y, de acuerdo con una primera realización. El ecualizador comprende una trayectoria de datos 10 del canal X y un flujo de datos de entrada Xin con un flujo de datos de salida Xout, y una trayectoria de datos 16 del canal Y con un flujo de datos de entrada Y in y un flujo de datos de salida Yout. La trayectoria de datos 10 del canal X suministra dos valores de salida Xcd a y Xcd b de respectivos filtros de CD internos a la trayectoria de datos 16 del canal Y. De manera similar, la trayectoria de datos 16 del canal Y suministra dos valores de salida Ycd a y Ycd b de respectivos filtros de CD internos de la trayectoria de datos 10 del canal X. Estos valores de salida son introducidos en respectivos filtros MIMO internos dispuestos en cada una de las trayectorias de datos 10 y 16.

Adicionalmente, los respectivos valores de salida del filtro de CD Xcd a, Xcd b, Ycd a y Ycd b son suministrados a cada una de una unidad de actualización de coeficientes del canal X 12 y una unidad de actualización de coeficientes del canal Y 14 junto con el respectivo flujo de datos de salida Xout y Yout de la trayectoria de datos controlada 10, 16, donde la unidad de actualización de coeficientes del canal X 12 y la unidad de actualización de coeficientes del canal Y 14 están adaptadas para actualizar y entregar coeficientes de salida Cxx a, Cxx b, Cyx a, Cyx b para los respectivos filtros MIMO internos de la trayectoria de datos 10 del canal X y coeficientes Cyy a, Cyy b, Cxy a, Cxy b para los respectivos filtros MIMO internos de la trayectoria de datos 16 del canal Y, respectivamente. De este modo, los coeficientes de canal de los filtros MIMO proporcionados en cada una de las dos trayectorias de datos 10, 16 se actualizan en base a sus salidas de filtro de CD.

La figura 2 muestra un diagrama de bloques esquemático para una (canal X) de dos trayectorias de datos 10 y 16 mostradas en la figura 1. La trayectoria de datos 16 del canal Y tiene la misma estructura.

De acuerdo con la figura 2, el flujo de datos de entrada Xin en el TD de la trayectoria de datos 10 del canal X es suministrado a una memoria tampón de entrada 20 y el flujo de salida Xbuf es suministrado a una subsiguiente FFT de entrada de tamaño variable 21 que entrega el flujo de datos de transformada de Fourier rápida Xfft en el FD, que es suministrado a un divisor de datos 22. El divisor de datos divide el flujo de datos del FD Xfft en dos flujos de datos del FD Xfft a y Xfft b de rangos de frecuencia diferentes A y B, que son suministrados a un primer respectivo filtro de CD A 23-1 y un segundo respectivo filtro de CD B 23-2. Los flujos de salida separados filtrados de CD Xcd a y Xcd b de los filtros de CD A y B 23-1,23-2 de la trayectoria de datos 10 del canal X son suministrados a respectivos filtros MIMO A y B 24-1,24-2 junto con respectivos flujos de salida separados filtrados de CD Ycd a y Ycd b de la trayectoria de datos 16 del canal Y. Además, los filtros MIMO A y B 24-1,24-2 son controlados por coeficientes de filtros suministrados Cxx a, Cxx b, Cyx a, Cyx b, respectivamente. A continuación, los respectivos flujos de datos de salida Xmimo a y Xmimo b de los filtros MIMO A y B 24-2, 24-2 son suministrados a un combinador datos 25, donde se combinan en un único flujo de datos Xmimo y son suministrados a una IFFT de salida de tamaño constante final 26 para ser convertidos en el flujo de datos de salida del TD Xout mostrado en la figura 1.

La figura 3 muestra un diagrama de bloques esquemático para uno (canal X) de dos canales de control de las unidades de actualización de coeficientes 12, 14 mostradas en la figura 1. De nuevo, el segundo canal (Y) tiene la misma estructura.

El flujo de datos de salida Xout de la trayectoria de datos 10 del canal X es procesado primero en una unidad de cálculo de errores X 41 para obtener un flujo de valor de error Xe que es sometido a relleno de ceros en una unidad de relleno de ceros 42 para obtener un flujo de errores con relleno de ceros Xe z que, a continuación, es suministrado a una unidad de acumulador de bloques 43. El flujo de valores de error acumulados de bloque Xe d es suministrado a continuación a una FFT de retroalimentación 44 con tamaño constante, para obtener un flujo de valores de error del FD convertido con FFT Xe fft, que es transferido a un divisor de error 45 adaptado para dividir el flujo de valores de error del FD Xe fft en los dos rangos de frecuencia diferentes A y B de las trayectorias de datos 10, 16 para obtener respectivos flujos de valores de error del FD Xe fft a y Xe fft b que son suministrados a respectivas unidades de actualización de coeficientes 47 para controlar el proceso de actualización.

Además, los valores de salida Xcd a, Xcd b, Ycd a y Ycd b de los respectivos filtros de CD de los canales X e Y de las trayectorias de datos 10 y 16 son suministrados a los respectivos elementos de diezmado 46 antes de ser suministrados como valores de salida diezmados Xcd a d, Xcd b d, Ycd a d y Ycd b d a las unidades de actualización de coeficientes 47 de cada uno de los coeficientes de filtro MIMO Cxx a, Cxx b, Cyx a, Cyx b, respectivamente. Finalmente, los coeficientes de filtro actualizados Cxx a, Cxx b, Cyx a y Cyx b son interpolados en respectivos interpoladores 48.

La figura 4 muestra un diagrama de flujo esquemático del procesamiento de datos aplicado en los canales de datos X e Y de las trayectorias de datos 10 y 16, y en los canales de control de las unidades de actualización de coeficientes 12 y 14 de la figura 1.

La memoria tampón de entrada 20 de la figura 2 se utiliza para la función de FFT de solapar y guardar 301 y para la sincronización de una velocidad de datos de entrada y una velocidad de datos interna. La salida de la memoria tampón se obtiene a partir de la entrada, como sigue:

— — 1

donde Mes el tamaño de la FFT de entrada; m = 0,..., 2 ' / = 0,1,...

La función de FFT de entrada 301 tiene tamaño variable M = SpS. N, donde SpS es un número de muestras de entrada por símbolo de salida; N es el tamaño constante de la función de IFFT de salida 306. El divisor de datos separa componentes de frecuencia positivos y negativos después de la FFT. Los vectores de componentes de frecuencia positivos y negativos:

Donde el valor L es constante y no depende del número de muestras de entrada por símbolo SpS. Se calcula como

donde r es el factor de redondeo máximo del filtro de Nyquist.

La figura 5 muestra diagramas de frecuencia para explicar la separación de componentes de frecuencia positivos y negativos, que permite descartar una parte (entre L y N-L) del espectro de señal de la salida de la FFT sin perder ninguna información.

Ambas partes A y B la salida de la FFT se procesan por separado. En primer lugar, se aplica uno de un conjunto de filtros FIR de CD multi-toma 302 a cada componente de frecuencia. Cada salida de filtro es una convolución con los coeficientes del filtro. Para la parte A:

%CDB$ ~ XfFTB^fy * C c D B ^ ’

donde |=0, ..., L-1 para A y |=1, ..., L-1 para B; Ccd a(|) y Ccd b (|) son coeficientes del filtro de CD para el número binario de FFT I.

A pesar de que la longitud total de cada filtro es de K tomas, la mayor parte de los coeficientes de toma son cero. Prácticamente solamente uno o dos de los coeficientes de toma para cada filtro son distintos de cero. Por lo tanto, la complejidad del conjunto de filtros de CD es baja.

La utilización de la FFT de tamaño N y el conjunto de filtros de CD de longitud de K tomas cada uno, es equivalente a utilizar una FFT de tamaño P=NK. Por ejemplo, N=160, K=16, P=2560. Por lo tanto, aunque el tamaño de FFT N es pequeño, el valor de CD cubierto máximo corresponde a un tamaño de FFT efectivo P mucho mayor.

Cada salida del filtro de CD se procesa con una función de filtro MIMO de una toma 303, como sigue:

donde Cxx a (l), Cyx a (l), Cxx b (l), Cyx b (l) son los coeficientes de filtro MIMO para el índice l = 0, ..., L.

La figura 6 muestra un diagrama de frecuencia para explicar el submuestreo en el dominio de frecuencia.

Las salidas de las partes MIMO A y B se combinan (función suma 304) a la entrada de la función IFFT de salida 306, como sigue:

Esta combinación es equivalente a la función de submuestreo 305 a partir del número de muestras por símbolo (SpS, samples per symbol, en inglés) de entrada, a una muestra por símbolo.

La señal submuestreada se convierte al TD con la función IFFT de salida 306 de tamaño constante N. Si se implementa el método de solapar-guardar, se utilizan solamente M/2 muestras de salida intermedias y el resto de las salidas son descartadas por la función de decisión 307.

La figura 7 muestra un diagrama para explicar un diezmado mediante un filtro peine en el TD (parte derecha) en comparación con el FD (parte izquierda).

El cálculo de error en la función 308 se puede realizar con CMA, LMS u otro procedimiento similar. El vector de señal de error xe (la longitud del vector es M/2) se rellena de ceros mediante M/2 ceros (M/4 ceros a cada lado) en la función de relleno de ceros 309. Tal como se muestra en la figura 7 (parte derecha), el número de muestras y, por lo tanto, el periodo de tiempo en el TD, se incrementa de ese modo.

Para reducir el retardo de retroalimentación y la complejidad, se realiza un diezmado de muestras de frecuencia mediante una función de diezmado 310 (por ejemplo, filtro peine). La operación correspondiente en el dominio de tiempo es

El diezmado se basa en el hecho de que las muestras de frecuencia ajustadas están relacionadas.

Otra opción para el diezmado es el diezmado polifásico, donde se selecciona dinámicamente una fase de diezmado.

La figura 8 muestra un diagrama para explicar el sobremuestreo en el dominio de frecuencia. El sobremuestreo tiene solapamiento, tal como se muestra en la figura 8.

En este caso, en cada ciclo FFT c se utilizan diferentes muestras del dominio de frecuencia. En el dominio de tiempo, la operación realizada para procedimiento polifásico:

donde c=0, ...,M/D-1 es el número del ciclo de FFT.

El diezmado polifásico permite mejorar el rendimiento debido a la mejor utilización de la información de frecuencia, pero incrementa un tanto la complejidad.

La función de FFT de error 311 de un tamaño de M/D convierte la señal de error rellena de ceros y diezmada Xe_d al FD. El tamaño de FFT de retroalimentación se reduce en un factor D.

El divisor de error lleva a cabo sobremuestreo en FD en una función de sobremuestreo 312, como sigue:

_{'E FFT A}(0 — ^{X p p p j ( í ) ,}

XefftbU ⁺1^{) =}XEFFT(M/D ^-1 ^-0

donde |=0,..., L/D.

Ambas partes A y B se multiplican en una función de multiplicación 313 mediante las correspondientes salidas de compensación de CD conjugadas, obtenidas mediante la función de conjugado 319. Las salidas de compensación de CD utilizadas para el cálculo de coeficientes MIMO son asimismo diezmadas en una función de diezmado 318, como sigue:

_lCDAD(k )= XCDA(k*D),

XcDBD^) ~ XCD B(k* D),

donde k=0, ...,M/D-1.

Antes del diezmado, se puede utilizar un filtro antisolapamiento 317 opcional. El filtro se aplica a muestras del dominio de frecuencia y tiene una respuesta de paso bajo. El filtro antisolapamiento 317 mejora el rendimiento. Por ejemplo, si D = 4, el filtro antisolapamiento 317 puede tener una respuesta al impulso triangular, como sigue:

Caa=[l, 2, 1],

Para el diezmado polifásico cuando se selecciona dinámicamente una fase de diezmado, en el ciclo c las muestras de frecuencia después del diezmado se obtienen como sigue:

XcdadU*) ^—XCDA(H * D c),

Xcd bd(^) = XCD B(k* D c),

donde c=0, ...,M/D-1 es el número del ciclo de FFT.

La figura 9 muestra una serie de diagramas de frecuencia para explicar un ejemplo de diezmado polifásico.

Diezmado polifásico para D = 4, es decir, c = 0, 1, 2 y 3.

El resultado de la multiplicación de salidas de CD conjugadas diezmadas y muestras de error diezmadas en la función de multiplicación 313 se utiliza para la actualización de coeficientes MIMO. En primer lugar, este se suaviza mediante un filtro de suavizado 314 aplicado a muestras de frecuencia. La utilización del filtro de suavizado 314 es necesaria para convertir la convolución circular de la salida de CD y el error, en convolución lineal. Esto es equivalente a un procedimiento de actualización de coeficientes restringido convencional, pero requiere mucha menos complejidad. Por ejemplo, el filtro de suavizado 314 puede tener coeficientes en forma triangular muy simples, como sigue:

Csmooth = [0,1, 1, 3, 4, 5,6,7,6,5,4,3, 7,1, 0],

La figura 10 muestra diagramas de TD y FD para comparación entre el procedimiento restringido y el procedimiento de filtro de suavizado. En el procedimiento restringido, señales de TD bruscas requieren rangos FD más amplios, mientras que en el procedimiento de filtro de suavizado, señales de TD moderadas requieren ancho de banda de FD menor.

Los resultados de salidas en M/D del filtro de suavizado son multiplicados por un tamaño de paso LMS e integrados por separado en una función de integración de coeficientes 315, según se requiere para el algoritmo LMS. Los resultados de la actualización de coeficientes se interpolan de vuelta mediante un factor D en una función de interpolación 316. La interpolación se puede realizar mediante un interpolador lineal muy simple que introduce un retardo de bucle muy pequeño. Por ejemplo, si D = 4, la interpolación se puede realizar mediante la inserción de tres ceros entre cualesquiera coeficientes contiguos, y filtrando el resultado con un filtro de interpolación lineal que tenga los coeficientes siguientes:

Resumiendo, la presente invención se refiere un aparato y un procedimiento de ecualización para procesar una señal digital, donde una señal de entrada es transformada al dominio de frecuencia aplicando un proceso de transformada rápida de Fourier (FFT) para obtener una señal de entrada transformada. Se separan los componentes de frecuencia positivos y negativos de la señal de entrada transformada, y componentes respectivos de los componentes de frecuencia positivos y negativos se procesan por separado mediante un filtrado digital respectivo para obtener componentes de frecuencia filtrados. Los componentes de frecuencia filtrados se combinan en el dominio de frecuencia utilizando una operación de submuestreo para submuestrear los componentes de frecuencia filtrados a partir de un número de muestras por símbolo de entrada a un diferente número de muestras por símbolo de salida, y los componentes de salida combinados se convierten al dominio de tiempo aplicando un proceso de IFFT.

Se puede aplicar un filtro FIR de CD multi-toma a cada segmento de frecuencia a la salida de la FFT de entrada. La mayoría de las tomas del filtro son cero. Solamente 1 -2 tomas son distintas de cero. Los tamaños de la FFT de entrada, la IFFT de salida y la FFT de error de retroalimentación se pueden reducir en un factor igual a la longitud del filtro FIR de CD multi-toma. La FFT de entrada tiene tamaño variable. El tamaño de la FFT de entrada puede depender de un factor de sobremuestreo de la señal de entrada. La IFFT de salida puede tener un tamaño constante. La relación entre el tamaño de la FFT de entrada y el tamaño de la IFFT de salida puede ser igual al factor de sobremuestreo de la señal de entrada. La salida de la FFT de entrada se puede dividir en dos partes (vectores) correspondientes a frecuencias positiva y negativa. El proceso siguiente se realiza a continuación por separado para ambas partes. Las partes se combinan antes de la IFFT de salida para proporcionar submuestreo. Se descartan componentes de señal de alta frecuencia no valiosos. Las muestras de frecuencia de la salida de CD utilizadas para cálculo de coeficientes MIMO son diezmadas. Se puede aplicar un filtro antisolapamiento a las muestras de frecuencia antes del diezmado. Una operación de acumulación de bloques se puede realizar en la trayectoria de retroalimentación de error en TD. Opcionalmente, se puede utilizar diezmado polifásico. Un filtro de suavizado se puede aplicar a las muestras de frecuencia obtenidas después de la multiplicación de la salida de CD y de la salida de errores. El filtro de suavizado convierte convolución circular en lineal. Los coeficientes MIMO calculados se pueden interpolar mediante un filtro simple en el dominio de frecuencia.

Aunque la invención ha sido mostrada y descrita en detalle en los dibujos y en la descripción anterior, dichas ilustraciones y descripción se deben considerar como ilustrativas o ejemplares, y no limitativas. La invención no se limita a la realización dada a conocer. A partir de la lectura de la presente invención, resultarán evidentes otras modificaciones a un experto en la materia. Dichas modificaciones pueden involucrar otras características que ya son conocidas en la técnica y que pueden utilizarse en lugar, o además de las características ya descritas en la presente memoria. En cambio, la presente invención se puede aplicar a cualquier dispositivo receptor con una funcionalidad de ecualización. El ecualizador del sistema propuesto se puede implementar en hardware discreto, o en base a rutinas de software para controlar procesadores de señal en el lado de recepción.

La invención se ha descrito junto con varias realizaciones en la presente memoria. No obstante, otras variaciones de las realizaciones dadas a conocer pueden ser comprendidas y efectuadas por los expertos en la materia en la práctica de la invención reivindicada, a partir de un estudio de los dibujos, de la invención y de las reivindicaciones adjuntas. En las reivindicaciones, la palabra "comprende" no excluye otros elementos o etapas, y el artículo indefinido "un" o "una" no excluye una pluralidad. Un único procesador u otra unidad puede satisfacer las funciones de varios elementos anunciados en las reivindicaciones. El mero hecho de que determinadas medidas se enumeren en reivindicaciones diferentes entre sí no indica que no se pueda utilizar con provecho una combinación de estas medidas.

Aunque la presente invención se ha descrito haciendo referencia a características y realizaciones específicas de la misma, es evidente que se pueden realizar en la misma diversas modificaciones y combinaciones sin apartarse del alcance de la invención. Por consiguiente, la descripción y los dibujos se deben considerar simplemente como una ilustración de la invención, tal como se define mediante las reivindicaciones adjuntas, y se contempla que abarcan cualesquiera y la totalidad de las modificaciones, variaciones, combinaciones o equivalentes que caigan dentro del alcance de la presente invención.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un aparato de ecualización para procesar una señal digital, comprendiendo dicho aparato:

un transformador rápido de Fourier, FFT, (21) para transformar una señal de entrada al dominio de frecuencia aplicando un proceso FFT para obtener una señal de entrada transformada;

un divisor (22) para separar componentes de frecuencia positivos y negativos de dicha señal de entrada transformada; y

una primera y una segunda ramas paralelas para procesar por separado componentes respectivos de los componentes de frecuencia positivos y negativos separados, en respectivos filtros digitales (23-1, 23-2, 24-1, 24-2) para obtener componentes de frecuencia filtrados;

caracterizado por que comprende además:

un combinador (25) para combinar los componentes de frecuencia filtrados en el dominio de frecuencia utilizando una operación de submuestreo para submuestrear dichos componentes de frecuencia filtrados desde un número de muestras por símbolo de entrada a un número de muestras por símbolo de salida diferente, y un transformador rápido inverso de Fourier, IFFT, (26) para convertir los componentes de salida combinados al dominio de tiempo aplicando un proceso IFFT.

2. El aparato según la reivindicación 1, en el que cada uno de dichos filtros digitales comprende por lo menos uno de un filtro de dispersión cromática, CD, (23-1, 23-2) y un filtro de múltiple entrada múltiple salida, MIMO, (24-1,24-2).

3. El aparato según la reivindicación 2, en el que dicho filtro de CD (23-1,23-2) y dicho filtro MIMO (24-1,24-2) están dispuestos en serie.

4. El aparato según la reivindicación 3, en el que dicho filtro de CD (23-1, 23-2) comprende uno de un conjunto de filtros de respuesta finita al impulso, FIR, para cada componente de frecuencia.

5. El aparato según la reivindicación 3 o 4, en el que una salida de cada uno de dicho por lo menos un filtro de CD (23-1,23-2) es procesada con un filtro MIMO de una toma (24-1,24-2).

6. El aparato según una cualquiera de las reivindicaciones 2 a 5, en el que se suministran señales de salida de dicho filtro MIMO (24-1, 24-2) a dicho combinador (25).

7. El aparato según una cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que dichos componentes de frecuencia positivos y negativos se determinan mediante los siguientes vectores de componentes de frecuencia positivos y negativos:

Xffta(I) = Xfft(I)

Xfftb(I) = X fft(N -I -I ) ,

en donde | = 0,...,L, y donde L se determina como sigue:

L = (1 r) ■ M/2,

en donde r es el factor de redondeo máximo de un filtro de Nyquist y M es el tamaño de datos de dicha FFT (21).

8. El aparato según la reivindicación 7, en el que M se determina multiplicando el tamaño de datos de la FFT (21) por el número de muestras de entrada por símbolo de salida.

9. El aparato según una cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que dicho combinador (25) comprende un elemento de diezmado (46) para diezmar muestras de frecuencia.

10. El aparato según la reivindicación 9, que comprende además un filtro antisolapamiento (317) adaptado para procesar dichos componentes de salida filtrados, antes del diezmado mediante dicho elemento de diezmado (318).

11. El aparato según una cualquiera de las reivindicaciones 2 a 10, en el que dicho aparato está adaptado para actualizar coeficientes de dicho filtro MIMO (24-1,24-2) en base al resultado de la multiplicación de los datos de salida conjugados diezmados de dicho filtro de CD de (23-1, 23-2) por muestras de error diezmadas.

12. Un procedimiento de ecualización para procesar una señal digital, comprendiendo dicho procedimiento: transformar una señal de entrada al dominio de frecuencia aplicando un proceso de FFT para obtener una señal de entrada transformada;

separar componentes de frecuencia positivos y negativos de dicha señal de entrada transformada, y procesar por separado componentes respectivos de los componentes de frecuencia positivos y negativos separados mediante el respectivo filtrado digital, para obtener componentes de frecuencia filtrados;

caracterizado por que comprende además:

combinar los componentes de frecuencia filtrados en el dominio de frecuencia utilizando una operación de submuestreo para submuestrear dichos componentes de frecuencia filtrados desde un número de muestras por símbolo de entrada a un número de muestras por símbolo de salida diferente; y

convertir los componentes de salida combinados al dominio de tiempo aplicando un proceso de IFFT.

13. El procedimiento según la reivindicación 12, en el que dicha combinación comprende diezmar muestras de frecuencia.

14. El procedimiento según la reivindicación 13, en el que dicho diezmado comprende llevar a cabo un diezmado polifásico con una fase de diezmado seleccionada dinámicamente, y utilizar diferentes muestras del dominio de frecuencia en ciclos de FFT diferentes.

15. Un programa informático que comprende medios de código para producir las etapas de una cualquiera de las reivindicaciones de procedimiento 12 a 14 cuando se ejecuta en un dispositivo informático.